L'invention concerne un procédé et un dispositif de 5 filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audio¬ numérique. Le stockage, la transmission ou le traitement des . signaux sonores numérisés, signaux audio-numériques, se heurtent actuellement au problème du débit de transmission numérique nécessaire. Des techniques telles que le codage

10 par transformée fréquentielle sont alors utilisées, afin de permettre de discriminer le débit de transmission nécessaire, tout en conservant la qualité du signal d'origi¬ ne. »

Cependant, du fait même de l'extrême variété des

15 signaux sonores, les procédés ou techniques précités ne permettent pas toujours de conserver la qualité du signal d'origine.

Le codage par transformée fréquentielle a, jusques ici, été largement utilisé pour le codage du son haute-

20 fidélité.

De manière générale, ce type de codage procède par découpage du signal audio-numérique, temporel, en blocs de N échantillons, suivi d'une pondération par une fenêtre de chaque bloc, puis par une transformation temps/fréquence

25 délivrant un jeu de coefficients, lesquels sont codés et enfin transmis. Pour une description plus détaillée de ce type de codage, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français 89 13649, inventeur Yannick MAHIEUX, publiée sous le numéro 2 653 280.

30 Plusieurs transformées fréquentielles peuvent être utilisées, mais la Transformée en Cosinus Discrète Modifiée,

^' 1 TCDM, est particulièrement intéressante et permet une réduction plus importante du débit, grâce à l'utilisation de fenêtres de pondération aux bords adoucis, associée à un

35 fort recouvrement de N/2 échantillons entre deux blocs successifs, ainsi que représenté en figure la.

Dans ce type de codage par transformée, le bruit de codage résultant de la quantification des coefficients issus de la transformée est réparti uniformément sur toute la durée de chaque bloc. Lorsque le bloc d'échantillons contient une non stationnarité telle que celle provoquée par exemple par l'attaque brusque d'un instrument à cordes, confer figure lb, alors le spectre en fréquence du signal est à peu près plat. Cependant, les processus de codage précités réalisent généralement une mise en forme spectrale du bruit, confer la demande de brevet français précitée. Ainsi, pour un bloc contenant une transition brusque, le spectre du bruit est à peu près plat et d'un niveau constant pour toute la durée du bloc.

Par conséquent, en ce qui concerne la partie du signal audio-numérique précédant l'attaque, le spectre de bruit est bien supérieur à celui du signal et, ainsi que représenté en figure le, dans le domaine temporel, la dégradation constituant le phénomène de prééchos peut être très importante. Lorsque, d'autre part, le système de codage utilise la transformée TCDM, les deux blocs précédant la transition sont affectés des prééchos, du fait du chevauchement de N/2 échantillons entre fenêtres successives.

Parmi les méthodes proposées pour réduire ou éliminer les prééchos, l'une d'elles préconise l'emploi de facteurs d'échelle appliqués au bloc d'échantillons avant le traitement par transformée fréquentielle, de façon à réduire la différence de niveau entre les parties antérieure et postérieure à la transition. Au décodage, par l'application de facteurs d'échelle inverses, le niveau du bruit est réduit dans les zones de faible énergie et le phénomène des prééchos diminué en conséquence. Pour une description plus complète, on pourra se reporter par exemple à 1'article de Sugiyama : Adaptive Transform Coding with an adaptive Block Size, Proceedings of ICASSP 90, Albuquerque, pp 1093-1096.

Une telle méthode, lorsqu'une transformée TCDM e utilisée, ne peut cependant pas être employée, car, du fa des facteurs d'échelle, il n'est pas possible de procéde abstraction faite du codage, à une reconstruction parfai du signal audio-numérique.

Une deuxième méthode, parmi les méthodes précitée peut consister en l'emploi de blocs de longueur variable, taille de la transformée, pour un bloc d'échantillo comportant une transition brusque étant réduite à N/ points, ce qui permet de limiter ainsi la durée de l dégradation, confer par exemple le document ISO-IEC- G8-MPE 89/205.

Bien que cette deuxième méthode puisse être employé lorsqu'une transformée TCDM est utilisée, les fenêtres d pondération des blocs d'échantillons doivent être modifiées En outre, il est nécessaire de détecter la transition sur l bloc suivant le bloc actuel en cours de traitement, ce qu accroît le retard du système de codage. Enfin, pour le blocs de longueur réduite, la résolution fréquentielle es diminuée et, en conséquence, l'efficacité du codage l'es aussi.

Une troisième méthode, enfin, a fait l'objet d'un demande de brevet français n ^c 91 03715 déposée le 27 mar 1991. Dans la méthode décrite dans cette demande de brevet le filtre dont les paramètres varient en fonction de caractéristiques locales du signal et du bruit opère, a niveau du décodeur, un filtrage de type filtrage de Kalma sur les échantillons du signal reconstruit qui sont affecté par le phénomène des prééchos. La solution proposée par la dernière méthode cité permet d'éliminer les inconvénients inhérents aux deu autres méthodes mentionnées. Toutefois, elle ne permet pa dans tous les cas une reconstruction parfaite du signa audio-numérique d'origine pour des raisons de charg importante de calcul, laquelle ne permet pas un traitemen en temps réel. En effet, pour les raisons précitées, le

modèles utilisés par le filtrage de type filtrage de Kalman sont nécessairement limités et, ce filtre étant calculé de façon adaptative au niveau du décodeur, l'information disponible n'est pas toujours suffisante pour définir ce dernier de façon optimale.

Le procédé et le dispositif de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audio-numérique objets de la présente invention ont pour but de remédier aux incon¬ vénients des méthodes antérieures précédemment citées. Le procédé de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n) constitués en blocs de N échantillons x(n) transmis suite à un processus de codage, puis de décodage, le processus de codage consistant en une étape de traitement par transformée fréquentielle en coefficients y(k) suivie d'une étape de codage de ces coefficients pour assurer la transmission de coefficients codés Cy(k) et le processus de décodage consistant en une étape de décodage des coefficients codés transmis en coefficients y'(k) suivie d'une étape de traite- ment par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), est remarquable en ce qu'il consiste, en outre, au cours du processus de codage, suite à l'étape de codage des coeffi¬ cients pour transmission des coefficients codés, à effectuer une étape de décodage des coefficients codés Cy(k) et de traitement par transformée fréquentielle inverse des coefficients codés pour reconstituer le signal décodé x"(n), puis à déterminer le gabarit optimal de filtrage parmi un ensemble de gabarits de filtrage donné et les paramètres de gain du filtrage associé pour reconstituer le signal d'origine x(n). Les paramètres de gain et de gabarit de filtrage et les coefficients codés Cy(k) sont transmis simultanément vers le processus de décodage. Après l'étape de décodage des coefficients transmis et 1'étape de traite- ment par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x' (n) , le filtrage

adapté de ce signal est effectué pour reconstituer le signa d'origine après. transmission et traitement xt(n).

Le système de traitement des prééchos d'un signa audio-numérique d'origine, suite d'échantillons x(n constitués en blocs de N échantillons successifs, transmi entre un dispositif codeur et un dispositif décodeur, l dispositif codeur comportant un module de traitement pa transformée fréquentielle en coefficients y(k) et un modul de codage de ces coefficients pour assurer la transmissio des coefficients codés et le dispositif de décodage compor tant un module de décodage des coefficients codés transmi en coefficients (y'k) et un module de traitement pa transformée fréquentielle inverse pour reconstituer l signal d'origine transmis x'(n), est remarquable en ce qu'i comprend, en outre, au niveau du dispositif codeur, en ava du module de codage, un module de décodage des coefficient codés délivrant des coefficients estimés, un module d traitement par transformée fréquentielle inverse de coefficients estimés pour reconstituer le signal décod x"(n) et un module de sélection des paramètres optimaux d filtrage et de mémorisation des paramètres du filtrag adapté, gain g(j) et gabarit Hj ( f) de ce filtrage adapté. U circuit de multiplexage temporel des coefficients codés e des paramètres de filtrage adapté permet d'assurer l transmission simultanée de ces derniers vers le dispositi décodeur.

Le procédé et le système objets de l'inventio trouvent application au traitement, à la transmission et la mémorisation de signaux audio-numériques dans 1' industri des phonogrammes ou vidéogrammes.

Une description plus détaillée du procédé et d système objets de la présente invention sera donnée ci-après dans la description et les dessins dans lesquels, outre les figures la à le relatives à l'art antérieur, - la figure 2a représente, à titre de schéma illustratif, les étapes de mise en oeuvre du procédé objet de

1'invention,

- la figure 2b représente, à titre de schéma illustratif, un détail de mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos objet de 1'invention tel que représenté en figure 2a,

- la figure 3a représente, sous forme de schéma bloc, un système de traitement des prééchos permettant la mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos objet de la présente invention, - la figure 3b représente, à titre d'exemple, un détail de réalisation d'un module de sélection de filtre con¬ stitutif, au niveau du codeur, du système représenté en figure 3a,

- la figure 3c représente, à titre d'exemple, un détail de réalisation d'un sous-module de sélection de filtre constitutif du module de sélection de filtre représenté en figure 3b,

- la figure 4a représente un détail de réalisation du module de filtrage optimal au niveau du décodeur, selon l'objet de la présente invention,

- la figure 4b représente un chronogramme des signaux transmis après traitement dans lesquels le phénomène des prééchos est supprimé.

Une description plus détaillée du procédé de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audio¬ numérique sera maintenant donnée en liaison avec les figures 2a et 2b.

D'une manière générale, le procédé objet de la présente invention réalise le traitement des prééchos d'un signal audio-numérique d'origine constitué par une suite d'échantillons x(n) constituée par exemple en blocs com¬ prenant N échantillons. Ces échantillons sont transmis suite à un processus de codage puis de décodage. Le processus de codage peut consister en une étape, notée 100, de traitement par transformée fréquentielle, telle qu'un traitement par transformée en cosinus directe modifiée, cette étape étant

suivie d'une étape 101 de codage des coefficients y(k obtenus suite à l'étape 100 en coefficients codés noté Cy(k), alors que le processus de décodage consiste pa exemple en une étape, notée 200, de décodage des coeffi cients codés transmis en coefficients y'(k) suivie d'un étape de traitement par transformée fréquentielle 20 inverse, cette transformée étant une transformée en cosinu directe modifiée inverse, pour reconstituer le signa d'origine après transmission, noté x'(n). Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure 2a, l procédé objet de l'invention consiste, au cours du processu de codage, suite à l'étape de codage 101 précitée, effectuer sur les coefficients codés Cy(k) une étape d décodage et de traitement par transformée fréquentiell inverse de ces coefficients codés pour reconstituer l signal décodé noté x"(n).

D'une manière générale, le signal décodé x"(n) obtenu au niveau du codage après mise en oeuvre de 1'étap 102 de décodage et de traitement par transformé fréquentielle inverse est considéré comme identique a signal d'origine après transmission x'(n) obtenu après l mise en oeuvre de l'étape 201 de traitement par transformé inverse au niveau du décodage, car ces deux signaux diffèrent uniquement par l'étape de transmission des coefficients codés Cy(k) vers le processus de décodage, cette transmission, réalisée de manière classique, étant réputée ne pas altérer sensiblement les valeurs des coeffi¬ cients codés précités.

En outre, ainsi qu'on l'a représenté en figure 2a, le procédé objet de la présente invention consiste ensuite à déterminer à l'étape 103 le gabarit optimal de filtrage parmi un ensemble de gabarits de filtrage donné. Le gabarit optimal de filtrage est obtenu par détermination des paramètres de gain et de gabarit, c'est-à-dire de fonction de transfert du filtrage associé correspondant, permettant de reconstituer le signal d'origine x(n).

Le procédé objet de la présente invention consiste alors ensuite à transmettre simultanément vers le processus de décodage les coefficients codés Cy(k) et les paramètres de gain notés g(j) et de gabarit de filtrage adapté vers le processus de codage précité.

Selon un mode de mise en oeuvre avantageux non limitatif, on notera que le paramètre de gabarit de filtrage transmis peut, par exemple, être constitué ^" par le numéro d'ordre j d'un élément de filtrage déterminé constitutif de l'ensemble de gabarits de filtrage donnés précédemment mentionné.

Suite à la. transmission des coefficients codés Cy(k), et des paramètres de gain g(j ) et de filtrage j vers le processus de décodage, le procédé objet de la présente invention consiste à effectuer au niveau du décodage, après l'étape 200 de décodage des coefficients transmis et l'étape de traitement 201 par transformée fréquentielle inverse pour reconstituer le signal d'origine après transmission x'(n), un filtrage adapté du signal d'origine après transmission précité pour reconstituer le signal d'origine après trans¬ mission et traitement, ce signal étant noté xt(n) et l'opération de filtrage adapté étant notée 202 sur la figure 2a. Bien entendu, le signal xt(n) est réputé sensiblement identique au signal d'origine x(n), le phénomène de prééchos ayant été supprimé.

La mise en oeuvre du procédé de traitement des prééchos d'un signal audio-numérique. objet de la présente invention est basée sur le principe ci-après.

Pour un signal d'origine x(n), le bruit de préécho b(n) et le signal d'origine décodé et reconstruit au niveau du processus de décodage après le traitement par transformée fréquentielle inverse vérifie la relation : x'(n) = x(n)+b(n), avec x'(n) = x"(n). Au niveau du codage, les trois signaux précités sont connus, car x'(n) = x"(n), alors qu'au niveau du décodage, seul le signal d'origine après transmission x'(n) est

disponible.

Les transformées de Fourier de ces signaux étan notées respectivement X(f), B(f) et X'(f), les spectre correspondants X(f) et B(f) sont généralement disjoints et par conséquent, le bruit b(n) peut être éliminé dans l signal d'origine après transmission x'(n) à l'aide d'u filtre dont la réponse impulsionnelle sera notée h(n) et l fonction de transfert dans le domaine fréquentiel sera noté H(f). En outre, pour les échantillons précédant une attaqu brusque, le signal d'origine x(n) présente très souvent u spectre limité en fréquence. Il s'agit en effet de l'extinc tion de la note précédente, laquelle correspond en généra à une sinusoïde basse fréquence. Le filtre de répons impulsionnelle h(n) est donc un filtre de type passe-bas. L'étape 103 de sélection du filtre telle qu représentée en figure 2a est effectuée dans le domain fréquentiel.

D'une manière générale, on considérera que le filtr hj(n) est choisi au cours de cette étape de sélection dan un ensemble de M filtres dont la réponse impulsionnelle es notée hi, avec i G [0,M-1] . Ce choix est effectué de faço que le résultat du produit de convolution x"(n) * hj(n), o j égale l'une des valeurs de i précité, soit le plus proch possible de x(n). Le filtre ainsi retenu est celui pou lequel le produit, dans le domaine des fréquences, Hj(f).X"(f) est le plus proche du spectre de la transformé de Fourier X(f) précitée.

Les performances du procédé objet de l'inventio sont naturellement accrues si un gain g(j) est associé a filtre hj(n) .

Selon un aspect particulièrement avantageux d procédé objet de la présente invention, celui-ci prend e compte la distance entre le spectre du signal d'origine X(f et le produit g(j).Hj(f). Les paramètres de gain g et de gabarit de filtrag ayant été sélectionnés, le numéro du filtre j et la valeu

du gain g sont alors transmis vers le processus de décodage. Le processus de décodage au niveau de l'étape 202 effectue alors une étape de filtrage à partir de la réponse impulsionnelle hj(n) du filtre par le calcul du produit de convolution du signal d'origine après transmission x'(n) issu de l'étape 201, par le produit g.hj(n) pour les échantillons concernés par le phénomène de préécho.

Une description plus détaillée du processus de sélection du filtre mis en oeuvre à 1'étape 103 de la figure 2a sera donnée en liaison avec la figure 2b.

Le problème de la sélection du filtre et du calcul du gain consiste à rechercher, dans un ensemble de fonctions de transfert, ou de gabarits Hi, avec i € [0,M-1], le filtre ou gabarit Hj optimal et à calculer le gain g(j ) correspon- dant tel que la distance euclidienne entre le spectre du signal d'origine X(f) et le spectre du signal décodé filtré soit minimale.

La distance euclidienne retenue finalement sélectionnée s'écrit : Fe/2

Min* [ Σ I I X(f)-g.Hj(f).X"(f) I I ² ] (1) f=0

Dans cette relation, Fe est la fréquence d'échan¬ tillonnage du signal d'origine. Dans la suite de la description, on note g(j) = g, la valeur du gain obtenue pour la valeur de la distance euclidienne minimale.

Conformément à un aspect particulièrement avantageux du procédé objet de la présente invention, le calcul de la distance euclidienne est effectué en une étape 1030 suite à un traitement par transformée de Fourier discrète du signal d'origine x(n) et du signal décodé x"(n) obtenu après la mise en oeuvre de l'étape 102. Le traitement par transformée de Fourier discrète est effectué par transformée de Fourier discrète de taille P, avec P < N, et l'expression de la distance euclidienne minimale s'écrit :

N/2 Mini [ ∑ M X ( k ) -g . Hj ( k ) . X " ( k ) I I ² ] ( 2 ) k=0 .

Le gain optimal g est alors donné par la relation g = Num(j )/Dem(j). (3)

Le filtre, ou gabarit optimal Hj , est alors celu qui est obtenu lorsque l'expression Num ² (j )/Dem(j ) es maximale. L'étape 1030 de calcul de la distance euclidienn est donc suivie des étapes 1031 et 1032 permettant, d'un part, le calcul du gain optimal et, d'autre part, le choi du filtre optimal correspondant.

On notera que dans les relations 2 et 3 précédente définissant, d'une part, le gain optimal g et, d'autre part le filtre optimal H , les expressions sont définies par le relations ci-après :

N/2 (4)

Num(j) = Σ Hj,r(k).( Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) ) + k=0 Hi,j(k).( Xi(k).X"r(k)-Xr(k).X"i(k) ) et N/2

Dem(j) = Σ ( Hj,r ² (k)+Hj,i ² (k) ).( X"r ² (k)+X"i ² (k) ) (5) k=0.

Dans les expressions précitées, Xr(k) et X"r(k) sont les parties réelles de X(k), respec tivement X"(k), Xi(k) et X"i(k) en étant les partie imaginaires.

De même, Hj ,r et Hj , i sont les parties réelles et imaginaires de l fonction de transfert ou gabarit optimal Hj . L'étape 1032 précédente est alors suivie, ainsi qu représenté en figure 2b, d'une étape de mémorisation du gai g et du numéro de filtre j optimal correspondant. Le valeurs de gain g(j), soit la valeur g correspondante et d gabarit de filtrage, sont repérées et mémorisées par leu adresse.

Une description plus détaillée d'un système d

traitement des prééchos d'un signal audio-numérique conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3a et suivantes.

Ainsi qu'on l'a représenté en figure 3a, le dis- positif codeur 1 comprend un module 10 de traitement par transformée fréquentielle en coefficient y(k) du signal suite d'échantillons x(n) d'origine. Ce module de traitement par transformée directe fréquentielle de type TCDM, par exemple, ne sera pas décrit, car il correspond à un module classique. Le codeur comporte en outre un module 11 de codage de ces coefficients pour assurer la transmission des coefficients codés Cy(k). Le système objet de la présente invention comporte également, au niveau du décodeur 2, un module 20 de décodage des coefficients codés transmis Cy(k) en coefficients y'(k) et un module 21 de traitement par transformée fréquentielle inverse, TCDM inverse, par exem¬ ple, pour reconstituer le signal d'origine transmis x'(n).

Conformément à un aspect avantageux du système objet de la présente invention, celui-ci comporte, en outre, au niveau du dispositif codeur en aval du module de codage 11 un module 12 de décodage des coefficients codés délivrant des coefficients estimés y"(k), un module 13 de traitement par transformée fréquentielle inverse des coefficients estimés y"(k) pour reconstituer le signal décodé x"(n). Les modules 12 de décodage et 13 de traitement par transformée fréquentielle inverse, TCDM inverse, ne seront pas décrits, car ils correspondent exactement au module 20, respective¬ ment 21, au niveau du décodeur, ces modules étant connus de 1'art antérieur. Ainsi qu'on le notera à l'observation de la figure

3a, le codeur 1 comporte également un module 14 de sélection des paramètres optimaux du filtrage et de mémorisation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f), du filtrage adapté considéré. Enfin, un circuit de multi- plexage 15 permet d'assurer un multiplexage temporel des coefficients codés Cy(k) et des paramètres de filtrage

numéro j du filtre optimal retenu et du gain g optima correspondant vers le dispositif décodeur 2.

Le dispositif décodeur 2 comporte un module d filtrage 22. D'une manière générale, le module de filtrag 22 comprend avantageusement un circuit de filtrage compor tant une pluralité de modules de filtrage élémentaire présentant des paramètres de filtrage déterminés distincts et un circuit d'adressage à partir des paramètres d filtrage adapté reçus g et hj du module de filtrage adapt correspondant. Ce module de filtrage adapté reçoit le signa d'origine transmis x'(n) et délivre le signal d'origin après transmission et traitement xt(n).

Le système de traitement des prééchos d'un signa audio-numérique, objet de l'invention, tel que représenté e figure 3a opère, conformément au procédé tel que décri précédemment dans la description, la transmission simultané des coefficients de transformée Cy(k) et des paramètres d filtrage, numéro du filtre j et gain optimal g de celui-ci, étant assurée par 1'intermédiaire du circuit de multiplexag 15 et de circuits de transmission correspondants, lesquel ne seront pas décrits, ces circuits correspondant à de circuits de 1'art antérieur parfaitement connus de 1'homm de métier.

Le module de filtrage 22 au décodeur 2 permet alors, par simple adressage des valeurs de gabarit de filtrag mémorisées et à partir des valeurs de gain, de réaliser l traitement par filtrage du signal d'origine après transmis sion x'(n) pour restituer le signal d'origine après trans mission et traitement xt(n). Une description plus détaillée d'un mode de réalisa tion avantageux du module de sélection du filtre 1 représenté en figure 3a sera donnée en liaison avec l figure 3b. On notera que ce mode de réalisation permet bie entendu un traitement en temps réel du signal d'origine x(n) et donc la transmission des coefficients de transformé Cy(k) et des paramètres de filtrage avec un retard au plu

égal à une période d'échantillonage du signal d'origine. Ainsi qu'on l'a représenté en figure 3b, le module 13 de sélection des paramètres optimaux du filtre et de mémori¬ sation des paramètres de filtrage adapté, gain g(j ) et gabarit Hj(f) du filtrage adapté, comprend un sous-module 130 de traitement par transformée de Fourier discrète TFD sur P échantillons, avec P < N du signal d'origine x(n) et du signal décodé x"(n).

Ainsi, le sous-module 130 délivre respectivement les coefficients de transformée de Fourier directe X(k) et X"(k). On notera que les signaux de transformée de Fourier directe délivrés sont en fait les signaux Xr(k), Xi(k) avec k = 0, ... ,P/2-l, et X'r(k), X"i(k) avec k = 0, ... ,P/2-l. Les indices r et i désignent ici les parties réelles et imagi- naires des transformées de Fourier directes précitées pour les signaux d'origine et signaux décodés correspondants. On notera bien sûr que le calcul de la transformée de Fourier discrète peut être réalisé au moyen des circuits bien connus de transformée de Fourier rapide FFT. En outre, ainsi qu'on l'a représenté en figure 3b, le module de sélection des paramètres optimaux du filtre comprend un sous-module 131 de calcul de valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), et S4(k) à partir des coefficients de transformée X(k) et X" (k). On notera que les valeurs remarquables précitées sont représentatives de l'énergie et de la distribution d'énergie du signal d'origi¬ ne et du signal décodé dans les P échantillons pris en con¬ sidération, indépendamment des modules de filtrage con¬ sidérés. On notera également que cette indépendance résulte du modèle retenu pour les réponses en fréquence. Ainsi, le calcul des valeurs remarquables précitées peut donc être fait préalablement à la procédure de sélection des modules de filtrage et n'a donc pas besoin d'être réalisé pour chacun des M modules de filtrage constituant 1'ensemble de modules de filtrage dans lequel le filtre optimal est choisi, ce qui permet de réduire fortement la charge de

calcul .

En outre, le module de sélection des paramètr optimaux du filtre 13 comporte ensuite un sous-module 132 sélection des modules de filtrage, lequel reçoit en entr les valeurs remarquables précitées et délivre les paramètr de filtrage adapté, gain g(j) et gabarit Hj(f) du filtra adapté, ces paramètres étant délivrés sous forme du numé j du module de filtrage retenu et de valeur de gain g co respondante. Enfin, un module de codage 133 est prév lequel permet de délivrer des coefficients codés correspo dants Q(j) et Q(g), lesquels peuvent être transmis po transmission par le multiplexeur 15 vers le décodeur 2.

Selon une caractéristique avantageuse du sous-modu 131 de calcul des valeurs remarquables, celui-ci permet calculer les valeurs remarquables ci-après vérifiant l relations :

Sl(k) = (X"r(k) ) ² +(X"i(k)) ² (6)

S2(k) = Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) (7)

S3(k) = S4(k-1)+Sl(k) (8) S4(k) - S5(k-1)+S2( ) (9)

On notera que ces valeurs sont toutes calculées po k -. 0, ...,P/2-l, avec S3(0) = 0 et S4(0) ≈ 0.

Une description plus détaillée du sous-module sélection des modules de filtrage 132 représenté en figu 3b sera donnée en liaison avec la figure 3c.

D'une manière générale, le sous-module de sélecti des modules de filtrage effectue essentiellement le calc de deux valeurs numériques notées Num(i) et Dem(i) et perm d'effectuer la recherche du gabarit ou filtre Hj permetta d'obtenir un rapport Num ² (j )/Dem(j ) maximum.

D'une manière générale, les caractéristiques d gabarit des modules de filtrage peuvent être déterminée compte tenu des remarques ci-après relativement a modalités de filtrage effectif des signaux considérés. Afin de suivre d'éventuelles non stationnarités d signal d'origine x(n), le bloc de transformée de

échantillons à traiter délivrés par le module de traitement 130 de la figure 3b peut être subdivisé en sous-blocs de P points avec P < N, pour effectuer sur chaque sous-bloc un calcul séparé pour la sélection du module de filtrage considéré. Dans un exemple de réalisation, pour un bloc de N = 1024 échantillons, celui-ci peut être divisé en quatre sous-blocs de P = 256 échantillons. Il existe donc ainsi quatre valeurs de gain g et quatre numéros de filtre j à transmettre. Une description plus détaillée du processus de sélection de filtre sera donnée ci-après relativement à un sous-bloc de taille P, les traitements étant identiques pour chacun des sous-blocs successifs.

Les modules de filtrage hi(n) sont des filtres à réponse impulsionnelle finie et symétrique. Ces modules de filtrage constituent donc des filtres à phase nulle et les relations 4 et 5 précédentes deviennent :

N/2 Num(j) = Σ Hj,r(k).( Xr(k).X"r(k)+Xi(k).X"i(k) ) (10) k≈O et

N/2 Dem(j) = Σ Hj,r ² (k).( X"r ² (k)+X"i ² (k) ) (11) k≈O. Les modules de filtrage correspondants sont des modules filtre passe-bas, dont seule la fréquence de coupure change.

Pour une fréquence d'échantillonnage de 48 kHz du signal audio-numérique d'origine, les paramètres suivants peuvent être retenus à titre d'exemple : le nombre de modules de filtrage retenu est par exemple M = 32, et la longueur de leur réponse impulsionnelle est L = 49, cette longueur étant mesurée en durée d'échantillons. Ces modules de filtrage sont définis par la réponse en fréquence ci-après :

Hi,r(f) = 1,0 pour f < fc(i), soit dans la bande passante, Hi,r(f) = A pour f > fa(i), soit dans la bande atténuée. En terme de coefficient de transformée de Fourie discrète : Hi,r(k) = 1,0 pour k < kc(i), Hi,r(k) = A pour k > ka(i).

Pour 60 dB d'atténuation, le coefficient A vau 0,001 et la bande de transition, soit kc(i) < k < ka(i), es la même pour tous les modules de filtrage. Pour chacun des modules de filtrage précédemmen définis, les trois parties élémentaires de la réponse e fréquence sont identiques et seule la limite de la band passante change, soit kc(i), et par conséquent celle de l bande atténuée ka(i). On notera bien sûr que la décomposition du gabari ou de la fonction de transfert Hi,r de chaque module d filtrage en ces trois parties élémentaires permet d simplifier sensiblement le calcul des paramètres Num(i) e Dem(i) nécessaires à la sélection du rang j du module d filtrage considéré et de la valeur de gain g correspondante.

On notera que les M fréquences de coupure de modules de filtrage fc(i) peuvent être déterminées e fonction de divers critères, par exemple, une répartitio logarithmique sur l'échelle des fréquences. Les M réponse en fréquence étant fixées, des procédures connues de l'éta de la technique pour réaliser le calcul des filtres peuven être utilisées afin de déterminer les réponses impulsionnel les, lesquelles sont stockées en mémoire au niveau d décodeur. Sur la figure 3c, on a représenté un agencemen particulier du module de sélection de filtre dans un mode d réalisation avantageux non limitatif.

Ainsi que représenté sur la figure précitée, l module 132 de sélection des modules de filtrage comport avantageusement une pluralité de quatre blocs de mémori sation 1321, 1322, 1323, 1324 de type mémoire vive, ce

blocs étant destinés à recevoir et mémoriser les valeurs remarquables Sl(k), S2(k), S3(k), S4(k) délivrées par le sous-module 131 de calcul ce celles-ci. Chaque bloc de mémorisation, de manière classique, est adressable en lecture en fonction des adresses physiques i des modules de filtrage et, bien entendu, des valeurs kc(i) et ka(i) définissant la subdivision de ces derniers en bandes passantes, bandes de transition et bandes atténuées ainsi que mentionné précédemment. On notera que les blocs de mémorisation précités délivrent chacun en leur sortie les valeurs remarquables pour le module de filtrage considéré, suite à adressage correspondant, les blocs de mémorisation 1321, 1322 délivrant les valeurs Sl(k) respectivement S2(k) pour k appartenant à [kc(i), ka(i)], alors que les blocs de mémorisation 1323, 1324 délivrent la valeur remarquable S3 respectivement S4 pour la valeur de k respectivement égale à kc(i), ka(i), k = P/2. On notera bien sûr, ainsi que représenté sur la figure 3c, que les valeurs correspondantes de k sont obtenues à partir de mémoires 1320a, 1320b, lesquelles sont adressées par la valeur courante i représentant le numéro du module de filtrage considéré. Les mémoires 1320a, 1320b, peuvent être constituées par des mémoires de type mémoire morte.

En outre, ainsi que représenté sur la figure 3c, le sous-module de sélection de filtre comprend un circuit de mémorisation 1325 d'un tableau de valeurs Tra(k) et Tra2(k), ces valeurs étant représentatives de la réponse en fréquence de référence de la bande de transition. En outre, deux circuits soustracteurs 1326a et 1326b, reçoivent de la sortie des troisième et quatrième blocs de mémorisation, les valeurs remarquables S3(P/2) et S3(ka(i)) respectivement S4(P/2) et S4(ka(i)), et délivrent chacun la différence S3(P/2)-S3(ka(i) ), et respectivement S4(P/2 )-S4(ka(i) ) .

Le sous-module de sélection de filtre comporte également une pluralité de 4 circuits multiplicateurs, notés 1327a à d. Le premier circuit multiplicateur 1327a reçoit,

d'une part, la valeur remarquable Sl(k) délivrée par l premier bloc de mémorisation et, d'autre part, la valeu Tra2(k) délivrée par le circuit de mémorisation 1325. C premier circuit multiplicateur délivre le produi Sl(k)*Tra2(k).

Le deuxième circuit multiplicateur 1327b reçoit, d'une part, la valeur remarquable S2(k) délivrée par l deuxième bloc de mémorisation 1322 et, d'autre part, l valeur Tra(k) du tableau de valeurs délivrées par le circui de mémorisation 1325 et délivre le produit S2(k)*Tra(k) .

Le troisième circuit multiplicateur 1327c reçoit, d'une part, la différence S3(P/2)-S3(ka(i) ) délivrée par l premier soustracteur 1326a et, d'autre part, une valeu constante référencée A2. Cette valeur A2 est égale à un valeur A ² , la valeur A représentant le niveau de la répons en fréquence dans la bande coupée. Le troisième multipli cateur 1327c délivre le produit A2*( S3(P/2)-S3(ka(i) ) ).

Enfin, le quatrième circuit multiplicateur 1327 reçoit, d'une part, la différence S4(P/2)-S4(ka( i) ) délivré par le deuxième soustracteur 1326b et, d'autre part, l valeur constante A précitée. Il délivre le produi A*( S4(P/2)-S4(ka(i)) ).

Enfin, ainsi qu'on l'observera sur la figure 3c, u premier et un deuxième circuits sommateurs 1328a, 1328b son prévus. Le premier circuit sommateur 1328a reçoit, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit accumulateur, noté AC1, la valeur cumulée Demt(i) des produits délivrés par le premier multiplicateur 1327a, d'une deuxième part, la valeur Demp(i) égale à la valeur remarquable S3(kc(i)) délivrée par le troisième bloc de mémorisation 1323 et, d'une troisième part, le produit Demc(i) délivré par le troisième multiplicateur 1327c. Le premier sommateur 1328a délivre la somme Dem(i) correspon¬ dante. Le deuxième circuit sommateur 1328b reçoit, d'une première part, par l'intermédiaire d'un circuit accumulateur

AC2, la valeur cumulée Numt(i) délivrée par le deuxième multiplicateur, d'une deuxième part, la valeur Nump(i) = S4(kc(i)) délivrée par le quatrième bloc de mémorisation 1324 et, d'une troisième part, la valeur Numc(i) délivrée par le quatrième multiplicateur. Il délivre la somme Num(i) correspondante. Les sommes correspondantes Dem(i) et Num(i) délivrées par le premier respectivement le deuxième sommateur 1328a, 1328b, sont délivrés à un circuit 1324 de sélection du gain g(i) ≈ Num(i)/Dem(i) et du filtre optimal Hj pour Num ² (i)/Dem(i) maximum.

Le fonctionnement du sous-module de sélection de filtrage 132 représenté en figure 3c est alors le suivant : Compte tenu du type de réponse en fréquence des modules de filtrage et de la décomposition de cette réponse en trois parties élémentaires identiques quant à leur forme pour tous les modules de filtrage, les valeurs Num(i) et Dem(i) délivrées au circuit 1329 de sélection du gain et du gabarit de filtrage optimal sont obtenues de la façon ci- après : - Dans la bande passante :

Demp(i) ≈ S3(kc(i) (12)

Nump(i) = S4(kc(i) (13)

Dans la bande de transition : ka(i) Demt(i) = Σ Sl(k)*Tra2(k-kc(i) ) (14) k=kc(i) ka(i) Numt(i) = Σ S2(k)*Tra(k-kc(i)) (15) k=kc(i). On notera qu'en ce qui concerne les valeurs Tra(k) délivrées par le circuit de mémorisation 1325, que celles-ci correspondent à la réponse en fréquence de référence de la bande de transition, cette valeur de référence est supposée être la même pour tous les modules de filtrage. Les valeurs Tra2(k) sont les valeurs précédentes de

Tra(k) élevées au carré. Le circuit de mémorisation 1325

peut d'ailleurs être constitué par une mémoire morte, pa exemple.

Dans la bande atténuée :

Demc(i) = A2*( S3(P/2)-S3(ka(i) ) ) (16) Numc(i) = A*( S4(P/2)-S4(ka(i) ) ). (17)

Les valeurs délivrées par les sommateurs 1328a e 1328b utilisées par le circuit 1329 de sélection du gai sont finalement obtenues par :

Dem(i) = Demp(i)+Demt( i )+Demc( i) (18) Num(i) = Nump(i)+Numt(i )+Numc(i ) . (19)

Pour chacun des modules de filtrage, c'est-à-dir pour chaque valeur d'indice i, le circuit 1329 de sélectio du gain vérifie si le critère Num ² (i)/Dem(i) maximum es vérifié. Dans l'affirmative, les valeurs Num(j) et Dem(j) sont conservées, la valeur du gain g(j) correspondante es mémorisée, ainsi que la valeur j correspondante précitée.

A la fin de l'examen de tous les modules d filtrage, c'est-à-dire à la fin de l'itération sur la valeu de i, i appartenant à [0,M-1], il est alors possible d calculer le gain g, ce gain étant ensuite quantifié par l module de codage 133 représenté en figure 3b. Bien entendu, cette quantification peut être effectuée directement partir des valeurs de Num(j) et Dem(j). On indiquera à titr d'exemple non limitatif que le module de codage 133 peut consister en un quantificateur uniforme à 4 bits de dynami¬ que [0,2]. On indiquera également que l'indice j du filtre optimal peut quant à lui être transmis sur log2(M)bits.

On notera enfin, en ce qui concerne le système de traitement des prééchos objet de la présente invention tel que représenté en figure 3a, qu'au niveau du décodeur 2, les traitements à effectuer comportent la lecture de la réponse impulsionnelle hj(n) dans une mémoire de M éléments. L'adresse de la réponse impulsionnelle hj(n) correspondante est donnée simplement par 1 ' indice j reçu suite à la transmission et le filtrage effectué au niveau du module de filtrage 22, la réponse impulsionnelle précitée étant

multipliée par le gain déquantifié. Le gain déquantifié est considéré correspondre au gain g transmis pendant le processus de transmission.

Le module de filtrage tel que représenté en figure 4a peut comprendre un module d'adressage en lecture 220, lequel, à partir de la valeur de j transmise, permet d'obtenir la réponse impulsionnelle hj(n). Un premier module multiplicateur 221 recevant la réponse impulsionnelle hj(n) et la valeur de gain g dêquantifiée délivre le produit g.hj(n) à un deuxième module multiplicateur 222, lequel délivre le produit de convolution xt(n) = x'(n)*(g.hj(n)) constituant le signal d'origine après transmission et traitement.

La figure 4b représente le résultat de la mise en oeuvre du procédé objet de la présente invention sur un signal siège d'un phénomène de préécho ainsi que représenté en figure le. A l'observation de la figure 4b précitée, on constate que le bruit de préécho est supprimé et que la forme d'onde restituée, soit xt(n) = (x' (n)*g*h (n) ) est très proche du signal d'origine.

On a ainsi décrit un procédé et un dispositif de filtrage pour la réduction des prééchos d'un signal audio¬ numérique particulièrement performant dans la mesure où un fonctionnement tout à fait satisfaisant a été obtenu sur de nombreux types de signaux affectés de prééchos. En outre, le procédé et le dispositif objets de la présente invention sont particulièrement simples à mettre en oeuvre, en particulier au niveau du décodeur où le traitement, c'est-à- dire le filtrage, est réduit et correspond ainsi aux possibilités offertes.