Rückkopplungskorrektur für Schaltverstärker

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur der Rückkopplung von Schaltverstärkern, in welchen das Ausgangssignal in den Schaltverstärker zurückgeführt wird, um die Charakteristik des Schaltverstärkers zu stabilisieren, sowie einen selbstschwingenden Schaltverstärker und einen getakteten Schaltverstärker, in welchen jeweils die Rückkopplung durch das erfindungsgemäße Verfahren korrigiert wird.

Schaltverstärker haben gegenüber längsgeregelten Verstärkern den Vorteil, dass diese keinen Wärmeverlust erzeugen und daher aus geringdimensionierten elektronischen Komponenten aufgebaut werden können. In diesen Verstärkertypen wird ein zu verstärkendes Analogsignal konzertiert oder aufeinander folgend in eine pulsbreitenmodulierte Signalfolge gewandelt und verstärkt. Das so erhaltene modulierte Signal wird durch einen Tiefpass wieder in ein Analogsignal zurückverwandelt. In anderen Anwendungsfällen entfällt der Tiefpass und wird durch eine Anordnung aus gekoppelten Spulen und elektronischen Schaltern ersetzt. Die Wirkung dieser Anordnung ist aber mit der eines Tiefpasses vergleichbar. Dabei filtert der Tiefpass die hochfrequenten Anteile der pulsbreitenmodulierten Signalfolge aus und speichert die elektrische Energie aus einem Puls zwischen. Während einer Pulspause oder der Zeit eines umgekehrt gepolten Signals entlädt sich die Energie des Tiefpasses in den Verbraucher. Dabei nimmt die Spannung in dem Energiespeicher des Tiefpasses ab und bevor die Spannung unter den Sollwert, gemessen am Signalsollzustand des verstärkten Signals, fällt, wird dieser Energiespeicher nachgeladen. Auf diese Weise wird der Tiefpass mit einer Folge von hochfrequenten oder zumindest im Vergleich zur Maximalfrequenz des zu verstärkenden Signals hochfrequenten Pulsen geladen und durch den Verbraucher wieder entladen. Dadurch wird die üblicherweise aus Pulsen gleichen Potentials bestehende Pulsfolge wieder in ein analoges Signal zurückgewandelt, welches dann eine Signalform aufweist, die im Verlauf dem zu verstärkenden Signal entspricht.

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In der deutschen Patentschrift DE 198 38 765 wird ein selbstschwingender Digitalverstärker beschrieben, der einer Abwandlung eines länger bekannten Dreieck-Rechteck-Signalgenerators entspricht. Nach der Lehre des oben genannten Patents wird die ursprünglich nicht als Verstärker gedachte Schaltungsanordnung dazu verwendet, ein Signal zu verstärken. Dabei wird das zu verstärkende Signal mit einem internen Rückkopplungssignal des Dreieck-Rechteck-Signalgenerators überlagert, wodurch die Rückkopplung gezielt gestört und dadurch eine erwünschte Variation der Pulsbreite am Ausgang des Dreieck-Rechteck-Signalgenerators erreicht wird. Diese dort beschriebene Pulsbreitenvariation am Ausgang der Rechteckgenerator-Stufe der Schaltungsanordnung entspricht exakt einem pulsbreitenmodulierten Signal, welches durch einen Tiefpass in das gewünschte verstärkte Signal verwandelt werden kann. Dieser Verstärkertyp eignet sich zum Einsatz in anspruchsvollen Niederfrequenzverstärkem, beispielsweise Audioverstärkern. Nachteilig an diesem Verstärkertyp ist aber, dass mit der Signalhöhe des zu verstärkenden Signals nicht nur in wünschenswerter Weise das Breitenverhältnis der beiden Halbwellen einer Pulsperiode in Bezug auf die Zeitdauer verändert wird, sondern unerwünscht auch die Frequenz der Pulse. Als Folge davon variiert die Frequenz des pulsbreitenmodulierten Signals mit der Signalhöhe des zu verstärkenden Signals, was bei der Wandlung durch den Tiefpass in das gewünschte verstärkte Signal zur Folge hat, dass die Signalspitzen mit einer geringeren Frequenz moduliert werden als die weniger intensiven Signale des verstärkten Signals. Dadurch erzeugt der ausgangsseitige Tiefpass zwangsläufig Oberwellen, die dadurch entstehen, dass die Filterwirkung des ausgangsseitigen Tiefpasses mit abnehmender Frequenz des Ausgangssignals der Rechteckgeneratorstufe abnimmt. Bei der Schaltungslegung werden die Bauteile des in der DE 198 38 765 beschriebenen Digitalverstärkers so ausgelegt, dass die Grundfrequenz möglichst niedrig gehalten wird. In der Praxis etwa das zehnfache der zu erwartenden Maximalfrequenz des zu verstärkenden Niederfrequenzsignals. Hierdurch wird die qualitative Anforderung der verwendeten Bauteile, beispielsweise die Flankensteilheit der Rechteckgenerator-Stufe, gering gehalten, so dass beim Aufbau des Verstärkers auf kostengünstige Bauteile

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zurückgegriffen werden kann. Nachteilig bei diesem Verstärkertyp ist aber die Notwendigkeit, dennoch die Grundfrequenz durch Schaltungsauslegung möglichst hoch zu halten, damit keine Oberwellen durch den ausgangsseitigen Tiefpass in das verstärkte Signal gelangen, welche die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) dieses Verstärkertyps nachteilig beeinflussen, denn die unerwünschten, recht hochfrequenten Oberwellen können andere elektromagnetische Empfangsquellen erheblich stören. Die übertragungsfunktion weist also je nach Aussteuerung einen unterschiedlich hohen Anteil von Oberwellen auf.

In der DE 29 17 926 wird ein Verstärkertyp offenbart, der als getakteter Schaltverstärker keine Frequenzinstabilität und spezielle Maßnahmen zur Eliminierung von Oberwellenanteilen im Ausgangssignal aufweist. Zur Verstärkung eines Eingangssignals wird in diesem Verstärkertyp ein Komparator verwendet, um ein zu verstärkendes Eingangssignal mit der Signalhöhe eines unabhängigen Dreieckgenerators zu vergleichen und in Abhängigkeit des Vergleiches eine einfache oder eine Gegentakt-Endstufe ein- oder umschaltet, wobei das Ausgangssignal in den Schaltverstärker rückgekoppelt wird. Dieser Verstärkertyp hat jedoch eine nicht lineare übertragungsfunktion. Die genaue Funktionsweise, speziell die Maßnahmen zur Reduktion des Oberwellenanteile und die übertragungsfunktion ist in der DE 29 17 926 genau beschrieben. Dieser Verstärker erfüllt somit auch nicht die Anforderungen, die an einen hochwertigen Verstärker gestellt werden, wie Ausschluss von parasitären Oberwellen oder zumindest ein vernachlässigbarer Oberwellenanteil und gleichzeitig eine lineare übertragungsfunktion.

Ziel der Erfindung ist es deshalb, die übertragungsfunktion und die elektromagnetische Verträglichkeit dieser Verstärkertypen zu verbessern.

Die erfindungsgemäße Aufgabe wird gelöst durch die Verwendung mindestens einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe, welche aus wenigstens einem internen Kopplungssignal und dem zu verstärkenden Signal ein neues Signal zur Korrektur der Rückkopplung erzeugt, und diese wenigstens eine als Analogrechenschaltung

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wirkende Stufe in jeweils einem internen Kopplungsweg geschaltet ist und jeweils das neue Signal jeweils in diesen internen Kopplungsweg fließt. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Erfindungsgemäß wird also ein internes Kopplungssignal oder ein Eingangssignal so verändert, dass die Frequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers stabil bleibt, ohne, dass sich weitere äußerlich bemerkbare Parameter ändern. Für den getakteten Schaltverstärker wird ein Kopplungssignal oder ein Eingangssignal auf gleiche Weise verändert, so dass die übertragungsfunktion des Gesamtsystems linearisiert wird. Dabei werden Kopplungs- oder Eingangssignale so verändert, dass diese mit einer Funktion (k-U _e ² ), mit der Konstanten k und dem Eingangssignal U _θ , multipliziert oder durch diese dividiert werden. Denn die Frequenzstabilität des selbstschwingenden Schaltverstärkers und die übertragungsfunktion des getakteten Schaltverstärkers weisen diesen Term in ihrer Abhängigkeit von der Signalhöhe des Eingangssignals auf.

Das erfindungsgemäße Verfahren weist also den Vorteil auf, dass auf die bewährten Schaltverstärker mitsamt deren Vorteilen zurückgegriffen werden kann, ohne durch die Korrektur neue Fehler oder Abhängigkeiten zuzufügen. Dadurch bleibt die geringe Komplexität und die Robustheit dieser Verstärkertypen erhalten.

Durch die Verwendung einer als Analogrechenschaltung wirkenden Stufe in einem der internen Kopplungswege eines selbstschwingenden Schaltverstärkers ist es möglich, die Periodenlänge zweier aufeinander folgender modulierter Teilzyklen des pulsbreitenmodulierten Signals der als Rechteckgenerator wirkenden Komparator- stufe konstant zu halten. Bei diesem Verfahren zur Konstanthaltung der gesamten Periodenlänge wird das pulsbreitenmodulierte Verhältnis von positiver Halbwelle zu negativer Halbwelle nicht beeinflusst, da das Wirkungsprinzip des selbstschwingenden Digitalverstärkers aufrechterhalten wird. Durch eine konstante Periodenlänge des selbstschwingenden Schaltverstärkers ist es nicht nur möglich, die EMV dieses Verstärkers zu kontrollieren, beispielsweise durch Auslegung der Tiefpassstufe,

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sondern es ist auch möglich, geringer dimensionierte Bauteile für den Verstärker zu verwenden, weil das Herabsinken der Pulsfrequenz vermieden wird und dadurch die Energie, die durch die als Rechteckgenerator wirkende Komparatorstufe in kleineren, kürzeren Paketen an den Tiefpass weitergegeben wird. Durch die gleichbleibende Grundfrequenz mit unterschiedlichem Verhältnis der Halbwellen zur Gesamtperiode des Rechtecksignals kann die Realisierung des Tiefpasses, gegebenenfalls auch weitere Maßnahmen zur Abschirmung der Grundfrequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers, wie beispielsweise Beschaltungen zur internen Dämpfung von parasitären Oberwellen, leichter und in einfacherer Weise vorgenommen werden, so dass die Gesamtkosten und der Gesamtaufwand zum Aufbau dieses Verstärkertyps erniedrigt werden können.

Ein getakteter Schaltverstärker mit den Eliminierungsmaßnahmen der Oberwellen im Ausgangssignal gemäß der DE 29 17 926 kann durch das erfindungsgemäße Verfahren zur Korrektur der Rückkopplung in seiner übertragungsfunktion linearisiert werden, so dass ein weit größerer Bereich des Modulationsgrades bei diesem Verstärkertyp genutzt werden kann. Denn bisher war man bei diesem Verstärkertyp auf einen kleinen Bereich des Modulationsgrades eingeengt, um die Verzerrungen, die durch die Nichtlinearität erzeugt werden, in wünschenswerter Weise klein zu halten.

Im selbstschwingenden Schaltverstärker wird in vorteilhafter weise erfindungsgemäß eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe in den Rückkopplungsweg der Komparatorstufe und/oder der Umkehrintegratorstufe geschaltet. Hierdurch lässt sich die Schwingfrequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers in optimaler Weise beeinflussen, weil die Schwingfrequenz umgekehrt Proportional zum Rückkopplungsstrom der als Komparator wirkenden Stufe ist. Durch einen Analogrechner in diesem Rückkopplungsweg kann auf eine Division bei der Signalerzeügung durch einen Analogrechner verzichtet werden, wodurch der Aufwand für die Analogrechenschaltung erniedrigt wird. Bei einem Einsatz im Rückkopplungsweg der Umkehrintegratorstufe wird ein wie eine variable Kapazität wirkendes Signal verwendet, das

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aus einer Analogrechenschaltung erzeugt wird, dass die erste Ableitung des Ausgangssignals der Umkehrintegratorstufe nach der Zeit erzeugt. Die Höhe dieses Signals wird umgekehrt proportional zur Höhe des Eingangssignals erzeugt und dient somit als Ersatzschaltung für eine Rückkopplungskapazität im Rückkopplungsweg der als Umkehrintegrator wirkenden Stufe.

Ebenso vorteilhaft ist eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe im Kopplungsweg zwischen der Umkehrintegratorstufe und Komparatorstufe, denn hierdurch lässt sich die Schwingfrequenz ebenfalls beeinflussen.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist vor den Verstärkereingang des Schaltverstärkers ein Limiter geschaltet, der den Betrag der Eingangsspannung des zu verstärkenden Signals bis zu einem vorgegebenen Wert begrenzt. Dadurch wird verhindert, dass der Verstärker eingangsseitig übersteuert wird, was je nach Schaltungslegung zu einem Undefinierten oder auch zu einem unerwünscht stabilen Zustand des selbstschwingenden Schaltverstärkers führen kann. Im Falle des getakteten Schaltverstärkers mit einer nichtlinearen übertragungsfunktion können durch übersteuerung signalverzerrungsbedingte Oberwellen im Ausgangssignal entstehen, die einen mit dem Verstärker betriebenen Verbraucher beschädigen können. Der Limiter beeinflusst das Eingangssignal solange nicht, solange die Signalgröße unterhalb eines vorgewählten Wertes liegt. Erreicht das Eingangssignal den vorgewählten Wert, der unterhalb der Vollaussteuerung liegt, so wird das Signal nicht weiter übertragen oder einfach analog begrenzt. In Folge davon wird das Signal abgeschwächt, was dazu führt, dass ein Undefinierter oder ein stabiler Zustand des erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers wünschenswert vermieden wird. Im getakteten Schaltverstärker wird die Verzerrung entsprechend limitiert. Bevorzugt ist ein Limiter, der das Signal nicht abrupt begrenzt, sondern ab einem vorgewählten Wert dämpft. Dadurch wird verhindert, dass Oberwellen durch ein abrupt abgeschnittenes Signal in den Verstärker gelangen und somit am Ausgang des Tiefpasses diese Oberwellen in die Ausgangslast eingespeist werden,

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wodurch die elektromagnetische Verträglichkeit verschlechtert wird oder wodurch der Verbraucher auch beschädigt werden könnte.

In besonders bevorzugter Weise multipliziert die als Analogrechenschaltung wirkende Stufe im selbstschwingenden Schaltverstärker ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal mit dem Ausgangssignal aus einer Schaltung, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k-U _e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und dieses Signal als Ersatzschaltung für einen Rückkopplungswiderstand der Komparatorstufe dient. Hierdurch wird eine Division bei der mathematisch funktionalen Abhängigkeit der Schwingfrequenz vom Aussteuerungsgrad (Modulationsgrad M) des Verstärkers vermieden, wodurch eine Vereinfachung des Schaltungsaufbaus für die Analogrechenstufe möglich wird.

Ebenso besonders bevorzugt ist im selbstschwingenden Schaltverstärker eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe, die ein zum Ausgangssignal der Komparatorstufe proportionales Folgesignal durch das Ausgangssignal aus einer Schaltung dividiert, die ein Signal erzeugt, dass der Gleichung k-U _e ² genügt, wobei k eine Konstante ist und wobei dieses Signal als Ersatzschaltung für eine Kopplung der Umkehrintegratorstufe mit der Komparatorstufe dient. In diesem Fall wird zwar eine Divisionsschaltung benötigt, jedoch lässt sich an dieser Stelle die Frequenzabhängigkeit besonders gut korrigieren.

Die Erfindung wird anhand der folgenden Figuren näher erläutert:

Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines Dreieck-Rechteck-Generators aus dem Stand der Technik,

Fig. 2 ein erstes Signaldiagramm interner Kopplungssignale des Dreieck- Rechteck-Generators aus Figur 1,

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Fig. 3 ein zweites Signaldiagramm interner Kopplungssignale des Dreieck- Rechteck-Generators aus Figur 1 ,

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers aus dem Stand der Technik,

Fig. 5 ein erstes Signaldiagramm interner Kopplungssignale des selbstschwingenden Schaltverstärkers aus Figur 4,

Fig. 6 ein zweites Signaldiagramm interner Kopplungssignale des selbstschwingenden Schaltverstärkers aus Figur 4,

Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Ersatzschaltung für ein Bauelement der Schaltung gemäß Figur 4 in Form einer Analogrechenstufe,

Fig. 8 ein zur Schaltung gemäß Figur 7 gehöriges Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers,

Fig. 9 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers, teilweise als Blockschaltbild dargestellt,

Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers mit einer ersten Maßnahme zur Korrektur eines Rückkopplungssignals,

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers mit einer zweiten Maßnahme zur Korrektur eines Rückkopplungssignals,

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen getakteten Schaltverstärkers und

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen getakteten Schaltverstärkers mit einer Maßnahme zur Korrektur eines Vergleichssignals.

In Figur 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Dreieck-Rechteck-Generators aus dem Stand der Technik abgebildet. Darin sind zwei aufeinander folgende Operationsverstärker OP ₁ und OP ₂ über einen Widerstand R _t miteinander verbunden und der Ausgang des als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OP ₂ ist über Widerstand R _gt mit den als Umkehrintegrator arbeitenden Operationsverstärker OPi rückgekoppelt. Vom Ausgang des als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OP ₂ führt außerdem ein Rückkopplungssignal über den Widerstand R _ga in den nicht-invertierenden Eingang (+) desselben Operationsverstärkers OP ₂ zurück. An diesem Eingang überlagern sich das Ausgangssignal U _d des als Umkehrintegrator geschalteten Operationsverstärker OPi über R _t und das Ausgangssignal UK des als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP ₂ über R _ga zu einem Mischsignal mit dem Strom Is. Der über R _t mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers OP ₂ gekoppelte Ausgang des Operationsverstärkers OPi ist über einen Kondensator C ₄ mit seinem eigenen invertierenden Eingang (-) rückgekoppelt. Der invertierende Eingang von OP ₂ ist an Masse geschaltet. Hierdurch wird OP ₂ bei Vorliegen eines Stromes Is größer als O mA an seinem nicht-invertierenden Eingang (+) in den Zustand seiner positiven Leerlaufverstärkung oder in positiven Vollausschlag und bei Vorliegen eines Signals l _s von weniger als O mA in seine negative Leerlaufverstärkung oder in negativen Vollausschlag gebracht. Das Vorliegen von exakt O mA an diesem Eingang (+) bringt den als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP ₂ in einen nicht definierten Zustand, der hier nicht einschlägig ist. Liegt am invertierenden Eingang (-) des als Umkehrintegrator geschalteten Operationsverstärker OPi eine, beispielsweise konstante, positive Spannung oder ein positiver Strom Io an, so wird die Spannung U _d am Ausgang von

OP ₁ so lange in linearer Weise fallen, bis der negative Vollausschlag von OPi erreicht ist. Die Linearität wird durch die Rückkopplung über den Kondensator C _t erreicht. Denn ein linearer Spannungsanstieg an einem Ein-/Ausgang des Kondensators C _t führt zu einer konstanten Spannung am anderen Ein-/Ausgang desselben Kondensators, gemäß der ersten Ableitung des Spannungsanstiegs nach der Zeit. Hierdurch wird OP ₁ nur soweit durch Rückkopplung am invertierenden Eingang (-) in seinem Spannungsabfall gehemmt, dass ein linearer Spannungsabfall an seinem Ausgang erfolgt. Würde statt Ct ein Widerstand vorliegen, so würde sich das Potential am Ausgang von OPi sofort stabilisieren.

Da der Zustand dieses Generators nicht stabil sondern bistabil ist, schwingt der Generator. Beginnend bei einem ersten Zustand, bei dem sich der Ausgang von OP2 in positivem Vollausschlag befindet, wird dieses Ausgangssignal UK als Rückkopplungssignal über R _gt mit Strom I ₀ in den invertierenden Eingang (-) von OP ₁ geleitet. Dieser reagiert auf den Strom positiver Polarität mit einem Spannungsabfall an seinem Ausgang, welcher über C _t rückgekoppelt wird, damit der Spannungsabfall linear erfolgt. Das Ausgangssignal U _d von OPi wird über R _t in den nicht- invertierenden Eingang (+) von OP ₂ geleitet. An diesem Eingang wird das hier zunächst fallende Signal von OPi mit dem Rückkopplungssignal positiver Polarität von OP ₂ zum Signal mit Strom Is überlagert. Hierbei bestimmt das Verhältnis der Widerstände R _ga und R _t , welchen Anteil die beiden zusammenfließenden Signale mit Spannung U _d und UK am Eingangssignal mit Strom l _s an dieser Stelle haben. Nach einer bestimmten Zeit T, welche abhängig von der Dimensionierung von C _t , Rt, R _g t und Rg _a ist, ist der Betrag des negativ fallenden Stromanteils aus U _d über R _t des Mischsignals Is aus den Ausgängen von OP ₁ und OP ₂ an Eingang (+) von OP ₂ größer als der Betrag des Stromes des Rückkopplungssignals UK positiver Polarität, der durch R _ga an diesen Punkt gelangt. Das Mischsignal l _s an Eingang (+) von OP ₂ weist damit negative Polarität auf und der Ausgang von OP ₂ wird mit Nulldurchgang des Mischsignals Is schlagartig in den negativen Vollausschlag gebracht. Das Rückkopplungssignal UK, das durch R _ga an den Eingang (+) von OP ₂ geleitet wird, weist nun negative Polarität auf, aber das Ausgangssignal U _d von OPi beginnt durch

das negative Signal Io an dem invertierenden Eingang (-) von OP ₁ zu steigen. Dies geschieht solange, bis das Ausgangssignal aus U _d über Rt so weit ins positive gestiegen ist, dass der Betrag dieses steigenden Signals aus U _d größer ist als der negative und kurzzeitig konstante Signalbeitrag aus der Rückkopplung des Ausgangssignals UK von OP ₂ über R _ga . Dann wird das Mischsignal mit Strom l _s an Eingang (+) von OP2 wieder positiv und ein neuer Zyklus beginnt. Die Schwingfrequenz f ₀ dieses Systems ist bekannt und durch

fo = 1/T ₀ = 4 Cf Rf Rgt / Rga (1 )

gegeben, mit T ₀ , der Periodendauer einer Schwingungsperiode des Generators.

In Figur 2 ist ein Signaldiagramm der Ausgangssignalspannung U _d aus OPi und der Rückkopplungsstrom I ₀ dargestellt. Ist I ₀ positiv, beginnt U _d mit konstanter negativer Steigung S ⁺ _o zu fallen. Dies geschieht so lange, bis der Signalbeitrag aus Ud am Mischsignal mit Strom Is in dem Schaltungsdiagramm aus Figur 1 negativer ist, als der positive Anteil aus UK, der über R _ga an diese Stelle geleitet wird. Dann kippt OP ₂ und Io wird negativ. Daraufhin steigt U _d mit konstanter Steigung S ^' _o . Dieser halbe Zyklus dauert solange, bis der positive Signalbeitrag aus U _d über R _t an dem Mischsignal mit Strom Is größer ist, als der negative Anteil von UK, der über R _ga geleitet wird. Dann kippt OP ₂ erneut und Io wird wieder positiv, womit ein neuer Zyklus beginnt.

In Figur 3 ist ein Signaldiagramm dargestellt, das den Signalverlauf des Mischsignalstromes Is am Eingang (+) von OP ₂ und die Ausgangsspannung UK am Ausgang von OP ₂ zeigt. Is steigt schlagartig mit Kippen von OP ₂ in den positiven Vollausschlag. Darauf reagiert OPi mit einem fallenden Signal U _d welches in das Mischsignal mit Strom Is geleitet wird und der Strom Is fällt linear ab. Am Nullpunkt von Is angelangt, kippt OP ₂ wieder zurück in den negativen Vollausschlag und l _s folgt in seinen negativen Vollausschlag. Durch das nun steigende Signal U _d wird Is in linearer Weise

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zurück an seinen Nullpunkt geführt, wo OP ₂ abermals in den positiven Vollausschlag kippt, Is entsprechend folgt und ein neuer Zyklus beginnt.

Figur 4 zeigt den Dreieck-Rechteck-Generator nach Figur 1 in einer Abwandlung, welche den Dreieck-Rechteck-Generator in einen selbstschwingenden Schaltverstärker überführt. Von der Schaltungslegung nach Figur 1 unterscheidet sich die Schaltungslegung in Figur 4 durch einen zusätzlichen Widerstand R _e am invertierenden Eingang (-) von OP-t, durch den ein zu verstärkendes Signal U _e geleitet wird, und am Ausgang von OP ₂ befindet sich ein Tiefpass aus der Induktivität LT, CT und der Lastwiderstand RL, beispielsweise ein Lautsprecher. Die zu Figur 1 beschriebene Funktionsweise ändert sich nun dadurch, dass das zu verstärkende Signal U _e über R _e in den Rückkopplungsstrom Io geleitet wird. Hierdurch addieren sich der Rückkopplungsstrom I ₀ , der aus UK über R _gt an den invertierenden Eingang (-) von OP ₁ geleitet wird, und l _e , welcher aus U _e über R _e an diese Stelle gelangt. Als Folge der überlagerung von I ₀ und l _e wird für einen positiven Halbzyklus von I ₀ und eine negative Eingangsspannung U _e der Wert Io um den Betrag I _e abgesenkt. Hierdurch fällt die Ausgangsspannung U _d am Ausgang von OPi mit einer geringeren Rate als im Falle eines Eingangsstromes von l _e gleich Null. Die negative Steigung S ⁺ _o in Figur 2 wird nun zur negativen Steigung S ⁺ ι _e , die einen geringeren Betrag als S ⁺ o hat. In Folge davon dauert es länger, bis das Mischsignal am Eingang (+) von OP2 mit Strom Is zu Null zurückgeführt wird, an welcher Stelle OP ₂ kippt und in den negativen Vollausschlag überführt wird. An dieser Stelle addieren sich der negativ gepolte Rückkopplungsstrom Io aus UK über R _g t und der negativ gepolte Beitrag von l _e . Als Folge davon steigt U _d schneller als im Falle von l _e gleich Null mit Steigung S ^' i _e . Dies wiederum hat zur Folge, dass das Mischsignal mit Strom l _s am Eingang (+) von OP ₂ schneller als ohne äußere Störung von l _e zu Null zurückgeführt wird. Der negative Halbzyklus des Systems dauert in diesem Beispiel also kürzer als im ungestörten Zustand. Die Folge hiervon ist ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal, in welchem die Abweichung des Verhältnis der Zeit einer vollendeten Halbzykluswelle zur Gesamtzeit eines Zyklus von 1/2 genau proportional zur äußeren Störung l _e ist, wodurch der gewünschte Verstärkungseffekt eintritt, da das pulsbreitenmodulierte

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Signal durch den Tiefpass zurück in ein analoges Signal gewandelt wird und so die gewünschte Verstärkung eintritt. Die Proportionalität und somit die Linearität des Verstärkers ist durch folgende Verhältnisse in dem Verstärkersystem gegeben:

Betrachtet man den Modulationsgrad M = |l _e /lo|, also der vorzeichenlose Anteil des Eingangsstromes im Verhältnis zum Rückkopplungssignal I ₀ , so ist der tatsächliche Rückkopplungsstrom I ⁺ _Os am invertierenden Eingang (-) von OPi während des positiven Schaltzustandes von OP ₂ , während dessen I ₀ = l ⁺ o ist, gegeben durch:

I ⁺ Os = l ⁺ o - Ie = l ⁺ o (1 - M) (2)

Hingegen ist der tatsächliche Rückkopplungsstrom l ^" o _s am invertierenden Eingang (-) von OPi während des negativen Schaltzustandes von OP ₂ , während dessen lo=l ^" o ist, gegeben durch:

l ^' os = l ^" o + Ie = l ^" o (1 + M) (3)

Die Zeit t ₊ , die sich der Operationsverstärker OP ₂ im positiven Vollausschlag befindet, ist umgekehrt proportional zur Sinkrate von U _d . Je schneller U _d fällt, desto schneller kippt OP ₂ in den negativen Vollausschlag und vergleichbar verhält sich t., die Zeit, in der sich OP ₂ im negativen Vollausschlag befindet. Die Zeit ist deswegen proportional, weil die Sinkrate von U _d ebenfalls proportional zum tatsächlichen Rückkopplungsstrom l _Os ist.

Somit ist also

U ~ |1/l ⁺ osl = 1/[|lo| (1 - M)] (4)

und t ~ |1/ros| = 1/[|l _o | (1 + M)] ^" (5)

Für eine ideale lineare Modulation gilt Folgendes:

Ist l _e = 0 und somit M = 0, so ist |l ⁺ osl= |l ^" o _s |- Folglich beträgt dann t+ = t. Das Verhältnis von positivem Halbzyklus zu negativem Halbzyklus ist dann gleich 1 und das Verhältnis der Halbzyklusdauer zur Dauer des Gesamtzyklus beträgt 1/2. Beträgt l _e genau die Hälfte von I ₀ , so beträgt das oben genannte Verhältnis von Halbzyklusdauer zur Gesamtzyklusdauer 3/4 für die jeweils betroffene positive oder negative Halbwelle, weil dann die Differenz der zwei normierten Halbwellenflächenbeträge genau dem Modulationsgrad entspricht. Ist l _θ im Extremfall gleich lo, so ist das oben genannte Verhältnis im Idealfall gleich 1 , gleichbedeutend mit einer Vollaussteuerung.

Der ideale Zustand einer linearen Pulsbreitenmodulation liegt also dann vor, wenn folgende Gleichung erfüllt ist:

M = |le/Iθ[ = (t ₊ /tges- t./tges-) (6)

mit tges = t+ + L.

Das Verhältnis von t+ und L zur Gesamtzykluszeit ist nach (5) gegeben durch:

U I (U+ 1) = 1AIIoI (1 - M)] / [1/|lo| (1 - M)] + 1/[|l _o | (1 + M)] (7) t / (U+ t) = 1/[Ilo| (1 + M)] / [1/|l _o | (1 - M)] + 1/[|l _o | (1 + M)] (8)

Die Proportionalitätskonstanten kürzen sich in (7) und (8) heraus, so dass aus der Proportionalität Gleichheit wird.

Die Differenz der rechten Seiten von (7) und (8) ergibt genau M, womit die Linearität gegeben ist, weil Gleichung (6), die für einen idealen Verstärker gilt, auch für diesen Verstärkertyp gilt, wie durch die Differenz von (7) und (8) gezeigt wurde.

Die tatsächliche Zeitdauer eines Gesamtzyklus tg _es , also t _ges = t ₊ +L ist in diesem Verstärkertyp aber unerwünschter Weise nicht konstant, sondern ist abhängig vom Modulationsgrad M. Tatsächlich dauert ein Gesamtzyklus t _g8S um so länger, je höher das Eingangssignal U _e und damit l _e ist.

Die Summe von (4) und (5) ergibt nämlich:

t ₊ + t ~ 2/|loI * 1/(1-M ² ) (9)

somit ist die vom Modulationsgrad M abhängige Frequenz FM gegeben durch:

F _M = 1/(t ₊ + t.) ~ |lo| /2 * (1-M ² ) (10)

Da der Betrag |l _o | eine konstante Größe ist, ist also die Gesamtdauer t _ges = t++ L eines Zyklus um so länger, je größer der Modulationsgrad M ist. Im Extremfall |l _e | = |lo| ist der Modulationsgrad M also 1 , so ist die Gesamtzyklusdauer t _ges = t++ L unendlich. Der hier selbstschwingende Verstärker ist zur Ruhe gekommen und verharrt in einem Zustand voller Aussteuerung, die zur Vermeidung der Zerstörung des Verstärkers zu verhindern ist. Eine Vermeidung der Vollaussteuerung zu einem Modulationsgrad M von nahe oder größer 1 kann durch einen Limiter im Eingang des Verstärkers erreicht werden, der die Eingangsspannung oder den Eingangstrom bis zu einem bestimmten Grad nicht und ab einer bestimmten Größe abregelt, damit der Modulationsgrad nicht überschritten wird. Um keine oder geringfügige Oberwellen in einem gegebenenfalls übersteuerten Eingangssignal zu vermeiden, kann der Limiter das Eingangssignal nicht abrupt ab einem bestimmten Wert, sondern allmählich begrenzen. Die Frequenz FM sackt gemäß (10) quadratisch mit dem Modulationsgrad M ab. Dadurch ist es notwenig, zum Betrieb des Verstärkers, diesen weit unter dem maximalen Modulationsgrad einzusetzen, wodurch hohe Bauteildimensionsreserven nicht genutzt werden können, diese aber kostspielig sind. Der so aufgebaute Verstärker kann also nicht die Leistungsreserven der verwendeten Bauteile nutzen. Aber selbst wenn die Bauteile den hohen Belastungen bei hoher Aussteuerung

widerstehen können, dann wird dabei die EMV des Verstärkers erheblich verschlechtert.

Figur 5 zeigt ein Signaldiagramm ausgewählter Leitungssignale des Verstärkertyps gemäß Figur 4. Wie bereits in der Figurenbeschreibung zu Figur 4 beschrieben, ist die negative Steigung S ⁺ ι _e des Signals U _d am Ausgang von OPi während eines ersten Halbzyklus bei einem Eingangssignal l _θ kleiner O, was die positiven Halbwellen des Rückkopplungssignals Io zu l ⁺ o _s = l ⁺ o - U verringert und die negativen Halbwellen desselben Signals zu l ^" _Os = l ^" o + U vergrößert, geringer ausgeprägt als die positive Steigung S ^" ι _θ im entgegengesetzten Halbzyklus, so dass im Ergebnis das Ausgangssignal U _d von OPi unsymmetrisch in Bezug auf die Dauer der beiden Halbzyklen wird.

In Figur 6 ist das Mischsignal mit dem Strom l _s dargestellt, welches den als Komparator geschalteten Operationsverstärker OP ₂ dazu veranlasst, bei negativem Signal l _e länger im positiven Vollausschlag als im negativen Vollausschlag pro Zyklus zu verweilen, wodurch sich das zeitliche Verhältnis der beiden Halbwellen zueinander verschiebt.

Wie bereits in (9) gezeigt, ist die Zyklusdauer bei gegebenem l _e umgekehrt proportional zum Rückkopplungsstrom I ₀ und somit ist die Frequenz des selbstschwingenden Schaltverstärkers direkt proportional zu lo. Auf der anderen Seite ist nach (1) die Frequenz des Gesamtsystems durch die Dimensionierung der Bausteine C _t , Rt, R _g t und Rga einstellbar.

Genau an dieser Stelle setzt die vorliegende Erfindung an.

Da es, wie weiter oben beschrieben, unerwünscht und mit Nachteilen, wie geringer EMV, behaftet ist, dass der lineare Verstärker eine mit der Aussteuerung variierende Frequenz aufweist, soll die Erfindung die Schwingfrequenz dieses ansonsten sehr vorteilhaften Verstärkers über den Arbeitsbereich konstant halten und dabei die

Vorteile des Verstärkers, wie die hohe Linearität und die geringe Rauschneigung, erhalten.

Da die Verstärkung des Eingangssignals durch den Verstärkers gemäß Figur 4 nur vom Verhältnis M = l _e / Io und somit bei gegebenem l _e von R _gt abhängt, ist es möglich, die Bausteine C ₁ , R _t oder R _ga durch aktive Komponenten zu ersetzen, welche die Schwingfrequenz beeinflussen, ohne dabei das Verhältnis U _e zu U ₃ zu beeinflussen. Hierzu müssen diese Komponenten eine Charakteristik aufweisen, die der Schwingfrequenzabhängigkeit des Verstärkers von M entgegenwirkt. Hierzu bietet sich der Ersatz von R _ga durch eine aktive Komponente an, weil gemäß (1) eine Vergrößerung von R _ga mit einer Verringerung der Frequenz einhergeht. Selbstverständlich ist es auch möglich, die Rückkopplungskapazität C _t oder die den Kopplungswiderstand R _t zu variieren, aber der einfachste Weg ist der Ersatz von R _ga .

Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, statt UK über R _ga in das Mischsignal mit dem Strom Is einzuspeisen, ein drittes Signal aus UK, und somit I ₀ , und dem Eingangssignal U _e , und somit l _e , zu erzeugen, welches eine der Frequenzabhängigkeit entgegengerichtete Wirkung hat. Der Rückkopplungsstrom I ₀ ist bei konstant gehaltener Amplitude der Spannung UK des Rechtecksignals am Ausgang von OP ₂ eine Größe mit konstantem Betrag während eines Halbzyklus, alterniert aber sein Vorzeichen während des gesamten Zyklus (t+ + L).

Erzeugt man ein Signal der Größe I ₀ ² - l _e ² = lo ^{2 *} (1 - M ² ) aus den zur Verfügung stehenden Signalen Io und l _e mit Hilfe eines Analogrechners, der aus konkreten Bauteilen oder aus Operationsverstärkern mit bekannter Beschaltung zur Signalerzeugung mit dieser mathematischen Beziehung besteht oder verwendet man einen fertigen, kombinierten Differenzverstärker/Multiplizierer, und speist man dieses so erzeugte Signal an die Stelle, wo R _ga einen Strom U _κ /R _ga dem Ausgangssignal von OPi zu dem Mischsignal mit Strom Is überlagert, so wird durch das Eingangssignal l _e des Verstärkers die Schwingfrequenz des Verstärkers stabil gehalten. Hierzu ist es

lediglich notwendig, das aus dem Analogrechner stammende Signal I ₀ ² - l _e ² synchron mit dem Vorzeichen von UK in seiner Polarität zu alternieren.

Als Ersatzschaltung für R _ga kommt somit ein Analogrechner in Frage, der die Signale I ₀ und l _e entsprechend aufbereitet. Hierzu bietet sich der Baustein AD 835 des Unternehmens Analog Devices an, dessen vier Eingänge X ₁ , Y ₁ , X ₂ und Y ₂ mit einer Präzision von +/- 1 % des Sollausgangswertes bis zu einer Frequenz von 250 MHz zu einem Ausgangssignal der Größe (X-i - X ₂ HY1 - Y ₂ ) verarbeitet. Zur Erzeugung des gewünschten Korrektursignals innerhalb der internen Rückkopplung im Verstärker gemäß Figur 4, wird Eingang Yi des Bausteins AD 835 mit Eingang X ₂ desselben Bausteines verschaltet und mit U _e verbunden. Die Eingänge X ₁ und Y ₂ dieses Bausteines werden hingegen mit zwei durch Widerstände begrenzten Potentialen gleichen Betrages aber unterschiedlicher Polarität verbunden. Diese beiden gleichen Signale können dazu verwendet werden, die Grundfrequenz des Verstärkers im Leerlauf, also ohne Eingangssignal l _e , einzustellen. Der Ausgang des Bausteines AD 835 wird mit einem weiteren Multiplizierer aus konkreten Bauelementen, aus Operationsverstärkern mit bekannter Beschaltung oder mit einem weiteren Multiplizierer desselben Typs oder auch eines anderen Typs verschaltet, der das Ausgangssignal vom oben genannten Baustein mit +1 bei positivem Vollausschlag von OP2 und mit -1 bei negativem Vollausschlag von OP2 multipliziert. Hierzu bietet sich die Multiplikation mit U _κ an, wobei der Faktor in UK durch entsprechend niedrige Wahl der gleich hohen Signale an X-i und Y ₂ ausgeglichen werden kann. Die Ersatzschaltung für R _ga ist in Figur 7 dargestellt. Die Signale l _e und I ₀ gehen durch U _e und UK in die Ersatzschaltung ein.

In Figur 7 ist die Ersatzschaltung für R _ga im Schaltplan gemäß Figur 4 dargestellt. Erfindungsgemäß wird in der Schaltung aus Figur 4 der Widerstand R _ga aus der Schaltung entfernt und statt dieses Widerstandes wird die in Figur 7 abgebildete Schaltung so mit der Schaltung gemäß Figur verbunden, dass der Ausgang 1 in Figur 7 mit dem Eingang 2 in Figur 8 verbunden wird. In die Schaltung gemäß Figur 4 geht UK und auch U _e ein. Zur Anpassung der Konstanten lassen sich die beiden

Konstanten +W und -W beliebig einstellen und der Eingang von UK ist gegebenenfalls durch einen Spannungsteiler so weit einzustellen, dass die oben beschriebene Korrekturgröße als elektrisches Signal am Ausgang 1 der Ersatzschaltung erhalten wird.

In Figur 9 ist ein kombiniertes Blockschaltbild/Schaltbild eines erfindungsgemäßen selbstschwingenden Schaltverstärkers abgebildet, der sich durch die Analogstufe auszeichnet, wobei die Analogstufe durch zwei Eingänge a und b und einen Ausgang c charakterisiert ist. Am Ausgang c werden die Signaleingänge a und b gemäß c = ki * b ^* (k ₂ - a ² ) verknüpft und in das Kopplungssignal zwischen Umkehrintegrator OPi und Komparator OP ₂ geschaltet.

In Figur 10 ist ein zu Figur 9 äquivalentes Schaltungsdiagramm abgebildet, in welchem die Analogrechenschaltung als in den Rückkopplungsweg vom Ausgang des Komparators 8 in den nicht invertierenden Eingang (+) desselben Komparators geschaltet ist. Multiplizierer 1 und 2 bilden zusammen mit R1 und R2 die Analogrechenschaltung, die das Rückkopplungssignal entsprechend verrechnet, so, dass eine stabile Frequenz erreicht wird. Die Funktionsweise der einzelnen Elemente und deren Zusammenwirken ist bereits oben in den vorherigen Figurenbeschreibungen gegeben worden.

In Figur 11 ist ein Schaltungsdiagramm eines selbstschwingenden Schaltverstärkers abgebildet, in welchem die Kopplung zwischen einer Umkehrintegratorstufe 4 und einer Komparatorstufe 8 mit Hilfe einer als Analogrechenschaltung aus Multiplizierer 1 , Multiplizierer 2 und einem Operationsverstärker s abgebildet ist. Operationsverstärker ist hier als Dividierer geschaltet, so dass das aus Umkehrintegratorstufe 4 stammende Kopplungssignal durch (k- U _θ ² ) dividiert wird.

In Figur 12 ist das Schaltungsdiagramm eines nach DE 29 17 926 aufgebauten getakteten Schaltverstärkers dargestellt, der zusätzlich eine als Analogrechenstufe wirkende Schaltung aus Multiplizierer 1, Multiplizierer 2 und Operationsverstärker 27

aufweist. Diese als Analogrechenstufe wirkende Schaltung multipliziert das Rückkopplungssignal, welches in den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 27 geführt ist, mit dem Faktor (k-U _e ² ), wobei k eine Konstante und U _e ein zum zu verstärkenden Eingangssignal proportionales Signal ist. Durch die Multiplikation des Rückkopplungssignals wird die übertragungsfunktion des Schaltverstärkers linearisiert, so, dass dieser Verstärkertyp ebenfalls eine hohe Oberwellenarmut wie auch eine hohen Grad der Linearität der übertragungsfunktion aufweist.

In Figur 13 ist wie in Figur 12 ein das Schaltungsdiagramm eines nach DE 29 17 926 aufgebauten getakteten Schaltverstärkers dargestellt, in welchem eine als Analogrechenschaltung wirkende Stufe aus Multiplizierer 1 und Multiplizierer 2 und eines als Dividierer geschalteten Operationsverstärkers 3 mit dem Ausgang eines frequenzunabhängigen Dreieck-Generators geschaltet ist. Hierdurch wird die Amplitude des Dreieck-Generator-Signals, das in den Komparator 25 fließt, in Abhängigkeit von der Eingangssignalhöhe verändert. Auch hier wird durch die Multiplikatoren ein Signal erzeugt, das der Gleichung (k-U _θ ² ) genügt, wobei k eine Konstante und U _e ein zum zu verstärkenden Eingangssignal proportionales Signal ist. Dieses Signal wird als Teiler für das aus dem Dreieck-Generator stammende Signal verwendet, so dass mit zunehmender Eingangssignalgröße auch die Signalhöhe des Eingangssignals aus dem Dreieck-Generator am invertierenden Eingang des Komparators 25 vergrößert wird. Im Endeffekt wird dadurch die übertragungsfunktion linearisiert, weil hierdurch ein der übertragungsfunktion des unkorrigierten getakteten Schaltverstärkers exakt entgegengerichtetes Vergleichssignal entgegensteht und somit die übertragungsfunktion durch entsprechende Variation des Vergleichssignals ausgeglichen wird.

In den Figuren wurde eine Analogrechenschaltung als Ersatzschaltung für einen Rückkopplungswiderstand oder für eine Rückkopplungsschaltung beschrieben. Dabei ist der Aufbau der Analogrechenstufe abhängig vom Einfluss der zu ersetzenden Bauteile auf die Frequenz. Wäre beispielsweise R _t im selbstschwingenden Schaltverstärker durch eine Ersatzschaltung ersetzt worden, so hätte die

Analogrechenschaltung entsprechend zur Frequenzkorrektur eine Divisionsschaltung enthalten müssen.