Die gegenständliche Erfindung betrifft einen Energiespeicheremulator bestehend aus einem eine Anzahl Leistungsschalter umfassenden DC/DC-Wandler, der eine Ausgangsspannung und einem ausgangsseitigen Laststrom zur Verfügung stellt, einer Steuerungseinheit, die ausgestaltet ist aus elektrischen Größen des DC-DC/Wandlers einen Referenzstrom zu berechnen und einem Batteriemodell, das mit der Steuerungseinheit verbunden ist und ausgestaltet ist den Referenzstrom zu beziehen, zu verarbeiten und der Steuerungseinheit die Referenzspannung zur Verfügung zu stellen, wobei in der Steuerungseinheit ein Spannungsregler vorgesehen ist, der die Referenzspannung verarbeitet und einen Strom regelt, auf dessen Basis die Steuerungseinheit die über Schaltpulse ansteuert um die Ausgangspannung (v ₂ ) zu regeln. Weiters betrifft die gegenständliche Erfindung ein Verfahren zur Emulation eines Energiespeichers, wobei eine Ausgangsspannung eines DC/DC-Wandlers geregelt wird, indem eine Steuerungseinheit aus elektrischen Größen des DC-DC/Wandlers, sowie einer Referenzspannung einen Referenzstrom berechnet und an ein Batteriemodell lie- fert, wobei das Batteriemodell den Referenzstrom verarbeitet, daraus die Referenzspannung berechnet und an den Spannungsregler übergibt, welcher die Referenzspannung verarbeitet und einen Strom regelt, auf dessen Basis die Steuerungseinheit die Leistungsschalter mittels Schaltpulsen ansteuert, um die Ausgangspannung zu regeln.

In der Entwicklung von elektrischen Energiespeichern, insbesondere von Traktionsbatterien oder Batteriepacks für Hybrid- oder Elektrofahrzeuge, spielen Energiespeicheremulatoren, die das reale Verhalten eines Energiespeichers nachbilden, eine große Rolle. Solche Energiespeicher sind sehr teuer, weshalb es vorteilhaft ist, den Energiespeicher zu emulieren und die Entwicklungsarbeit bzw. Tests an der Emulation durchzuführen. Abgesehen davon, kann es in frühen Entwicklungsstadien auf sein, dass der Energiespeicher noch gar nicht vorliegt, weshalb auch auf eine Emulation zurückzugreifen ist. Ein Energiespeicheremulator umfasst dabei ein Energiespeichermodell, das aus einer Leistungsanforderung, z.B. einem gewünschten Strom, die Ausgangsspannung berechnet und diese am Ausgang des Energiespeicheremulators einstellt, die sich dabei bei der realen Batterie einstellen würde. Je nach Komplexität und Art des Energiespeichermodells können verschiedene Einflussgrößen be- rücksichtigt werden, wie z.B. Last, Temperatur, Ladezustand (SoC - State of Charge), Batteriechemie, etc.

Ein solcher Energiespeicheremulator geht z.B. aus der AT 510 998 A2 und der AT 513 676 A2 hervor. Ein Energiespeicheremulator erzeugt in der Regel eine Ausgangsspannung in Abhängigkeit von einem Laststrom. Dazu wird der Laststrom gemessen, über eine Steuer- einheit in einen Referenzstrom gewandelt und einem Batteriemodell zugeführt. Das Batteriemodell berechnet aus dem Referenzstrom eine Referenzspannung. Die Steuereinheit re- gelt die Ausgangsspannung nach dieser Referenzspannung, die an eine elektrische Last geliefert wird.

Im Energiespeicheremulator ist dazu typischerweise Leistungselektronik in Form eines DC/DC-Wandlers implementiert, der die benötige Ausgangsspannung, bzw. den benötigten Laststrom zur Verfügung stellt. Die Schalter des DC/DC-Wandlers werden durch die Steuereinheit angesteuert, um die gewünschte Ausgangsspannung bzw. den gewünschten Laststrom einzustellen. In der Steuereinheit ist in der Regel eine hinlänglich bekannte Pulsweitenmodulation (PWM) vorgesehen, um über das Tastverhältnis (duty cycle) der Schalter die Ausgangsspannung einzustellen. Bei einer PWM werden die Schalter in jedem Abtastzeit- punkt, gegeben durch eine bestimmte Abtastrate, einmal geschaltet. Die maximale Abtastrate ist damit abhängig von der zulässigen Häufigkeit, mit der die Schalter, in der Regel Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) oder Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET), geschaltet werden können. Die Häufigkeit mit der die Schalter geschalten werden können ist jedoch auch durch die beim Schalten entstehenden Schaltverlus- te begrenzt. Da die PWM bei jedem Abtastschritt schaltet, begrenzt diese Limitierung auch die Abtastrate und somit auch die Reglerbandbreite. Diese Beschränkung führt zu einer schlechten Dynamik der Regelung solcher Wandler, dahingehend, dass oftmals nicht schnell genug auf Störungen oder transiente Schaltvorgänge der Last, was transienten Spannungssprünge erfordert, reagiert werden kann. Eine Erhöhung der Abtastrate in Form einer Über- abtastung ist zwar möglich, aber nur unter starken Einschränkungen, weshalb Überabtastung für die Regelung des DC/DC-Wandlers keine praktische Relevanz hat.

Um diesen Nachteil einer PWM zu umgehen ist eine ein sogenannte Finite Control Set Model Predictive Control (FCS-MPC) als Regelstrategie bekannt. Bei dieser Regelstrategie werden die Schalter direkt angesteuert, weshalb auf eine PWM verzichtet werden kann. Da- mit kann auch die Abtastrate erhöht und die Dynamik der Regelung verbessert werden. Solche Verfahren zur Direktansteuerung der Schalter in leistungselektronischen Systemen sind nicht neu. Ein Überblick darüber kann z.B. in J. Rodriguez, et al.,„State of the art of finite control set model predictive control in power electronics", Industrial Informatics, IEEE Trans- actions, 9(2):1003 - 1016, Mai 2013 gefunden werden. In der EP 2 528 225 B1 findet diese Regelstrategie z.B. Anwendung für die Regelung einer elektrischen Maschine. FCS-MPC zeichnet sich durch die beschränkte Anzahl Möglichkeiten für die Stellgröße, das sogenannte finite control set, aus.

In der WO 2013/174967 A1 ist ein modellprädiktives Regelverfahren für einen Batterieemulator beschrieben und in der WO 2013/174972 A1 ein modellprädiktives Regelverfahren für einen Batterietester. Darin wird allgemein das Verfahren der modellprädiktiven Regelung erläutert und ein Verfahren angegeben, mit dem das Optimierungsproblem ausreichend schnell gelöst werden kann, um Abtastraten im kHz Bereich zu ermöglichen. Die Ansteue- rung des DC/DC-Wandlers erfolgt hier aber wieder jeweils mittels einer PWM mit allen oben erläuterten Nachteilen, insbesondere der Begrenzung der Abtastrate.

Die AT 513 776 B1 offenbart ein Verfahren zur modellprädiktiven Regelung eines DC/DC- Wandlers, mit dem das Optimierungsproblem auch bei großen Prädiktionshorizonten ausrei- chend schnell gelöst werden kann. Dazu wird das Optimierungsproblem der modellprädiktiven Regelung in zwei Optimierungsprobleme aufgeteilt wird, indem in der Steuereinheit ein modellprädiktiver Ausgangsgrößenregler und ein modellprädiktiver Drosselstromregler implementiert werden, wobei für den Ausgangsgrößenregler die Stränge des mehrphasigen DC/DC-Wandlers zu einem einzigen Strang zusammengefasst werden und daraus ein zeit- diskretes Zustandsraummodell erstellt wird und der Ausgangsgrößenregler anhand einer ersten Kostenfunktion des Optimierungsproblems des Ausgangsgrößenreglers die Eingangsspannung des nächsten Abtastschrittes für diesen einzigen Strang prädiziert, die dem Drosselstromregler als Vorgabe vorgegeben wird und der Drosselstromregler daraus anhand einer zweiten Kostenfunktion des Optimierungsproblems des Drosselstromreglers für den nächsten Abtastschritt die notwendigen Schalterstellungen der Schalter der Stränge des mehrphasigen DC/DC-Wandlers ermittelt. Durch die Aufteilung des Reglers in zwei modell- prädiktive, kaskadierte Unterregler, wird die Ordnung des Zustandsraummodells reduziert, womit auch das finite control set der modellprädiktiven Regelung reduziert wird. Lösungen des Optimierungsproblems können daher mit dem erfindungsgemäßen Ansatz rascher ge- funden werden, was es ermöglicht, auch größere Prädiktionshorizonte mit hohen Abtastraten zu verwenden. Jedoch ist auch in diesem Verfahren eine Abhängigkeit von einer Taktfrequenz gegeben, womit die Dynamik der Regelung eingeschränkt ist.

Es ist somit eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung einen Energiespeicheremulator anzugeben, welcher bei der Regelung der Ausgangsspannung eine größere Dynamik und Flexibilität aufweist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine im Energiespeicheremulator vorgesehene PPPC-Einheit gelöst, die mit dem Spannungsregler verbunden ist und einen PPPC-Regler, einen Pulsgenerator und eine Selektionseinheit, die eine Anzahl an Pulsmustern zur Verfügung stellt, umfasst, wobei der PPPC-Regler ausgestaltet ist auf Basis des vom Spannungs- regier erhaltenen Stroms ein Pulsmuster der Selektionseinheit auszuwählen, und die Leistungsschalter über den Pulsgenerator mittels Schaltpulsen nach diesem Pulsmuster anzusteuern. Weiters wird die Aufgabe durch ein Verfahren zum Regeln einer Ausgangsspannung eines DC/DC-Wandlers eines Energiespeicheremulators gelöst, wobei eine PPPC- Einheit auf Basis des vom Spannungsregler geregelten Stroms ein Pulsmuster aus einer Anzahl vorgegebener Pulsmuster auswählt, und die Leistungsschalter des DC/DC-Wandlers nach dem ausgewählten Pulsmuster ansteuert um die Ausgangsspannung zu regeln. Damit kann in Form einer Predictive Pulse Pattern Control (PPPC) frei aus verfügbaren Pulsmus- tern ausgewählt werden, womit eine höhere Dynamik und Genauigkeit bei der Regelung der Ausgangsspannung erreicht wird.

Vorteilhafterweise legt die PPPC-Einheit auf Basis der Referenzspannung die PPPC-Einheit auf Basis des Stroms auch die Schaltzeiten des ausgewählten Pulsmusters der Leistungs- Schalter fest. Damit können neben den Pulsmustern auch die Zeitpunkte der Schaltpulse frei festgelegt werden, womit eine noch größere Flexibilität erreicht wird.

Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 3b näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt

Fig.1 einen Energiespeicheremulator

Fig.2 eine PCCC-Einheit

Fig.3a eine Auswahl an Pulsmustern

Fig.3b daraus abgeschätzte Werte der Strangströme.

Fig. 1 offenbart eine mögliche Ausgestaltung eines Energiespeicheremulators, der einer elektrischen Last 5, beispielsweise ein (teil)elektrischer Antriebsstrang eines Fahrzeugs, eine Ausgangsspannung v ₂ bzw. einen Laststrom i _L zur Verfügung stellt. Die elektrische Last 5 wird hier beispielhaft aus einer Lastkapazität C _L und einem Lastwiderstand R _L modelliert. Dazu wird beispielsweise der Laststrom i _L und die Ausgangsspannung v ₂ ermittelt, einer Steuereinheit 2 zugeführt, welche aus dem Laststrom i _L wiederum einen Referenzstrom i _2R für ein Batteriemodell 3 berechnet und diesen dem Batteriemodell 3 zugeführt. Diese Umrechnung ist natürlich abhängig von der Art des Batteriemodells 3. Das Batteriemodell 3 berechnet aus dem Laststrom i _L eine Referenzspannung V ₂ R, und liefert diese an die Steuereinheit 2, welche darauf basierend über binärer Schaltpulse Si , S ₂ , S ₃ , S ₄ Leistungsschalter S ₀ - _\ , S _o2 , S ₀ 3, S _o4 , S _u i , S _u2 , S _U 3, S _u4 eines, hinlänglich bekannten mehrphasigen DC/DC-Wandlers 1 ansteuert.

Ein grundlegender beispielhafter Aufbau eines Batteriemodells 3 kann beispielsweise aus der AT 510 998 A2 oder der AT 513 676 A2 entnommen werden.

Der DC/DC-Wandler 1 erzeugt die benötige Ausgangsspannung v ₂ und stellt sie der Last 5 zur Verfügung. Eingangsseitig wird beispielsweise eine dreiphasige Wechselspannung AC mittels eines Gleichrichters 4 und einem Glättungskondensator C ₀ zu einer Gleichspannung v ₀ gleichgerichtet. Der Glättungskondensator C ₀ wird als hinreichend groß angenommen, womit die Dynamik des Gleichrichters 4 vernachlässigt und die Gleichspannung v ₀ konstant angenommen werden kann. Die Gleichspannung v ₀ versorgt den DC/DC-Wandler 1 . Der DC/DC-Wandler 1 ist in diesem Ausführungsbeispiel als vierstrangiger Synchronwandler, bestehend aus parallelen Halbbrücken HB-i , HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ und zugehörigen Drosseln, L1 , L2, L3, L4, deren Strangströme i _L i , ii_2, ii_3, ii_ ₄ jeweils durch das Schaltverhalten der zugehörigen Halbbrücke HB-i , HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ angesteuert werden, ausgeführt. Die Halbbrücken HB^ HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ bestehen aus jeweils einem oberen Leistungsschalter S ₀ - _\ , S _o2 , S _o3 , S _o4 und jeweils einem unteren Leistungsschalter S _u i , S _U 2, S _U 3, S _u4 und gegebenenfalls zugehörigen Freilaufdioden D _o1 , D _u1 , D _o2 , D _u2 , D _o3 , D _u3 , D _o4 , D _u4. Pro Strang ist somit je eine Halbbrücken HB-i , HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ und eine Drossel L-ι , L ₂ , L ₃ , L ₄ vorgesehen, wobei die Drosseln L-i , L ₂ , L ₃ , L ₄ einerseits zwischen dem oberen Leistungsschaltern S ₀ - _\ , S _o2 , S _o3 , S _o4 und unteren Leistungsschaltern S _u i , S _u2 , S _u3 , S _u4 mit jeweils einer Halbbrücke HB^ HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ verbunden sind und andererseits ausgangsseitig miteinander verbunden sind. Damit ergibt sich der Ausgangsstrom als Summe der Strangströme i _L i , ii_2, iL3, ii_ ₄ - Ohmsche Widerstände der Drosseln L-ι , L ₂ , L ₃ , L ₄ sind in Fig. 1 der Einfachheit halber nicht dargestellt, können aber auch berücksichtigt werden. Zudem ist üblicherweise ein ausgangsseitiger Glättungskonden- sator C ₂ vorhanden, der gemeinsam mit den Drosseln L-ι , L ₂ , L ₃ , L ₄ und der Ausgangsinduktivität L einen Ausgangsfilter des Synchronwandlers bildet. Dieses Filter erhält den Ausgangsstrom i-ι bzw. eine Zwischenspannung v-ι am Eingang und liefert weiter eine Ausgangsspannung v ₂ und damit einen Laststrom i _L . Der DC/DC-Wandler 1 kann selbstverständlich auch in einer anderen Ausführung, z.B. mit weniger oder mehr Strängen, etc. ausgeführt sein.

Die Leistungsschalter S ₀ - _\ , S _o2 , S _o3 , S _o4 , S _u i , S _u2 , S _u3 , S _u4 der Halbbrücken werden durch eine Steuereinheit 2 angesteuert, um die gewünschte Ausgangsspannung v ₂ , die den benötigten Laststrom i _L ergibt, einzustellen. Die oberen Leistungsschalter S ₀ - _\ , S _o2 , S _o3 , S _o4 und die jeweils zugehörigen unteren Leistungsschalter S _u i , S _u2 , S _u3 , S _u4 einer Halbbrücke HB^ HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ werden grundlegend alternierend geschaltet, um einen Kurzschluss zu verhindern. Die grundlegende Steuerung von Halbbrücken HB-i , HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ eines Synchronwandlers zum Erzeugen des Laststroms i _L kann als bekannt vorausgesetzt werden.

Üblicherweise ist im Stand der Technik in der Steuereinheit 2 eine ebenso hinlänglich bekannte Pulsweitenmodulation (PWM) vorgesehen, um über das Tastverhältnis der Leistungsschalter S ₀ i , S _o2 , S _o3 , S _o4 , S _u i , S _u2 , S _u3 , S _u4 die Ausgangsspannung v ₂ bzw. den ge- wünschten Laststrom i _L über die Strangströme i _L i , ii_2, IL3, ii_ ₄ einzustellen. Da eine PWM bei jedem Abtastschritt schaltet, begrenzt diese Limitierung auch die Abtastrate und somit auch die Reglerbandbreite. Diese Beschränkung führt zu einer eingeschränkten Dynamik der Regelung solcher DC/DC-Wandler 1 , d.h. dass oftmals nicht schnell genug auf Störungen oder transiente Schaltvorgänge der Last 5 reagiert werden kann.

Aus diesem Grund steuert die Steuereinheit 2 die Leistungsschalter S ₀ - _\ , S _o2 , S _o3 , S _o4 , S _u i , S _u2 , S _u3 , S _u4 nicht auf Basis einer PWM an, sondern erfindungsgemäß mittels einer Predictive Pulse Pattern Control (PPPC). Die Steuereinheit 2 erhält weiterhin die Strangströme i _L i , ii_2, ii_3, \_4 (die gemessen werden können), sowie den aktuellen Laststrom i _L (der gemessen werden kann), und die aktuelle Ausgangsspannung v ₂ (die gemessen werden kann) als Eingangsgröße. Um nun ein schnelleres und genaueres Einstellen der Ausgangsspannung v ₂ zu erreichen, wird auf der Steuereinheit 2 eine Kombination aus einer inneren und äußeren Re- gelschleife, wie in Fig. 2 dargestellt, verwendet.

Die äußere Regelschleife weist einen Spannungsregler VR auf, welcher einer durch eine PPPC-Einheit 20 gebildeten inneren Regelschleife überlagert ist. Der Spannungsregler VR erhält von Batteriemodell 3 die Referenzspannung V ₂ R, sowie weitere elektrischen Größen der Batterieemulators (z.B. die Strangströme i _L i , b, ii_4, die Ausgangsspannung v ₂ , den Laststrom i _L , etc. und regelt darauf basierend einen Strom ^* . Hierfür kann grundsätzlich jeder beliebige geeignete Regler implementiert werden. Eine mögliche Regelungsstrategie für den Spannungsregler VR ist ein modellprädiktiver Regler (MPC), der den Fehler zwischen den tatsächlichen Ausgangsstrom (der z.B. gemessen wird) und dem vom Spannungsregler VR eingestellten Strom \ über den Prädiktionshorizont N _P minimiert. Dazu kann in der MPC zusätzlich noch eine systembedingte Begrenzung des Ausgangsstrom berücksichtigt werden. Die für den Spannungsregler VR benötigten Größen werden entweder gemessen und/oder anhand eines Beobachters, z.B. in Form eines Kaiman Filters, aus messbaren Größen (insbesondere , i ₂ , Vi , v ₂ , i _L i , b, ii_4) geschätzt (beispielsweise der Laststrom i _L ).

Die PPPC-Einheit 20 wiederum besteht aus einem PPPC-Regler 201 , einem Pulsgenerator 202 und einer Selektionseinheit 200. Der Pulsgenerator 202 steuert die Leistungsschalter S ₀ i , S _o2 , S ₀ 3, S ₀ 4, S _u i , S _u2 , S _U 3, S _U 4 durch Schaltpulse Si , S ₂ , S ₃ , S ₄ an, um die gewünschten Strangströme i _L i , ii_2, ii_3, ii_4 und damit den gewünschten Laststrom i _L , bzw. die gewünschte Ausgangsspannung v ₂ einzustellen. Dabei stehen dem Pulsgenerator 202 diverse, von der Selektionseinheit 200 zur Verfügung gestellte, vordefinierte Pulsmuster A, B, C, D zur Verfü- gung.

Der PPPC-Regler 20 verarbeitet den vom Spannungsregler VR vorgegebenen Strom ^* und wählt ein passendes von der Selektionseinheit 200 zur Verfügung gestelltes Pulsmuster A, B, C, D, sowie passende Schaltzeiten ti , t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 der Pulsmuster A, B, C, D, womit der Pulsgenerator 202 die Leistungsschalter , S _o2 , S ₀ 3, S ₀ 4, S _u i , S _u2 , S _U 3, S _U 4 über Schaltpulse Si , S ₂ , S ₃ , S ₄ entsprechend dieser Pulsmuster A, B, C, D mit entsprechenden Schaltzeiten ti , t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 ansteuert.

Jedes Pulsmuster A, B, C, D erzeugt die Schaltpulse Si , S ₂ , S ₃ , S ₄ jeder Halbbrücke HB^ HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ eine Folge von Schaltpulsen Si , S ₂ , S ₃ , S ₄ , womit idealerweise der gesamte mögliche Bereich der Ausgangsspannung v ₂ abgedeckt wird. Es werden damit zwischen zwei Zeitpunkten t _k , t _k+1 , die vorzugsweise einer Abtastperiode T _P entsprechen, pro Phase zwei Schaltaktionen, d.h. zwei Wechsel von aktiv auf inaktiv, der jeweiligen Leistungsschalter 501, S ₀ 2, S ₀ 3, S ₀ 4, S _u i, S _U 2, S _U 3, S _u4 ermöglicht, wobei die Schaltaktionen zu den frei wählbaren Schaltzeiten t _k , t-ι, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 stattfinden. Die Anzahl der Schaltzeiten ist dabei natürlich wählbar. Damit wird wie üblich der benötigte Ausgangsstrom als Summe der Strangströme i _L i, ii_2, ii_3, ii_4 erzeugt. Durch die Verwendung eines Pulsgenerators 202 können die Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ einerseits frei entsprechend den vorgegebenen Pulsmustern A, B, C, D A gewählt werden, wobei weiters frei über die Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 verfügt werden kann. Damit ergibt sich eine Unabhängigkeit von einer festen Abtastrate, womit eine hohe Dynamik und Flexibilität gegeben ist.

In der vorliegenden Ausgestaltung werden auf der Selektionseinheit 200 vier Pulsmuster A, B, C, D definiert. Die Pulsmuster A, B, C, D weisen pro Schaltperiode [t _k , t _k+1 ], d.h. hier beispielsweise pro Prädiktionsintervall T _P , je eine bestimmte Anzahl an Schaltvorgängen, bzw. Wechsel von aktiven Phasen auf inaktive Phasen oder umgekehrt, auf. Das bedeutet, dass in einer Schaltperiode [t _k , t _k+1 ] jeder Schaltpuls Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ nur einmal von aktiv auf inaktiv und von inaktiv auf aktiv schaltet. Damit werden die Leistungsschalter S ₀ i, S _o2 , S _o3 , S ₀ 4, S _u i, S _u2 , S _u3 , S _U 4 der Halbbrücken HBi, HB ₂ , HB ₃ , HB ₄ über die Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ in einer Weise gesteuert, dass unterschiedliche Strangströme i _L i, ii_2, b, ii_4 in den Drosseln Li, L ₂ , L ₃ , L ₄ erzeugt werden. Diese Strangströme i _L i, ii_2, IL3, ii_4 ergeben, wie erwähnt in Summe den Ausgangsstrom , womit in weiterer Folge eine Ausgangsspannung v ₂ und ein Laststrom i _L erzeugt werden.

Fig. 3a zeigt eine beispielhafte Auswahl an vier Pulsmustern A, B, C, D. Das Pulsmuster A weist Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ in der Art auf, sodass zum selben Zeitpunkt in keinem oder maximal in einem Strang eine aktive Phase auftritt. Das Pulsmuster B weist Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ mit einem oder zwei Strängen mit gleichzeitig aktiven Phasen auf, das Pulsmuster C Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ mit zwei oder drei Strängen mit aktive Phasen und das Pulsmus- ter D Schaltpulse Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ mit drei oder vier Strängen mit aktive Phasen auf. Diese Pulsmuster A, B, C, D der Schaltsignale Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ , mit denen die Leistungsschalter S ₀ i,

5 ₀ 2, S _o3 , S ₀ 4, S _u i, S _U 2, S _u3 , S _U 4 angesteuert werden , sind in Fig. 3a tabellarisch dargestellt. Daraus ergibt sich eine potentielle Auswahl an Ausgangsströmen die beim nächsten Abtastzeitpunkt t _k+ i erreicht werden können. Die Pulsmuster A, B, C, D ermöglichen je nach Anzahl der gleichzeitig aktiven Phasen unterschiedliche Ausgangsströme . So kann mittels des Pulsmusters D natürlich potentiell ein größerer Ausgangsstrom , als mit dem Pulsmuster A erreicht werden. Es wird somit vom PPPC-Regler 201 abgeschätzt, welches dieser von der Selektionseinheit 200 zur Verfügung gestellten Pulsmuster A, B, C, D mit welchen Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+ i gewählt werden muss, um zum nächsten Abtastzeit- punkt t _k+ i die Abweichung des erzeugten Stroms vom Spannungsregler VR vorgegebenen Strom ii ^* zu minimieren. So kann beispielsweise erst allgemein ein Pulsmuster A, B, C, D gewählt werden, das den erzeugten Ausgangsstrom an den vom Spannungsregler VR vorgegebenen Stroms annähert, d.h. dessen möglicher Wertebereich (der durch die unterschiedlichen möglichen Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 vorgegeben ist) den vorgegebenen Stroms ^* beinhal- tet. Zusätzlich hat man in den Schaltzeiten t _k , t-ι, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 einen zusätzlichen Freiheitsgrad, um den Ausgangsstrom zum Zeitpunkt t _k+1 einzustellen. Zur Ermittlung der Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+1 für das ausgewählte Pulsmuster A, B, C, D kann ein Optimierungsproblem aufgestellt werden, um die optimalen Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+ i für den vorgegebenen Ausgangsstrom \ zu ermitteln. Dazu kann eine Kostenfunktion J _K als Funktion der j Schaltzeiten und der Ausgangsstrom , und gegebenenfalls weiterer Größen, angesetzt werden, also J _K =f(t _j , , ...). Diese Kostenfunktion J _K bewertet die Abweichung der vergebenen Ausgangsstromes und des erzeugten Ausgangsstromes und kann hinsichtlich der Schaltzeiten ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ (t _k , t _k+ i vorgegeben und nicht änderbar) optimiert, in der Regel minimiert, werden, also t = argmin| _t JK, mit dem Schaltzeitvektor t, der die j Schaltzeiten enthält. Hierzu kann ein geeignetes Abbruchkriterium bestimmt werden, beispielsweise das unterschreiten einer Abweichungsschwelle oder eine Anzahl von Iterationen. Damit erhält man eine optimale Annäherung des vorgegebenen Ausgangsstromes durch das Pulsmuster A, B, C, D.

Fig. 3b zeigt auf Basis der Pulsmuster A, B, C, D und Schaltzeiten t _k , ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+ i abgeschätzte Strangsströme i _L i, b, b, iu, sowie den jeweils daraus resultierenden abgeschätzten Ausgangsstrom . Zu erkennen sind die unterschiedlichen Schaltzeiten ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , U, t ₇ .

Durch die Wahl der Pulsmuster A, B, C, D und der zugehörige Schaltzeiten ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ , t _k+ i können am PPPC-Regler im Gegensatz zu einer üblichen FCS-MPC die erwarteten Werte der Strangströme i _L i, ii_2, ii_3, i mit variablen, von der Abtastrate unabhängigen,

Schaltzeiten ti, t ₂ , t ₃ , t ₄ , t ₅ , t ₆ , t ₇ abgeschätzt werden. Auf Basis dieser Abschätzung können jene Schaltsignale Si, S ₂ , S ₃ , S ₄ generiert werden, die einen erwarteten Fehler minimieren, womit eine höhere Genauigkeit und Dynamik erzielt werden kann.