Die Erfindung betrifft einen elektronisch kommutierten Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor und einem Stator sowie einer statorseitig angeordneten Rotorsteliungssensoranordnung. Sie betrifft ferner ein Verfahren zum drehzahlabhängigen Steuern des Kommutierungszeitpunkts bei einem solchen Motor. (Man spricht vielfach auch von der drehzahlabhängigen Steuerung des "Zündzeitpunkts" oder "Zündwinkels", obwohl z.B. bei der Verwendung von Transistoren keine "Zündung" erfolgt.)

Aus der DE 39 42 003 A1 ist es bekannt, in der Beschleunigungs- oder Verzögerungsphase eines elektronisch kommutierten Motors den Kommutierungszeitpunkt des Wicklungsstromes nach einer empirisch ermittelten Regel zu verändern. Hierzu wird ein Schieberegister als variables Verzögerungsglied verwendet, mit dessen Hilfe der Kommutierungszeitpunkt nach spät verschoben werden kann, und bei dem die Größe dieser Verschiebung von einer Stellgröße abhängig ist, die dem Schieberegister zugeführt wird.

In vielen Fällen wird aber gewünscht, daß der Kommutierungszeitpunkt abhängig von der Drehzahl verändert wird, und zwar so, daß der Kommutierungszeitpunkt mit steigender Drehzahl in Richtung nach früh verschoben wird, denn damit kann man, besonders bei hohen Drehzahlen, den Wirkungsgrad eines Motors verbessern und folglich höhere Drehzahlen erreichen. Mit dem Verzögerungsglied nach der DE 39 42 003 A1 ist dies nicht möglich, denn damit kann man den Kommutierungszeitpunkt nur in Richtung spät verschieben, wodurch der Wirkungsgrad eines solchen Motors bei hohen Drehzahlen zusätzlich verschlechtert würde.

Da viele Motoren im Betrieb mit konstanter Drehzahl laufen, hilft man sich in der Praxis damit, daß man den Rotorstellungssensor (oder die

Rotorstellungssensoren) aus der sogenannten neutralen Zone um einige Grad nach früh verschiebt, also entgegen der Drehrichtung des Motors. Wenn man diese Verschiebung jedoch zu groß macht, hat dies bei manchen Motortypen den Nachteil, daß der Anlauf des Motors erschwert wird. Außerdem ist es dann oft nur möglich, den Motor in einer einzigen Richtung zu betreiben.

Probleme ergeben sich besonders bei sogenannten zweipulsigen Motoren, bei denen der Statorwicklung des Motors pro Rotordrehung von 360° el. nur zwei Statorstromimpulse zugeführt werden. (Zum Begriff des zweipulsigen Motors vergleiche Müller in "asr-digest für angewandte Antriebstechnik", 1977, Seiten 27 bis 31). Solche Motoren können nicht aus allen Drohstellungen anlaufen, und wenn der Rotorstellungssensor aus der neutralen Zone entgegen der Drehrichtung versetzt wird, können sich bei solchen Motoren zusätzliche Probleme mit dem Anlauf ergeben.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen elektronisch kommutierten Motor bereitzustellen.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1. Da das elektronische Schaltglied von dem Ausgangssignal der Phasenschieberanordnung gesteuert wird und sein Voreilungswinkel mit zunehmender Drehzahl zunimmt, wird mit zunehmender Drehzahl der Kommutierungszeitpunkt immer mehr in Richtung früh verschoben, wodurch sich besonders bei hohen Drehzahlen ein besserer Wirkungsgrad ergibt. Ein solcher Motor eignet sich gut für Antriebe, bei denen der Leistungsbedarf des angetriebenen Geräts mit steigender Drehzahl zunimmt, wie das z.B. bei Gebläsen und Lüftern der Fall ist, oder für Antriebe mit sehr hohen Drehzahlen.

Eine besonders einfache Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich, wenn die Phasenschieberanordnung eine Reihenschaltung aufweist, bei der ein erster ohmscher Widerstand in Reihe geschaltet ist mit einer Parallelschaltung aus einem zweiten ohmschen Widerstand und einem Kondensator. Eine solche Phasenschieberanordnung kann also in sehr einfacher Weise als Widerstands- Kondensator-Anordnung aufgebaut werden.

In weiterer Ausgestaltung geht man dabei bevorzugt so vor, daß das Verhältnis der Widerstandswerte von zweitem ohmschen Widerstand zu erstem ohmschen Widerstand etwa 2 : 1 beträgt, und daß - in weiterer bevorzugter Ausgestaltung - der Kondensator einen Kapazitätswert im Bereich von 1 bis 10 nF aufweist. Solche Kondensatoren mit niedrigen Kapazitätswerten sind nicht nur preiswert, sondern haben auch eine hohe Lebensdauer, so daß sich eine hohe Zuverlässigkeit eines solchen Motors, in Verbindung mit einem ausgezeichneten Wirkungsgrad bei hohen Drehzahlen, ergibt.

Eine andere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch den Gegenstand des Patentanspruchs 18. Hierbei wird der Umstand ausgenützt, daß bei einer Reihenschaltung eines Widerstands und einer Induktivität an der Induktivität eine um 90° vorauseilende Spannung erzeugt wird, die mit wachsender Drehzahl zunimmt. Durch geeignete vektorielle Addition kann hiermit ein Steuersignal erzeugt werden, das mit zunehmender Drehzahl der alternierenden Komponente des Rotorstellungssignals immer mehr vorauseilt und es ermöglicht, den Motorstrom mit zunehmender Drehzahl früher zu kommutieren. Anstelle einer Induktivität in Form einer Spule könnte auch eine sogenannte synthetische Induktivität verwendet werden.

Die Erfindung wird in besonders bevorzugter Weise bei Lüftern mit variabler Drehzahl verwendet. Solche Lüfter werden z.B. zur Belüftung von elektronischen Geräten verwendet. Bei 20° C hat ein solcher Lüfter beispielsweise eine Drehzahl von 1500 U/min, und bei 60° C von 3000 U/min, und in Zwischenbereichen wird die Temperatur stufenlos verändert, um die Kühlluftmenge stufenlos der abzuführenden Wärmemenge anzupassen. Bei Verwendung der vorliegenden Erfindung kann der Wirkungsgrad eines solchen Lüfters im gesamten Drehzahlbereich optimiert werden. Eine solche Optimierung ist in gleicher Weise bei anderen Antrieben möglich, deren Drehzahl innerhalb relativ großer Bereiche veränderbar sein muß, z.B. zwischen 30.000 und 80.000 U/min. Auch hier kann - mit einfachsten Mitteln - durch die Erfindung der Wirkungsgrad im Bereich der Betriebsdrehzahlen wesentlich verbessert werden, ohne daß hierfür nennenswerte Kosten entstehen.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den übrigen Ansprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 die schematisierte Darstellung einer Ausführungsform eines zweipulsigen elektronisch kommutierten Motors,

Fig. 2 einen Längsschnitt durch den in Fig. 1 nur schematisch dargestellten Motor,

Fig. 3 eine Einzelheit, gesehen in Richtung des Pfeiles III der Fig. 2,

Fig. 4 Schaubilder zur Erläuterung der Fig. 1 bis 3,

Fig. 5 die elektrische Schaltung eines bevorzugten Rotorstellungssensors,

Fig. 6 ein Schaubild zur Erläuterung von Fig. 5,

Fig. 7 eine Schaltung zur Erläuterung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 8 bis 12 Darstellungen zur Erläuterung von Fig. 7,

Fig. 13 eine Variante zu Fig. 7,

Fig. 14 ein Schaubild zur Erläuterung von Fig. 13,

Fig. 15 ein Schaubild zur Erläuterung der Phasenschieberanordnung nach den Fig. 7 und 12, und

Fig. 16 eine separate Darstellung der für die Anwendung wichtigen Spannungen des Zeigerdiagramms der Fig. 15.

Nachfolgend wird auf einen zweisträngigen, zweipulsigen Außenläufermotor

mit zylindrischem Luftspalt Bezug genommen, da die Erfindung dort einfach zu erläutern ist und auch besondere Vorteile hat. Jedoch wird darauf hingewiesen, daß sich die Erfindung für alle elektronisch kommutierten Motoren eignet. Es wäre jedoch nicht nützlich oder sinnvoll, die Erfindung z.B. auch noch an einem Motor mit flachem Luftspalt zu erläutern, wie ihn die DE 2 321 022 C2 zeigt.

Die Fig. 1 bis 3 zeigen ein typisches Beispiel für einen zweipulsigen kollektorlosen Außenläufermotor 10. Dieser hat einen Außenrotor 11 mit einem durchgehenden Magnetring 11a, dessen Magnetisierung etwa trapezförmig ausgebildetist, d.h. die Magnetflußdichte im Bereich der Pole ist weitgehend konstant, und die Bereiche 12, 13 zwischen diesen Polen, die man oft auch als Pollücken bezeichnet, obwohl dort in der Realität meist keine Lücken vorhanden sind, sind schmal.

In Fig. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Magnetflußdichte für den Nordpol N durch Schraffieren und für den Südpol S durch Punkte symbolisch angedeutet, um das Verständnis zu erleichtern. Der Rotor 11 ist z.B. als radial magnetisiertes permanentmagnetisches Teil aus Bariumferrit oder einem sogenannten Gummimagneten ausgebildet. Fig. 1 zeigt den Rotor 11 in einer seiner beiden stabilen Ruhestellungen, die er im stromlosen Zustand einnehmen kann. Diese Ruhestellungen sind durch die Form des Luftspalts und die Form der Magnetisierung bestimmt. Im Betrieb läuft der Rotor 11 in Richtung des Pfeiles 14.

Der Stator 15 des Motors 10 ist bei diesem Beispiel als Doppel-T-Anker mit einem oberen Statorpol 16 und einem unteren Statorpol 17 ausgebildet. Die beiden Pole umspannen jeweils fast den ganzen Polbogen. Sie schließen zwischen sich zwei Nuten 18 und 19 ein, in denen zwei Wicklungsstränge 20 und 21 einer zweisträngigen Wicklung angeordnet sind. Die Anschlüsse des Wicklungsstranges 20 sind mit a1 und e1 bezeichnet, die des Wicklungsstranges 21 mit a2 und e2. Die Wicklungen 20 und 21 haben gleiche Windungszahlen und den gleichen Windungssinn, d.h. wenn ein Gleichstrom von a1 nach e1 fließt, ergibt sich dieselbe Magnetisierung des Stators 15, wie wenn derselbe Gleichstrom von a2 nach e2 fließt. Meist sind

die Drähte der beiden Windungen parallel gewickelt, also in Form einer sogenannten Bifilarwicklung, was in Fig. 1 nicht dargestellt ist.

Rotorstellungsabhängige Sensormittel 25, hier ein Hallgenerator, sind in einer Winkelstellung am Stator 15 angeordnet, die etwa der Öffnung der Nut 18 (oder alternativ der Nut 19) entspricht, also der sogenannten neutralen Zone 29. (Befindet sich die Pollücke 12 oder 13 in einer Stellung gegenüber der Nutöffnung 18 oder 19, also gegenüber dem Sensor 25, so kann der Motor 10 kein elektromagnetisches Drehmoment erzeugen, d.h. er hat in dieser Drehstellung eine Lücke seines elektromagnetisch erzeugbaren Drehmoments.) Auf der Außenseite des Rotors 11 können Lüfterflügel L befestigt sein, wie in Fig. 1 schematisch angedeutet.

Der Hallgenerator 25 wird bevorzugt durch das Streufeld des permanentmagnetischen Rotors 11 gesteuert. Deshalb ist er, wie in den Fig. 2 und 3 dargestellt, direkt auf einer Leiterplatte 28 angeordnet, bevorzugt in Form eines SMD-Teils, und zwar unterhalb des mit 29 bezeichneten unteren Endes des Rotormagneten 11a, also in dessen Streuflußbereich, und in einem Abstand d (Fig. 3) von diesem. Dieser Abstand d kann z.B. 1 ,5 bis 3 mm betragen. Die Innenseite des Rotormagneten 11a bildet einen Hüllzylinder C, und es hat sich als vorteilhaft erwiesen, den Hallgenerator im Bereich dieses Hüllzylinders C anzuordnen, z.B. wie in Fig. 3 dargestellt etwas radial außerhalb dieses Hüllzylinders C, da dort die Magnetflußdichte des Streuflußes des Rotormagneten 11a relativ groß ist.

Alternativ wäre es auch möglich, den Hallgenerator 25 radial innerhalb des Rotormagneten 11a anzuordnen, z.B. ebenfalls in einem etwas größeren Abstand, oder bevorzugt so, daß der Rotormagnet eine speziell magnetisierte Steuerspur (nicht dargestellt) für den Hallgenerator 25 hat. Diese Steuerspur kann dann eine etwa sinusförmige Magnetisierung haben, so daß auch das Ausgangssignal u des Hallgenerators 25 (Fig. 6) etwa sinusförmig wird. Wesentlich erscheint, daß die Flanken 49 (Fig. 6) des Signals u nicht zu steil sein dürfen, und durch eine entsprechende Magnetisierungsvorrichtung könnte man solche flachen Flanken in einer speziellen Magnetisierungsspur erzeugen. Die dargestellte Lösung wird jedoch wegen ihrer großen

Einfachheit bevorzugt.

Fig. 5 zeigt die elektrische Schaltung des Hallgenerators 25. Dies ist bevorzugt ein Hallgenerator mit integrierten Vorverstärkern, z.B. vom Typ HW101A. Der Hallgenerator 25 ist über einen Vorwiderstand 40 an eine Plusleitung 42 angeschlossen, und über einen Vorwiderstand 44 an eine Minusleitung 46. Dreht sich der Rotor 11 , der in Fig. 5 symbolisch angedeutet ist, so ergibt sich zwischen den Ausgängen 48, 50 des Hallgenerators 25 die (durch die internen Vorverstärker verstärkte) Spannung u, deren Verlauf in Fig. 6 dargestellt ist. Gegenüber der Minusleitung 46 hat sie einen Offset von z.B. 0,7 V, und sie hat einen Spannungshub S von z.B. 86 mV. Je größer der Abstand d ist, umso kleiner wird der Spannungshub S, aber umso mehr nähert sich der Verlauf der Spannung u einer Sinusspannung, während bei kleinen Werten von d zwar der Spannungshub S groß wird, aber der Verlauf von u mehr einer Rechteckspannung entspricht. Im Rahmen der Erfindung ist eine Rechteckspannung weniger geeignet als eine eher sinusförmige (sinusoidale) Spannung, und deshalb muß ein Kompromiß zwischen dem Abstand d und dem Spannungshub S getroffen werden.

Der Luftspalt 26 über dem Statorpol 16, und der Luftspalt 27 über dem Statorpol 17, sind beim beispielhaft dargestellten Motor in besonderer Weise ausgebildet. Ausgehend von der Nut 18 nimmt, in Drehrichtung 14 gesehen, der Luftspalt 26 während etwa 10 bis 15° el. bis zu einer ersten Stelle 30 zu, an welcher er sein Maximum erreicht. Von da an nimmt der Luftspalt 26 über etwa 165 bis 170° el. ab bis etwa zur Öffnung der Nut 19, wo er seinen Minimalwert d1 erreicht. Der Luftspalt 27 hat, wie dargestellt, einen identischen Verlauf. Diese Luftspaltform, im Zusammenwirken mit der beschriebenen Art der Magnetisierung des Rotors 11 , bewirkt im Betrieb die Entstehung eines Reluktanzmoments T _re ι, das in Fig. 4 dargestellt ist.

Die Rotorstellung, in welcher die Pollücke 12 dem Hallgenerator 25 gegenüberliegt, sei als 0° el. angenommen; im Bereich dieser Stellung ändert der Hallgenerator 25 bei Drehung des Rotors 11 sein Ausgangssignal von hoch nach niedrig oder von niedrig nach hoch. Dreht man - bei stromlosem Motor - den Rotor 11 von Hand in diese Stellung 0° el., so wird er

durch das in Drehrichtung 14 wirksame Reluktanzmoment T _rβ ι so weitergedreht, daß die Pollücke 12 etwa der Stelle 30 größten Luftspalts gegenüberliegt. Diese Stellung ist eine stabile Startstellung oder Ruhestellung des Motors und deshalb in Fig. 4 mit SS1 bezeichnet. Sie liegt hier bei ca. 30° el., und genauso gibt es bei diesem Ausführungsbeispiel eine zweite stabile Startstellung oder Ruhestellung SS2 bei ca. 210° el., wie in Fig. 4 dargestellt, d.h. wenn der Motor 10 abgeschaltet wird, dreht er sich automatisch in eine dieser beiden Ruhe- oder Startstellungen.

Dreht man - bei stromlosem Motor - den Rotor 11 , ausgehend von einer solchen Ruhestellung, in Richtung des Pfeiles 14, so muß man dazu ein Drehmoment aufbringen, d.h. das Reluktanzmoment T _re ι wirkt bremsend, etwa bis zur Stelle d1 mit kleinstem Luftspalt, wo T _re ι zu Null wird. Der Rotor 11 kann gelegentlich in dieser Stellung stehenbleiben, die bei ca. 155° el. bzw. 335° el. liegt, und man kann diese (instabile) Stellung deshalb als instabile Startstellung IS1 bzw. IS2 bezeichnen. Auch aus diesen beiden Drehstellungen muß der Motor 10 starten können.

Dreht man, ausgehend von IS1 , den Rotor 11 geringfügig von Hand in Richtung des Pfeiles 14, so wird er durch ein starkes antreibendes T _rβ ι bis zur Stellung SS2 weitergedreht. Man hat also zwischen SS1 und IS1 ein bremsendes T _rβ | von relativ geringer Amplitude, und zwischen IS1 und SS2 ein antreibendes T _rθ ι von hoher Amplitude.

Durch den Hallgenerator 25 sollte der Strom in den beiden Strängen 20 und 21 so gesteuert werden, daß zwischen 0° el. und 180° el. ein antreibendes elektromagnetisches Drehmoment T _β ι erzeugt wird, das in den Bereichen von

0° el. und von 180° el. eine Lücke 32 bzw. 33 hat, und daß ebenso zwischen 180 und 360° el. ein antreibendes elektromagnetisches Drehmoment T _e ι erzeugt wird, das bei 180 und 360° el. eine Lücke 33 bzw. 34 hat. Diese Lücken 32, 33, 34 werden durch den positiven Teil von T _rβ ι ausgefüllt. Dieser ist deshalb durch ein Pluszeichen kenntlich gemacht.

Beim Start an einer der Stellen SS1 oder SS2 wird das antreibende Tel

gemäß einer Kurve 36 bzw. 36" erzeugt, d.h. bei Start von der Stellung SS1 wirkt während des in Fig. 4 schraffierten Bereichs 38 ein kräftiges Drehmoment T _β ι, das den Motor 10 sicher beschleunigt und zum Anlaufen bringt. Der sichere Anlauf ist ein wesentlicher Vorteil dieser Bauart. Man kann sich das so erklären, daß die Pollücke 12 (oder 13) immer die Stelle mit größtem Luftspalt 26 bzw. 27 sucht, also z.B. die Stelle 30.

Da sich der Hallgenerator 25 hier in der neutralen Zone 29 befindet, also an der Grenze zwischen den beiden Statorpolen 16 und 17, erfolgt beim Start des Motors die Kommutierung etwa in der Mitte zwischen der instabilen Startstellung IS2 und der stabilen Startstellung SS1 , bzw. in der Mitte zwischen der instabilen Startstellung IS1 und der stabilen Startstellung SS2, nämlich bei 0° el., 180° el., 360° el. etc. Dies ist günstig für einen sicheren Anlauf, besonders auch aus den Drehstellungen IS1 und IS2.

Bei höheren Drehzahlen wäre es jedoch wünschenswert, den Hallgenerator 25 entgegen der Drehrichtung 14 um einige Grad zu versetzen, z.B. an die Stelle 25' (Fig. 1), da dann der Wirkungsgrad des Motors besser wird. Dies ist bekannt aus Fig. 9 von DE 2 612464 A1 (D80 = DE-202). Jedoch befindet sich dann der Hallgenerator 25 in einer solchen Lage, daß die Kommutierung in der Nähe der instabilen Startstellungen IS1 bzw. IS2 erfolgt, so daß bei ungünstigen Umständen der Motor nicht sicher anlaufen kann.

Bei der Erfindung kann man den Hallgenerator 25 in der neutralen Zone 29 anordnen, also so, daß der Strom im Stator bei niedrigen Drehzahlen dann kommutiert wird, wenn eine Rotorpollücke 12, 13 die neutrale Zone 29 durchläuft. Andererseits wird bei der Erfindung durch elektronische Mittel erreicht, daß mit zunehmender Drehzahl die Kommutierung immer stärker in Richtung nach früh verschoben wird, also etwa so, als ob der Hallgenerator 25 mit zunehmender Drehzahl automatisch an die Stelle 25' wandern würde.

Fig. 7 zeigt eine bevorzugte Schaltung nach der Erfindung. Die Stromanschlüsse des als Rotorstellungssensor dienenden Hallgenerators 25 sind über den Widerstand 40 an die Plusleitung 42 und über den Widerstand 44 an die Minusleitung 46 angeschlossen. Der Hallgenerator 25 wird durch

das Magnetfeld des Rotors 11 gesteuert, weshalb dieser symbolisch neben dem Hallgenerator 25 dargestellt ist. Dreht sich der Rotor 11 , so entsteht zwischen den beiden Ausgängen 48, 50 des Hallgenerator 25 die in Fig. 6 dargestellte Spannung u, d.h. wenn der Ausgang 48 höher wird, wird der Ausgang 50 niedriger, und wenn der Ausgang 50 höher wird, wird der Ausgang 48 niedriger. Man bezeichnet deshalb diese Ausgänge 48, 50 auch als antivalente Ausgänge.

An den Ausgang 48 ist die Parallelschaltung eines Widerstands 52 und eines Kondensators 54 angeschlossen, welche hier, wie auch in Fig. 8 und 9, zusätzlich mit R1 und C bezeichnet werden. Über einen Knotenpunkt 56 und einen Widerstand 58 (R2) ist diese Parallelschaltung 52, 54 mit der Minusleitung 46 verbunden. Der Knotenpunkt 56 ist mit dem Minuseingang eines Komparators 60 verbunden, dessen Ausgangssignal einen npn- Leistungstransistor 62 steuert, der in Reihe mit dem Strang 21 des Motors 10 zwischen Plusleitung 42 und Minusleitung 46 angeschlossen ist.

Wie man erkennt, ist die Schaltung nach Fig. 7 symmetrisch aufgebaut, und deshalb sind die Schaltelemente auf der linken Seite der Fig. 7 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, aber mit einem nachgestellten Apostroph, also z.B. 52' statt 52 und C statt C. Der Transistor 62' ist in Reihe mit dem Strang 20 des Motors 10 zwischen Plusleitung 42 und Minusleitung 46 angeschlossen. Wie dargestellt, sind die Stränge 20 und 21 umgekehrt gepolt, so daß sie im Betrieb entgegengesetzte Magnetfelder im Stator 15 erzeugen. (Alternativ könnte durch die Komparatoren 60, 60' auch eine Brückenschaltung gesteuert werden, und der Motor 10 würde in diesem Fall nur einen Strang benötigen.)

Der Pluseingang des Komparators 60 ist mit dem Knotenpunkt 56' verbunden, und umgekehrt ist der Pluseingang des Komparators 60' mit dem Knotenpunkt 56 verbunden, d.h. die beiden Komparatoren 60, 60' werden jeweils mit der Spannung zwischen den Knotenpunkten 56 und 56' angesteuert, aber mit umgekehrtem Vorzeichen. Diese Spannung usβ-sβ' entspricht der Addition der Spannungen an den Widerständen 58 und 58', vgl. Fig. 7.

Wie in Fig. 12 schematisch dargestellt, entspricht diese Schaltung einer Brückenschaltung mit den vier Widerständen R1 , R2, R1 ', R2'. Zwischen den Punkten 56, 56' dieser Brückenschaltung, also in deren Diagonalen, liegen die Eingänge beider Komparatoren 60, 60'. Wird 56 positiver als 56', so sperrt der Komparator 60 und die Spannung uβo (Fig. 7 und 10c) an seinem

Ausgang wird hoch, so daß der Transistor 62 (Fig. 7) eingeschaltet wird und der Strang 21 Strom erhält. Wird 56 niedriger als 56', so sperrt der Komparator 60', und sein Ausgang wird hoch, so daß der Transistor 62' eingeschaltet wird und der Strang 20 Strom erhält.

Für die Steuerung der Komparatoren 60, 60' genügen sehr niedrige Spannungen, wie sie hier verwendet werden. Die Wirkung der Phasenschieberanordnung gemäß Fig. 7 beruht darauf, daß die alternierende Spannung U ₅₆ . ₅ 6 _' zwischen den Knotenpunkten 56, 56', die in Fig. 10b dargestellt ist, der alternierenden Spannung u (Fig. 10a) - zwischen den Ausgängen 48 und 50 des Hallgenerators 25 - voreilt, wobei die

Phasenverschiebung, die in Fig. 10b mit φ bezeichnet ist, mit zunehmender Drehzahl zunimmt

Zur Erläuterung der Wirkungsweise wird auf die Fig. 8 bis 11 Bezug genommen. Bei der Schaltung gemäß Fig. 8 liegt zwischen den Punkten 48 und 46 im Betrieb eine alternierende Spannung UH, deren Frequenz z.B. zwischen 0 und 200 Hz schwankt: Im Stillstand hat UH die Frequenz 0 Hz, und bei 6000 U/min z.B. 200 Hz.

Diese Spannung UH erzeugt in dem rechten Phasenschieberglied R1 , C und R2 einen Strom i, der sich (vgl. Fig. 9) darstellt als die vektorielle Summe des Stromes ii durch den Widerstand R1 , und des Stromes \ _∑ durch den Kondensator C. Dabei sind h und J ₂ zueinander um 90° phasenverschoben, und da \ ₂ mit steigender Drehzahl zunimmt, nimmt auch der Winkel α zwischen ii und i mit steigender Drehzahl zu.

Der Strom ii erzeugt am Widerstand R1 eine Spannung ui, die mit h phasengleich ist. Ebenso erzeugt der Strom i im Widerstand R2 eine Spannung u ₂ , die mit i phasengleich ist. Die vektorielle Summe der Spannungen ui und U ₂ entspricht der Ausgangsspannung UH am Ausgang 48 des Hallgenerators 25. Da der Winkel ß zwischen den Spannungen ui und UH kleiner ist als der Winkel α, ergibt sich eine Phasenvoreilung φ (= α - ß) zwischen der Spannung UH und der Spannung U2 am Widerstand R2, und diese Phasenvoreilung nimmt mit steigender Drehzahl zu, denn mit steigender Drehzahl wird i ₂ größer, folglich auch der Winkel α, und damit auch der Winkel φ.

Beim Start ist der Strom i2 praktisch gleich Null, so daß sich beim Start keine Phasenvoreilung ergibt, sondern nur die Widerstände R1 und R2 wirksam sind, die dann als Spannungsteiler wirken.

Da die Schaltung symmetrisch aufgebaut ist, bewirkt das linke Phasenschieberglied R1\ C und R2' dieselbe Phasenverschiebung des zu UH um 180° phasenversetzten Signals am Ausgang 50 des Hallgenerator 25, so daß zwischen den Knotenpunkten 56 und 56' die alternierende Spannung U56-56' (Fig. 10b) liegt, welche der alternierenden Spannung u (Fig. 10a) zwischen den Ausgängen 48 und 50 vorauseilt, und zwar umso mehr, je schneller sich der Rotor 11 dreht. Da die phasenverschobene Spannung U ₅₆ - 56' die Kommutierung des Motors 10 steuert, vgl. Fig. 10c, wird mit zunehmender Drehzahl der Strom in den Strängen 20 und 21 immer früher ein- und ausgeschaltet, wodurch sich der Wirkungsgrad des Motors 10 verbessert, wobei gleichzeitig optimale Bedingungen für den Anlauf des Motors gegeben sind.

Fig. 15 zeigt das komplette Zeigerdiagramm zu den Fig. 7 und 11. Die Spannungen UH und UH ¹ sind antivalent, also zueinander um 180° el. versetzt, d.h. durch richtige Polung addieren sie sich zur alternierenden Spannung u, wie in Fig. 12 dargestellt.

Die in Fig. 7 dargestellte Phasenschieberanordnung zur Phasenverschiebung der alternierenden Spannung u um den Winkel φ enthält wegen ihres symmetrischen Aufbaus das rechte Phasenschieberglied C, R1 , R2 und das linke Phasenschieberglied C, R1', R2'. Durch das rechte Phasenschieberglied wird am Widerstand R2 die phasenverschobene Spannung u ₂ erzeugt, und durch das linke Phasenschieberglied wird am Widerstand R2' die phasenverschobene Spannung U ₂ > erzeugt.

Da die Widerstände R2 und R2' in Serie geschaltet sind, entsteht an ihnen die Spannung U ₅₆ - ₅₆ ¹ als Summe von U ₂ und u ₂ ', und wenn die beiden Phasenschieberglieder gleich ausgebildet sind, haben die beiden Spannungen U2 und U _2' bei dieser speziellen Art der Addition dieselbe Phasenlage, wie in den Fig. 15 und 16 dargestellt.

Die beiden Phasenschieberglieder C, R1 , R2 und C, R1', R2' bilden also zusammen eine Phasenschieberanordnung, welche durch Addition die

Spannung USQ.^- erzeugt, die gegenüber der Spannung u um den Winkel φ in der Phase voreilt, wobei die Phasenvoreilung φ den drehzahlabhängigen Verlauf gemäß Fig. 11 haben kann.

Für die Bauelemente der Fig. 7 werden folgende beispielhafte Werte angegeben:

Motor 10... Vierpoliger Motor.

Frequenz des Signals u _H ... 0 ... 200 Hz (bei 0 ...6000 U/min)

Hallgenerator 25 ... HW101A

Widerstände 52, 52' ... 220 kΩ

Kondensatoren 54, 54' ... 4 nF

Widerstände 58, 58' ... 100 kΩ

Komparatoren 60, 60' ... LM2903

Transistoren 62, 62' ... BDW93

Widerstand 40 ... 2 kΩ

Widerstand 44 ... 100 Ω

Betriebsspannung ... 39 V

Mit diesen Werten ergibt sich der in Fig. 11 dargestellte Verlauf des Voreilungswinkels φ über der Drehzahl, gemessen in elektrischen Graden (° el.). Durch geeignete Bemessung der Komponenten kann dieser Verlauf den Bedürfnissen angepaßt werden. Man erhält so eine wesentliche Verbesserung des Wirkungsgrades, und bei zweipulsigen Motoren zudem einen sehr sicheren Anlauf. Besonders ist darauf hinzuweisen, daß ein elektronisch kommutierter Motor mit dieser drehzahlabhängigen Veränderung des Voreilungswinkels eine ideale Kennlinie für den Antrieb eines Lüfters hat.

Die Fig. 13 und 14 zeigen eine Variante, bei welcher zur Erzeugung der Phasenvoreilung zwei (gleich große) Induktivitäten L und L' verwendet werden. Die Schaltung stimmt weitgehend mit Fig. 7 überein, weshalb ein Teil der Bauelemente nur angedeutet ist. Für gleiche oder gleichwirkende Elemente wie in Fig. 7 werden dieselben Bezugszeichen verwendet wie dort, und diese Teile werden gewöhnlich nicht nochmals beschrieben. Die Schaltung ist auch hier symmetrisch aufgebaut.

An den Ausgang 48 des Hallgenerator 25 ist hier zunächst ein Widerstand R3 angeschlossen, der über einen Knotenpunkt 70 und die Reihenschaltung einer Induktivität L und eines Widerstands R4 mit der Minusleitung 46 verbunden ist. Wie dargestellt, ist der Knotenpunkt 70 mit dem Minuseingang des Komparators 60 verbunden. Sein Pluseingang ist mit dem entsprechenden Knotenpunkt 70' auf der linken Seite der Schaltung verbunden.

Zwischen dem Ausgang 48 und der Minusleitung 46 liegt hier - genauso wie in Fig. 8 dargestellt - im Betrieb, also bei rotierendem Motor 10, eine alternierende Spannung UR. Diese erzeugt einen Strom i durch die Serienschaltung R3, L und R4. Hierbei entstehen an R3 und R4 Spannungen UR ₃ und UR4, die mit dem Strom i phasengleich sind. An der Induktivität L entsteht eine Spannung UL, welche den Spannungen UR3 und UR ₄ um 90°

voreilt, wie in Fig. 14 dargestellt, und diese Spannung nimmt mit steigender Drehzahl zu.

Die vektorielle Summe der Spannungen u _R3 , u _L und u _R4 entspricht der Spannung UR, und der Strom i eilt hierbei der Spannung UR um den Winkel γ nach, wie in Fig. 14 dargestellt.

Die vektorielle Summe der Spannungen U|_ und UR ₄ ist in Fig. 14 mit 72 bezeichnet. Zwischen dieser Summenspannung 72 und dem Strom i liegt ein Winkel δ, der größer ist als der Winkel γ, d.h. die Spannung 72 eilt der Spannung UR um den Winkel φ vor, wie in Fig. 14 dargestellt, wobei der

Winkel φ der Differenz (δ - γ) entspricht, und dieser Winkel φ nimmt mit steigender Drehzahl zu, so daß also auch hier der Strom durch die Stränge 20, 21 (Fig. 1 und 7) des Motors 10 umso früher ein- und ausgeschaltet wird, je schneller der Motor 10 läuft.

Auch bei Fig. 13 werden die beiden Komparatoren 60, 60' durch die Spannung zwischen den Knotenpunkten70 und 70' gesteuert, welche der vektoriellen Summe der Spannungen U|_, UR ₄ einerseits und uu und UR ₄ > andererseits entspricht. Diese alternierende Spannung U ₇₀ - _70' eilt der alternierenden Spannung zwischen den Ausgängen 48 und 50 des Hallgenerators 25 in der Phase um einen Winkel φ voraus.

Naturgemäß sind für den Fachmann im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache weitere Abwandlungen und Modifikationen möglich.