以下、図面を参照しつつ本発明に高周波� ��幅器の好適な実施形態について詳細に説明� ��る。なお、図面の説明においては同一又は� ��当部分には同一符号を付し、重複する説明� ��省略する。

 [第1実施形態]
 図1は、本発明の好適な一実施形態にかかる 高周波増幅器1の概略構成を示す回路図であ� �。同図に示す高周波増幅器1は、移動通信用� ��無線基地局において無線信号を増幅するた� ��のものであり、包絡線検出部3と包絡線追跡 電源回路5とパワーアンプ4とによって構成さ� ��ている。

 パワーアンプ4は、包絡線追跡電源回路5か� �の電力の供給を受けて、入力された高周波� �無線信号(以下、RF信号という)を増幅して出� ��する。包絡線検出部3は、検波等により包絡 線を検出し包絡線信号を包絡線追跡電源回路 5に入力する。図2には、パワーアンプ4の出力 RF信号の電圧S _out0 及び包絡線追跡電源回路5の出力電圧S _out1 の時間変化の一例を示す。このように、包絡 線追跡電源回路5は、RF信号の包絡線の時間変 化に応じた出力電圧を生成する。これにより 、パワーアンプ4に固定電圧の電源回路を接� �した場合に比較して、全体の消費電力を削� �することが可能になる。

 以下、本実施形態にかかる包絡線追跡電� ��回路5の構成を説明する前に、包絡線追跡方 式の原理について説明する。図3は、包絡線� �跡方式の原理を説明するための基本回路図� �ある。

 包絡線追跡方式の基本回路905は、包絡線信� ��S _E が入力されるオペアンプからなるボルテージ フォロア回路907と、ボルテージフォロア回路 907と基本回路905の出力との間に接続された抵 抗素子R _sense と、抵抗素子R _sense における電圧降下を検出してその両端の電位 を比較するヒステリシスコンパレータ909と、 このヒステリシスコンパレータ909の出力を受 けてスイッチングするスイッチングコンバー タ911によって構成されている。スイッチング コンバータ911は、ドレイン端子にバイアス電 圧V _dd が印加され、ゲート端子にヒステリシスコン パレータ909の出力が接続されたパワーMOSFET等 の半導体スイッチ913と、アノード端子が接地 され、カソード端子が半導体スイッチ913のソ ース端子に接続されたダイオード915と、半導 体スイッチ913のソース端子と基本回路905の出 力との間に接続されたインダクタ917とから構 成されている。同図においては、パワーアン プ4を負荷抵抗R _load に等価的に置き換えている。

 このような基本回路905は、ボルテージフォ� ��ア回路907から負荷抵抗R _load に供給される電流と、スイッチングコンバー タ911から負荷抵抗R _load に供給される電流が合成されることによって 、包絡線信号S _E に対応した出力電圧を負荷抵抗R _load に生成して出力する。

 具体的には、ヒステリシスコンパレータ909� ��出力電圧がハイであり半導体スイッチ913が� ��ン状態にある場合は、スイッチングコンバ� ��タ911からの電流が増加し、それに伴ってボ� ��テージフォロア回路907から負荷抵抗R _load に流れる電流が減少する。その結果、抵抗素 子R _sense の電圧降下が低下してヒステリシスコンパレ ータ909の出力がローになることにより、半導 体スイッチ913がオフ状態となる。半導体スイ ッチ913がオフ状態にある場合は、スイッチン グコンバータ911からの電流が減少し、それに 伴ってボルテージフォロア回路907から負荷抵 抗R _load に流れる電流が増加する。その結果、抵抗素 子R _sense の電圧降下が上昇してヒステリシスコンパレ ータ909の出力電圧がハイになることにより、 半導体スイッチ913がオン状態となる。

 上記のような動作を繰り返すことにより、� ��イッチングコンバータ911における出力電圧� ��高周波成分(リップル)がボルテージフォロ� �回路907の出力電圧によって補完(キャンセル) されて、包絡線信号S _E に対応した出力電圧が負荷抵抗R _load に生成される。このとき、オペアンプからな るボルテージフォロア回路907は、広帯域であ るが低効率な電源である一方、スイッチング コンバータ911は、狭帯域であるが高効率な電 源である。ここで、図4に示すように、WCDMAの 移動通信方式における包絡線信号のスペクト ル分布は、直流成分を含む低周波帯に集中し ている。従って、包絡線の直流成分および低 周波成分に対しては、高効率なスイッチング コンバータ911から電力を供給し、包絡線の高 周波成分に対しては、広帯域なボルテージフ ォロア回路907から電力を供給することにより 、電源回路全体で効率を維持する。

 次に、基本回路905の動作について各回路� ��が出力する信号波形を参照しながら、より� ��細に説明する。今、基本回路905のインダク� ��917のインダクタンスをL、ヒステリシスコン パレータ909のヒステリシス幅をhとする。

 図5には、(a)スイッチングコンバータ911から の出力電圧V _O (t)、及び(b)スイッチングコンバータ911からの 出力電流I _O (t)を簡略化して示している。ここで、図5(a)� �おけるDはデューティ比であり、包絡線信号� ��直流成分を電源電圧V _dd で除した値を意味している。このように、時 間t=0で半導体スイッチ913がオンすると出力電 流I _O が増え始め、ヒステリシスコンパレータ909の ヒステリシス幅hによって決まる上限値h/R _sense に達すると、ヒステリシスコンパレータ909の 出力が反転し、半導体スイッチ913がオフにな る(時間t=T ₁ )。半導体スイッチ913がオフになると、スイ� �チングコンバータ911からの出力電流I _O が減り始め、ヒステリシス幅hによって決ま� �下限値-h/R _sense に達すると、ヒステリシスコンパレータ909の 出力が反転し、半導体スイッチ913がオンにな る(時間t=T ₂ )。

 図6は、基本回路905における包絡線信号S _E の電圧V _E 、ボルテージフォロア回路907からの出力電流 I _OP 、ヒステリシスコンパレータ909からの出力電 圧V _C 、スイッチングコンバータ911の出力電流I _O 、及び負荷抵抗R _load への出力電流I _out の時間変化の測定結果を示している。このよ うに、基本回路905は内部発振を起こすが、出 力電流I _out においてはリップルが除去されている。この ときのスイッチングコンバータ911のスイッチ ング周波数は、インダクタンスLとヒステリ� �ス幅hによって決まり、それぞれに反比例す� ��。

 次に、本実施形態にかかる包絡線追跡電� ��回路5の構成について説明する。図7は、包� �線追跡電源回路5の構成を示す回路図である� ��

 同図に示すように、包絡線追跡電源回路5は 、ヒステリシスコンパレータ及びスイッチン グコンバータを含む回路を2系統有している� �具体的には、包絡線追跡電源回路5は、包絡� ��信号S _E の電圧V _E に応じた電圧を出力するボルテージフォロア 回路7と、ボルテージフォロア回路7の出力と� ��荷抵抗R _load に繋がる出力端子P _O との間に接続された2つの並列抵抗R _sense と、2つの並列抵抗R _sense のそれぞれに対応して設けられた2系統の電� �発生部19a,19bとを備えている。

 この電力発生部19aは、ヒステリシスコンパ� ��ータ9aとスイッチングコンバータ11aとから� �成されている。ヒステリシスコンパレータ9a は、その入力端子が一方の並列抵抗R _sense の両端に接続されて、その並列抵抗R _sense における電圧降下を検出して、その電圧降下 に応じてハイ状態またはロー状態の電圧を生 成する。なお、ヒステリシスコンパレータ9a� ��、ヒステリシス幅がh ₁ に設定されている。

 スイッチングコンバータ11aは、ヒステリシ� ��コンパレータ9aの出力する電圧に応じてス� �ッチング駆動されることにより、出力端子P _O に電圧を出力する電源回路である。このスイ ッチングコンバータ11aは、ドレイン端子にバ イアス電圧V _dd1 が印加され、ゲート端子にヒステリシスコン パレータ9aの出力が接続されたパワーMOSFET等� ��半導体スイッチ13aと、アノード端子が接地� ��れ、カソード端子が半導体スイッチ13aのソ� ��ス端子に接続されたダイオード15aと、半導� ��スイッチ13aのソース端子と出力端子P _O との間に接続されたインダクタ17aとから構成 されている。半導体スイッチ13aは、ヒステリ シスコンパレータ9aの出力電圧に応じてオン/ オフし、インダクタ17aは、半導体スイッチ13a を流れる電流を受けてその電流の変化を抑制 するように機能する。なお、インダクタ17aの インダクタンスはL ₁ に設定されている。

 また、電力発生部19bは、電力発生部19aと同� ��な構成を有し、他方の並列抵抗R _sense の両端に接続されたヒステリシスコンパレー タ9bと、ヒステリシスコンパレータ9bによっ� �スイッチング駆動されるスイッチングコン� �ータ11bとを備えている。スイッチングコン� �ータ11bは、ドレイン端子にバイアス電圧V _dd2 が印加され、ゲート端子にヒステリシスコン パレータ9bの出力が接続された半導体スイッ� ��13bと、アノード端子が接地され、カソード� ��子が半導体スイッチ13bのソース端子に接続� ��れたダイオード15bと、半導体スイッチ13bの� ��ース端子と出力端子P _O との間に接続されたインダクタ17bとから構成 されている。なお、ヒステリシスコンパレー タ9bのヒステリシス幅h ₂ はヒステリシスコンパレータ9aのヒステリシ� ��幅h ₁ よりも小さい値に設定されており、インダク タ17bのインダクタンスL ₂ は、インダクタ17aのインダクタンスL ₁ よりも大きい値に設定されている。

 以下、本実施形態にかかる高周波増幅器1 の作用効果について、基本回路905を用いた場 合と比較しながら述べる。

 基本回路905を用いる場合に回路設計時に調� ��可能なパラメータとしては、インダクタン� ��Lとヒステリシス幅hが考えられる。ここで� �負荷抵抗R _load への電流の供給はなるべくスイッチングコン バータから行う方が効率が良いので、インダ クタンスLを小さくすれば帯域を広く確保す� �ことができる。しかしながら、インダクタ� �スLを小さくするとスイッチング周波数が上� ��ってしまい、スイッチングコンバータにお� ��る上限値を超えてしまう場合がある。これ� ��対して、Lの値に対応してヒステリシス幅h� �大きくするとボルテージフォロア回路から� �給する電流が増加して効率が低下する。従� �て、回路全体の効率と帯域とはトレードオ� �の関係になっていることがわかる。

 そこで、基本回路905を用いる場合は、包絡� ��信号S _E の平均スルーレートとスイッチングコンバー タのスルーレートが一致するときが最も効率 が高いという条件を利用して、下記式(1); 
により、インダクタンスLの最適値を決定す� �。式(1)において、V _{s_dc} は、包絡線信号S _E の直流成分を示し、Dは、V _{s_dc} /V _dd で計算される平均デューティ比を示し、分母 は、包絡線信号S _E の時間変化量を平均化したものを示している 。また、このときのスイッチング周波数は、 下記式(2);
により表される。式(2)において、V _{s_rms} は、包絡線信号S _E の2乗平均を示している。これにより、ヒス� �リシス幅h以外は既知であるので、スイッチ� ��グ周波数を決めるとヒステリシス幅hの最適 値を決定できる。

 上記のような設計手法を用いてヒステリシ� ��幅h及びインダクタンスLを設計した場合で� �、包絡線信号S _E のスルーレートは広く分布しているので(図4� ��照)、基本回路905は平均スルーレートに対し てのみ最適化されているだけであり、平均ス ルーレートから外れる多くの時間帯では効率 が大幅に低下する。また、包絡線信号S _E のスルーレートがスイッチングコンバータの スルーレートを下回る場合は、広帯域にする ためにインダクタンスLを小さくした分だけ� �率が低下しており、入力スルーレートがど� �なに小さくてもその低い効率で一定に保た� �てしまう。

 それに対して、本実施形態の包絡線追跡電� ��回路5においては、ヒステリシスコンパレー タ9aとスイッチングコンバータ11aとからなる� ��力発生部19aと、ヒステリシスコンパレータ9 bとスイッチングコンバータ11bとからなる電� �発生部19bとを、包絡線信号S _E の帯域に対する応答特性が異なるように設計 することで、2つの電力発生部19a,19bを広い帯� ��で互いに補完しながら動作させることがで� ��る。その結果、広帯域な包絡線入力に対し� ��全体の効率を高く維持することができる。

 すなわち、電力発生部19aのインダクタンスL ₁ は電力発生部19bのインダクタンスL ₂ よりも小さく、電力発生部19aのヒステリシス 幅h ₁ は、電力発生部19bのヒステリシス幅h ₂ よりも大きくなっている。これにより、電力 発生部19aは、広帯域で低効率な電源として動 作し、電力発生部19bは、狭帯域で高効率な電 源として動作するとともに、それぞれのスイ ッチング周波数を近づけることもできる。

 図8は、包絡線信号S _E のスルーレートが低い場合の包絡線追跡電源 回路5における出力波形の測定結果を示す図� �あり、I _OP はボルテージフォロア回路7からの出力電流� �V _C1 ,V _C2 はそれぞれヒステリシスコンパレータ9a,9bか� ��の出力電圧、I _O1 ,I _O2 はスイッチングコンバータ11a,11bの出力電流� �示している。このように、動作開始から時� �が経過するとインダクタンスが大きくヒス� �リシス幅が小さい狭帯域/高効率の電力発生� ��19bのみの動作に切り替わることが分かる。� ��の際、インダクタンスが小さくヒステリシ� ��幅が大きい広帯域/低効率の電力発生部19bは 動作しなくなる。

 一方、図9は、包絡線信号S _E のスルーレートが高い場合の包絡線追跡電源 回路5における出力波形の測定結果を示す図� �あり、この場合は電力発生部19a,19bの両方が� ��作するが、出力電流が大きいのはインダク� ��ンスが小さくヒステリシス幅の大きい電力� ��生部19aのほうになる。

 これらの測定結果を見てもわかるように� ��入力スルーレートが小さいときは狭帯域/高 効率のスイッチングコンバータに切り替え、 入力スルーレートが大きいときは広帯域なス イッチングコンバータが動作して最も低効率 なボルテージフォロア回路からの電流が増大 することを防げるので、入力スルーレートに よらず一定の低効率となる基本回路905に比較 して、効率の大幅な改善が実現される。

 なお、本発明は、前述した実施形態に限� ��されるものではない。例えば、本実施形態� ��包絡線追跡電源回路5は2系統の電力発生部19 a,19bを備えていたが、インダクタンス及びヒ� ��テリシス幅を多段階に変化させた3系統以上 の電力発生部を備えていてもよい。

 また、本実施形態の電力発生部19a,19bは、イ ンダクタンスL ₁ がインダクタンスL ₂ より小さく、ヒステリシス幅h ₁ がヒステリシス幅h ₂ よりも大きければ、様々なインダクタンス及 びヒステリシス幅に設定してもよいが、スイ ッチング周波数を近づけて半導体スイッチ13a ,13b等に同一のデバイスを採用して設計を容� �にするという点では、インダクタンスLとヒ� ��テリシス幅hとの積がほぼ同一となるように 設定することが好ましい。

 第1及び第2のスイッチングコンバータ部� �、それぞれ、第1及び第2のヒステリシスコン パレータ部の出力する電圧に応じてオン/オ� �する第1及び第2のスイッチと、第1及び第2の� ��イッチを流れる電流を受ける第1及び第2の� �ンダクタとを有し、第1のインダクタのイン� ��クタンスは、第2のインダクタのインダクタ ンスよりも小さい、ことが好ましい。

 この場合、第1のスイッチングコンバータ 部は包絡線に対して応答する帯域が広くなる 一方、第2のスイッチングコンバータ部は包� �線に対して応答する帯域が狭いが、第1のス� ��ッチングコンバータ部に比較して効率が高� ��なる。その結果、包絡線のスルーレートに� ��応して第1及び第2のスイッチングコンバー� �部が補完しながら出力電流を供給するので� �ボルテージフォロア回路部からの出力電流� �増大することがなく、広帯域な包絡線入力� �対して全体の効率を高く維持することがで� �る。

 また、第1のヒステリシスコンパレータ部 のヒステリシス幅は、第2のヒステリシスコ� �パレータ部のヒステリシス幅よりも大きい� �ことも好ましい。

 かかる構成を採れば、包絡線のスルーレ� ��トが大きいときに動作する第1のスイッチン グコンバータ部のスイッチング周波数と、包 絡線のスルーレートが小さいときに動作する 第2のスイッチングコンバータ部のスイッチ� �グ周波数とを近づけることができるので、� �イッチングコンバータを構成する回路素子� �共通化により回路設計を容易にすることが� �きる。

 或いは、本発明の高周波増幅器は、上述� ��た包絡線追跡電源回路と、包絡線追跡電源� ��路の出力端子からの出力電圧の供給を受け� ��、高周波信号を増幅する増幅器と、を備え� ��。このような高周波増幅器によれば、広帯� ��な包絡線を有する高周波信号入力に対して� ��体の効率を高く維持することができる。