Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Ladeschaltung für flexibles Bootstrapping bei Leistungselektronikschaltungen, welche beispielsweise in

Vorrichtungen zur Bereitstellung einer Wechselspannungsversorgung aus einem

Batteriepack Anwendung finden. Ferner wird ein das Verfahren und die Ladeschaltung verwendender Multilevelkonverter beansprucht.

Derzeitig in Elektrofahrzeugen üblicherweise verbaute Batteriepacks sind festverdrahtete Einheiten beispielsweise einzelner Batteriezellen. Am Ausgang liefern derartige Batterien fast ausschließlich Gleichspannung, wohingegen die meisten Verbraucher im

Elektrofahrzeug eine Wechselspannung mit einer bestimmten Frequenz, Amplitude und Phase benötigen. Ferner variiert die bereitgestellte Gleichspannung über den jeweiligen Ladezustand. Um sowohl bei einer Spitzenspannung wie auch bei einer Ladeendspannung angeschlossene Verbraucher mit der angeforderten Leistung versorgen zu können, müssen diese bislang mit aufwändigen Versorgungsschaltungen, bspw. mit

Leistungshalbleiterschaltern, ausgestattet sein. Weicht eine von einem Verbraucher benötigte Spannung weit von der Bateriespannung ab, so verursacht eine

leistungselektronische Schaltung hohe Verluste und Verzerrungen in der

Ausgangsspannung. Insbesondere wirkt sich dies nachteilig auf einen

Antriebselektromotor aus, der in der Regel gerade bei niedrigen Geschwindigkeiten Wechselspannungen mit deutlich niedrigerer Amplitude benötigt, und belastet auch dessen Isolierung, wodurch sich die Lebensdauer verkürzt. Problematisch bei Bateriepacks ist auch, dass aufgrund einer Streuung im

physikalischen und chemischen Verhalten der Bateriezellen, um einen gleichmäßigen Ladezustand zu ermöglichen, ein sogenanntes Bateriemanagement bereitgestellt werden muss, welches eine aufwändige Überwachung der einzelnen Bateriezellen und

insbesondere lokalen Ladungsaustausch beinhaltet. Des Weiteren macht ein Defekt einer einzigen Bateriezelle in der Regel die Stilllegung des gesamten Bateriepacks notwendig, da defekte Batteriezellen bei weiterer Belastung überhitzen und Feuer fangen können.

Modulare Multilevelkonverter können im Gegensatz zu traditioneller Leistungselektronik, die mit wenigen Leistungshalbleiterschaltern Ein- oder Ausgangsspannungen zwischen wenigen Niveaus umschalten, um im Mitel eine gewünschte Spannung zu bewirken, eine Spannung durch eine dynamisch wechselbare elektrische Konfiguration von in Modulen angeordneten Energiespeichern, bspw. Kondensatoren oder Baterien, in sehr feinen Stufen bereitstellen. Ein zentraler Multilevelkonverter in diesem Sinn ist der modulare Multilevelkonverter MMSPC, beschrieben durch S. M. Goetz, A. V. Peterchev und T.

Weyh, "Modular Multilevel Converter with Series and Parallel Module Connectivity:

Topology and Control," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 1, pp. 203-215, Jan. 2015. Ein Problem bei elektronischen Halbleiterschaltern, insbesondere bei

Feldeffekttransistoren, mit FET abgekürzt, oder bei Bipolartransistoren mit isolierter Gate- Elektrode, mit IGBT abgekürzt, stellt die Notwendigkeit dar, sie in der Regel relativ zu ihrem eigenen Potential anzusteuern. Liegt bspw. bei einem FET eine Schwellenspannung bei 2 V, so muss ein Gate-Potential relativ zu einem Source-Potential für einen

Sperrzustand deutlich unter dieser Schwelle, für einen leitenden Zustand deutlich über dieser Schwelle liegen. Dies ist auch bei einer in Wechselrichtern gebräuchlichen

Halbbrücke, d. h. zwei in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern, bei einem sogenannten Low-Side-Schalter einfach zu erreichen, da die Source des Low-Side-Schalters gemeinhin auf Masse der Spannungsversorgung der gesamten Leistungsschaltung liegt.

Demgegenüber entspricht das Source-Potential eines sogenannten High-Side-Schalters einem Drain-Potential des Low-Side-Schalters und liegt damit nicht fest. Ist der Low-Side- Schalter geschlossen, liegt das Source-Potential des High-Side-Schalters auf der gleichen Masse. Ist der Low-Side-Schalter aber geöffnet und der High-Side-Schalter geschlossen, liegt das Potential gar auf der oberen Versorgungsspannung der Halbbrücke. Sind beide Schalter geöffnet, nimmt das Potential einen Wert zwischen der Masse und der oberen Versorgungsspannung ein, wobei der genaue Wert entweder Undefiniert ist oder von einer Last, bspw. einem Motor mit träger Induktivität, die einen stetigen Stromfluss erzwingt, abhängt. Da das Source-Potential des High-Side-Schalters also verschiedene Werte annehmen kann, muss auch die Versorgungsspannung des Gate-Potentials zu einer Schalteraktivierung variiert werden.

Abhilfe bieten kleine, galvanisch getrennte Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, welche die auf Masse bezogene Versorgungsspannung potentialverschoben auf das Source-Potential des High-Side-Schalters beziehen und so eine mitgleitende Versorgungspannung für die Schalteraktivierung des High-Side-Schalters liefern. Allerdings sind derartige Wandler teuer und ineffizient.

Alternativ kann das sogenannte Bootstrapping verwendet werden. Da in einer Halbbrücke die High-Side-Schalter und die Low-Side-Schalter zumindest in gewissen Abständen abwechselnd aktiviert werden, kann ein sogenannter Bootstrap-Kondensator, wobei aber auch ein anderer Energiespeicher denkbar ist, mit einem Referenzpunkt so verbunden werden, dass er als kurz- oder mittelfristige Versorgung für eine High-Side- Schalteransteuerung bereitsteht und über eine Diode aus der Spannungsversorgung des Low-Side-Schalters oder einer anderen auf Masse bezogenen Versorgung aufgeladen wird, sobald der Low-Side-Schalter geschlossen ist. Die Diode verhindert dabei ein Zurückfließen von Energie, wenn der Low-Side-Schalter wieder geöffnet wird und das Source-Potential des High-Side-Schalters ansteigt. Als Referenzpunkt dient dabei bspw. beim FET das Source-Potential und bei bipolaren Transistoren, z.B. IGBT, ein Emitter- Potential.

Die Versorgungsspannung des Gate-Potentials am High-Side-Schalter wird also über einen sein Potential mitverschiebenden Energiespeicher durchgeführt, der über eine

Nachlademöglichkeit verfügen muss. Jedoch kommen insbesondere in modularen M u Iti leve I ko nve rte r auch Halbbrücken mit Leistungshalbleiterschaltern vor, bei denen aus schaltungstechnischen Gründen ein Bootstrapping nicht eingesetzt werden kann, da sich ein jeweiliger Bootstrap-Kondensator bei manchen Schaltungskonstellationen überladen würde. Diese Problematik kann beispielsweise auftreten, wenn zu schaltende

Transistoren jeweils mit ihrem Drain-/Collector-Anschluss anstatt ihrem Source-/Emitter- Anschluss auf dem Potential der Spannungsversorgung liegen, insbesondere bei Aufteilungen in gleichartige Baugruppen innerhalb von Multilevelkonvertern, bei denen synchron zu schaltende Transistoren vorteilhaft zu Baugruppen zusammengefasst werden, dadurch jedoch manche der Transistoren nicht mehr per konventionellem Bootstrapping ansteuerbar sind. Konventionelles Bootstrapping setzt voraus, dass das Referenzpotential, d. h. in der Regel das Potential des negativen Pols, eines Bootstrap- Kondensators zeitweise auf dem Referenzpotential der Spannungsversorgung liegt, um zeitweises Nachladen des Bootstrapkondensators zu erlauben, und in der verbleibenden Zeit höher liegt. Damit kann eine Diode während der letztgenannten Zeitintervalle Stromfluss unterbinden und auch Spannung blockieren. In Fällen, in welchen das

Referenzpotential eines Bootstrap-Kondensators jedoch zumindest zeitweise auch tiefer liegen kann als das der Spannungsversorgung, wäre die genannte Diode in Flussrichtung gepolt und könnte nicht sperren. Ferner würde der Bootstrap-Kondensator zu diesen Zeiten überladen, da der Stromfluss erst stoppt, wenn das elektrische Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators dem des positiven Anschlusses der

Spannungsversorgung entspricht. Da jedoch die Referenzpotentiale, in diesem Fall also die elektrischen Potentiale der negativen Pole von Bootstrap-Kondensator und

Spannungsversorgung, nicht gleich sind, würde der Bootstrap-Kondensator auf die Spannung der Versorgungsspannung zuzüglich der Differenz zwischen den beiden Referenzpotentialen des Bootstrap-Kondensators und der Spannungsversorgung aufgeladen. Diese kann deutlich zu hoch liegen. Die Druckschrift

DE 10 2015 112 512 Al beschreibt einen Vierquadranten-Modultyp für modulare Multilevelkonverter, bei dem die Treiber einiger Transistoren nicht durch konventionelles Bootstrapping versorgt werden können, weil deren Referenzpotential zeitweise tiefer als das der Spannungsversorgung liegen kann. Die Druckschrift DE 10 2016 112 250 Al offenbart ein Zweiquadranten-Modul, das Transistoren aufweist, deren Treiberschaltungen aus demselben Grund nicht mit konventionellem Bootstrapping versorgbar sind. Eine Aufladung einer Bootstrap-Schaltung bei deren Hochfahren aus einem Kondensator heraus ist aus der Druckschrift US 4,710,685 bekannt. Die Aufladung findet so lange statt, bis ein weiterer Kondensator auf das Potential der Versorgungsspannung aufgeladen ist. Um das Laden eines Kondensators abzubrechen, sieht die japanische Druckschrift JP 2015-201915 A ein Laderelais vor. Die Aufladung wird gestoppt, sobald eine

Kondensatorspannung und eine Batteriespannung einen vorbestimmten Wert

unterschreiten. Schließlich offenbart die US-amerikanische Druckschrift US 4,401 ,926 die Aufladung eines Kondensators, bis dieser eine vorgegebene Spannung erreicht.

Vor diesem Hintergrund ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu einem Nachladen eines Bootstrap-Kondensators bei einen Leistungshalbleiterschalter bereitzustellen, wobei das Source-Potential des Leistungshalbleiterschalters

Schwankungen unterworfen ist und schaltungstechnisch kein Referenzpunkt zur

Aufladung des Bootstrap-Kondensators ausgewiesen werden kann, ohne dabei auf teure und platzraubende Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zurückzugreifen. Ferner ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine entsprechende Ladeschaltung zur

Durchführung eines solchen Verfahrens, und einen das Verfahren und die Ladeschaltung verwendenden Multilevelkonverter bereitzustellen.

Zur Lösung der voranstehend genannten Aufgabe wird ein Verfahren für flexibles

Bootstrapping bei einer Leistungselektronikschaltung vorgeschlagen, bei dem sich ein zu einem Ansteuern eines Leistungshalbleiterschalters verwendeter Energiespeicher und ein Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters auf gleichem Potential befinden, wobei an eine von einer Quelle bereitgestellte Versorgungsspannung, welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, eine Sperrdiode so angeschlossen wird, dass die Quelle über diese Sperrdiode lediglich Energie abgeben, nicht aber aufnehmen kann, und nach der Sperrdiode mindestens ein Bootstrap-Transistor folgt, der mit seinem Drain- /Collector-Eingang an die Sperrdiode und seinem Source-/Emitter-Ausgang an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen wird, wobei mindestens ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss auch in Sperrrichtung

durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit einem Eingang des elektrischen Bauelements in Sperrrichtung an einen Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeschlossen wird und mit einem Ausgang des elektrischen Bauelements an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des

Leistungshalbleiterschalters liegenden Anschluss des Energiespeichers angeschlossen wird und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit einem Eingang des elektrischen Bauelements in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers und mit einem Ausgang des elektrischen Bauelements an einen Gate-/Basis-Steueranschluss des Bootstrap-Transistors

angeschlossen wird, und wobei mindestens ein Widerstand entsprechend bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen einem Potential der Versorgungsspannung und dem Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeordnet wird und bei einem p-Kanal- Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters und dem Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeordnet wird, wodurch ein Laden des Energiespeichers bewirkt wird, sobald das Potential der Versorgungsspannung über einem Potential des Energiespeichers liegt, und wodurch ein Überladen verhindert wird, sobald die im elektrischen Bauelement vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, und wodurch ein Entladen des Energiespeichers durch die Sperrdiode verhindert wird. Zusätzliche Widerstände zum Gate-/Basis-Steuereingang des Bootstrap-Transistors können zur Begrenzung des Stromes in oder aus dem Gate-/Basis-Steuereingang des Bootstrap-Transistors verwendet werden.

Eine Sperrrichtung des elektronischen Bauelements, welches dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, ergibt sich aus der Richtung des fließenden Stromes. Am Eingang liegt der dann fließende Strom am elektronischen Bauelement an, am Ausgang hat der Strom das elektronische Bauelement durchflossen.

Durch Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahren wird eine automatische Nachladung des Energiespeichers erreicht, wenn, in einem Potentialbild betrachtet, das elektrische Potential eines positiven Pols des Energiespeichers niedriger ist als das des positiven Pols der Versorgungsspannung und gleichzeitig die Spannung des Energiespeichers noch nicht so hoch liegt, dass die Schaltung die Ladung abbricht. Ein Laden ist beispielsweise der Fall, wenn die Spannung des Energiespeichers unter der Spannung der

Referenzspannung liegt. Des Weiteren wird der Energiespeicher geladen, wenn das Potential an dem negativen Pol des Energiespeichers so liegt, dass die Summe aus diesem Potential und der Spannung des Energiespeichers kleiner ist als die Summe aus Versorgungsspannung und ihrem Referenzpotential. Für ein Laden des Energiespeichers muss damit also sein Potential am negativen Pol nicht dem Referenzpotential der Versorgungsspannung entsprechen. Eine Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens bewirkt, dass ein Entladen des Energiespeichers in die Versorgungsspannung gesperrt wird, wenn das obere Potential des Energiespeichers höher liegt als eine Summe aus Versorgungsspannung und deren Referenzpotential, und der Energiespeicher wird mit der Versorgungsspannung aufgeladen, wenn der Energiespeicher leerer ist als durch vorgegebene Werte, bspw. Mindestversorgungsspannungsanforderungen der Treiberschaltung des Leistungshalbleiterschalters, verlangt wird und ein Spannungsgefälle von der

Versorgungsspannung in den Energiespeicher vorliegt. Hingegen wird die Verbindung zur Versorgungsspannung gesperrt, wenn ein Potential, aus dem geladen werden soll, also die Summe aus Versorgungsspannung und Referenzpotential, auf das die

Versorgungsspannung bezogen ist, über einem Zielpotential des positiven Pols des Energiespeichers liegt und/oder der Energiespeicher eine Ladeendspannung erreicht hat.

Vorteilhaft werden nötige Sperrspannungen, der Fachmann spricht von„dielectric strength“, vorzugsweise so aufgeteilt, dass die höchsten vorkommenden Spannungen mit einer Diode sperrbar sind, weil diese kostengünstig auch für höhere Spannungen herstellbar sind. Weiter zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens benötigte steuerbare Halbleiter, wie bspw. Transistoren und dergleichen, benötigen dadurch eine niedrigere Sperrspannung. Dies ist beispielsweise dadurch gegeben, dass in

Entladerichtung durch eine Diode gesperrt wird, in Vorwärtsrichtung aber durch einen Transistor gesperrt wird.

Des Weiteren kann der mindestens eine Bootstrap-Transistor aber auch dazu ausgelegt sein, eine maximal in der Ladeschaltung auftretende Spannung sperren zu können. Diese kann bspw. einen doppelten Betrag einer Spannung, welche bei einem

Modulkondensator, der sich als weiterer Energiespeicher in einem modularen

M u Iti leve I ko nve rte r befindet, auftreten kann, betragen.

In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird als Energiespeicher ein Bootstrap-Kondensator gewählt. Andere Energiespeicher, wie bspw. eine Batterie sind denkbar.

In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der mindestens eine Bootstrap-Transistor als Bipolartransistor gewählt. In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der mindestens eine Bootstrap-Transistor als Feldeffekttransistor gewählt. In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das mindestens eine elektrische Bauelement als eine Zener-Diode gewählt. Eine

Durchbruchspannung der Zener-Diode wird bspw. so vorgegeben, dass sie sich aus der Summe einer Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters, z. B. +15 V, und einem Spannungsbetrag von etwa 650 mV bei der Verwendung eines Bipolartransistors als Bootstrap-Transistor ergibt. Bei Verwendung eines Feldeffekttransistors als Bootstrap- Transistor wird eine Durchbruchspannung der Zener-Diode bspw. so vorgegeben, dass sie der Summe einer Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters, z. B. +15 V, und der Schwellenspannung des Bootstrap-Transtors, z. B. 2 V, entspricht. In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das mindestens eine elektrische Bauelement als ein uni- oder bipolarer Transient-Voltage- Suppressor, vom Fachmann mit TVS abgekürzt, gewählt. Des Weiteren wird in einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens das mindestens eine elektrische Bauelement als ein Spannungsnormal gewählt. Auch bei dem Transient- Voltage-Suppressor oder dem Spannungsnormal kann die vorgegebene Spannung der Summe aus Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters und dem Spannungsbetrag von etwa 650 mV bei der Verwendung eines Bipolartransistors als Bootstrap-Transistors bzw. der Summe aus Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters und der

Schwellenspannung des Bootstrap-Transistors bei der Verwendung eines

Feldeffekttransistors als Bootstrap-Transistor entsprechen.

In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor der mindestens eine Widerstand als Pull-Up-Widerstand gewählt. Derr Pull-Up-Widerstand schaltet den Bootstrap-Transistor sozusagen solange auf Durchleitung, bis durch

Überschreiten des Spannungswertes in der Zenerdiode, des Transient-Voltage- Suppressors oder des Spannungsnormals der Bootstrap-Transistor wieder ausgeschaltet wird.

In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap- Transistor der mindestens eine Widerstand als Pull-Down-Widerstand gewählt. In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird durch einen ersten Bootstrap-Transistor und ein erstes elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer ersten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine Spannungsobergrenze im Energiespeicher eingehalten, und durch einen zweiten Bootstrap-Transistor und ein zweites elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer zweiten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine Stromgrenze bei einer Ansteuerung des

Leistungshalbleiterschalters eingehalten. Insbesondere wenn der Bootstrap-Kondensator weit entladen ist und der Leistungstransistor plötzlich von einem Schaltzustand, in dem das Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators weit über dem der

Versorgungsspannung ist, in einen Schaltzustand befördert wird, in dem ein Nachladen des Bootstrap-Kondensators möglich ist, kann eine hohe momentane Spannungsdifferenz zwischen dem Versorgungspotential, aus dem geladen werden soll, und dem Potential des positiven Anschlusses des Bootstrap-Kondensators entstehen. Entsprechend würde sich ohne eine Stromlimitierung ein schlagartig hoher Stromfluss ausprägen, der diverse Probleme verursachen kann, darunter u.a. einen Einbruch der Versorgungsspannung, elektromagnetische Emissionen, Erwärmung und/oder Schäden an Bauteilen und Leitern.

Ferner wird eine Ladeschaltung für flexibles Bootstrapping bei einer

Leistungselektronikschaltung mit mindestens einem Energiespeicher und mindestens einem Leistungshalbleiterschalter beansprucht, welche eine Sperrdiode, mindestens einen Bootstrap-Transistor, mindestens einen Widerstand und mindestens ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreiten einer vorgegebenen

Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, umfasst und bei der sich der mindestens eine zu einem Ansteuern des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters verwendete Energiespeicher und ein Source-/Emitter-Potential des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters auf gleichem Potential befinden, wobei an eine

Versorgungsspannung, welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, die Sperrdiode in Durchflussrichtung angeschlossen ist und der mindestens eine Bootstrap-Transistor mit seinem Eingang in Durchflussrichtung an die Sperrdiode und mit seinem Ausgang in Durchflussrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen ist, wobei das mindestens eine elektrische Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap- Transistor mit seinem Eingang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des Bootstrap- Transistors angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters liegenden Anschluss des Energiespeichers angeschlossen ist und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit seinem Eingang in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeschlossen ist, und wobei der mindestens eine Widerstand entsprechend bei einem n-Kanal- Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen einem Potential der Versorgungsspannung und der Basis des Bootstrap-Transistors angeordnet ist und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-

Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters und der Basis des Bootstrap-Transistors angeordnet ist. Die erfindungsgemäße Ladeschaltung erlaubt ein Nachladen des Energiespeichers nur bis zu einer voreingestellten, an den anzusteuernden Leistungshalbleiter und dessen maximale bzw. ideale Steuerspannung angepassten Spannung. Die erfindungsgemäße Ladeschaltung besitzt dabei eine Ausführungsform, welche die genannte

Versorgungsspannung besonders effizient einsetzt.

Die Nachladung des Energiespeichers erfolgt aus einer vorhandenen

Spannungsversorgung der Gesamtschaltung, die zumindest zeitweise gegenüber dem Referenzpotential des anzusteuernden Leistungshalbleiters (Emitter oder Source) mindestens die benötigte Versorgungsspannung des anzusteuernden Leistungshalbleiters aufweist. Die Nachladung wird so aktiviert, dass der Energiespeicher auf die gewählte Spannung möglichst jederzeit geladen wird, wenn die erforderliche Potentialdifferenz ausreicht. Die Nachladung wird beendet, wenn die gewählte Spannung erreicht wird. Außerdem wird die Nachladung beendet, wenn das Potential der Versorgungspannung niedriger liegt als das positive Potential des Energiespeichers, um zu verhindern, dass der Energiespeicher sich in die verwendete Versorgung entlädt.

In Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ladeschaltung wird der mindestens eine Energiespeicher durch einen Bootstrap-Kondensator gebildet.

In weiterer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ladeschaltung umfasst die

Ladeschaltung zusätzlich einen Schwellwertschalter, welcher am Bootstrap-Kondensator angeschlossen ist. Um bei einer unteren Schwelle zu aktivieren und erst bei

Überschreiten einer oberen Schwelle wieder zu deaktivieren, kann ein solcher

Schwellwertschalter vorzugsweise als Schmitt-Trigger ausgebildet sein und folglich also eine Hysterese aufweisen. Optional kann sich an einem Bootstrap-Kondensator auch ein Spannungssensor befinden. Dieser Schwellwertschalter kann zur Überwachung des Ladezustandes des zugehörigen Bootstrap-Kondensators verwendet werden. Das Signal des Schwellwertschalters kann zur Blockierung des Gate-Treibers verwendet werden, um eine Aktivierung des zugehörigen Leistungshalbleiterschalters zu verhindern, wenn der Ladezustand des Bootstrap-Kondensators nicht ausreicht und der

Leistungshalbleiterschalter im nur halbgeschalteten Zustand bei Stromfluss Schaden zu nehmen droht. Ferner kann das Signal des Schwellwertschalters an eine übergeordnete Steuerung übermittelt werden, die bspw. auch für die Erzeugung der Steuersignale der Leistungshalbleiterschalter zuständig ist.

Schließlich wird ein mit der erfindungsgemäßen Ladeschaltung ausgestatteter

M u Iti leve I ko nve rte r beansprucht, welcher mindestens ein Modulspeicherelement aufweist und dazu ausgelegt ist, das erfindungsgemäße Verfahren auszuführen. Das mindestens eine Modulspeicherelement ist dazu ausgelegt, elektrische Energie zu speichern. Dabei kann es sich bspw. um eine Batterie handeln.

In Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Multilevelkonverters umfasst dieser mindestens zwei gleichartige Module, wobei die mindestens zwei gleichartigen Module jeweils mindestens einen Leistungshalbleiterschalter, dessen elektrisches Source-/Emitter- Potential zumindest zeitweise unterhalb des Referenzpotentials der

Versorgungsspannung des jeweiligen Modules liegt, und jeweils mindestens eine erfindungsgemäße Ladeschaltung aufweisen, und wobei die mindestens zwei Module jeweils mindestens einen Gleichspannungswandler umfassen und in den mindestens zwei Modulen jeweils die Versorgungsspannung über den mindestens einen

Gleichspannungswandler mit dem mindestens einen Modulspeicherelement verbunden ist.

Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der beiliegenden Zeichnungen.

Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Die Figuren werden zusammenhängend und übergreifend beschrieben, gleichen

Komponenten sind dieselben Bezugszeichen zugeordnet.

Figur 1 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer

Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens

Figur 2 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer

Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor speziell bei einem Multileverkonverter mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen

Verfahrens.

Figur 3 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer

Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Feldeffekttransistor mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 4 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer alternativen Bootstrap-Schaltung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 5 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer

Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters mit einer zusätzlichen Stromlimitierung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 6 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung zu einer

Ansteuerung eines MMSPC-Moduls mittels einer Ausführungsform des

erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 7 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Erweiterungen von einer jeweiligen Bootstrap-Schaltung in einem MMSPC-Modul zur Durchführung einer

Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 8 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit Schwellwertschaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 9 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit einer Batterie als Modulspeicherelement zur Durchführung einer

Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 10 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit mehreren Batteriezellen als Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 11 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit einem Batteriezellen-Balancing-System als Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 12 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines

Vierquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 13 zeigt in schematischer Darstellung eine weitere beispielhafte Schaltung eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 14 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines

Dreiquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 15 zeigt in schematischer Darstellung an beispielhaften Schaltungen eines

Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann, parallele Leitungspfade auf, die eine gleiche

Klemmenspannung zur Folge haben. Figur 16 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen eines reduzierten Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann.

Figur 17 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen galvanisch nicht trennenden

Gleichspannungswandler aus dem Modulspeicherelement zur Durchführung einer

Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 18 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen Abwärtswandler aus dem Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 19 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung und eine auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung gelegte Modulsteuerung zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Figur 20 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit einem Switched-Capacitor-Wandler zur Durchführung einer Ausführungsform des

erfindungsgemäßen Verfahrens. In Figur 1 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 810 und 820 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor 804 mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Der Bipolartransistor 804 erfüllt die Funktion des Ladeschalters, wobei sich dessen

Ansteuerpotential von dem Potential des Schaltsignals 212 unterscheidet. Entsprechend kann optional ein Levelshifter 206 zur Ansteuerung verwendet werden, der das Potential des Schaltsignals 212 auf den des Source-/Emitter-Bezugs verschiebt und mit der Treiberausgangsstufe des Gate-Treibers 222 zusammen integriert sein kann,

Vorzugsweise erfolgt die Energieversorgung auf der Eingangsseite des Leveischifters 206 über dasselbe Potential wie das einer das Schaltsignal 212 bereitstellenden

Steuerung. Ebenso ist der Einsatz eines Optokopplers oder eines Signalisolierers denkbar, wobei der in diesem Fall eingesetzte Schalter kein Leistungstransistor sein muss, sondern ein Kleinsignaltransistor ausreichen kann und damit dann auch nicht zwingend ein kostenungünstiger Gate-Treiber 222 verwendet werden muss. In den Schaltungen 810 und 820 markiert eine gestrichelte Umrandung eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladeschaltung 800, die einen Pull-up-Widerstand 812 bzw.

822, eine die Entladungsrichtung sperrende Diode 112, den Bipolartransistor 804 und eine Zenerdiode 802 umfasst. Die Versorgungsspannung 106 der Ladeschaltung 800 ist auf das Massepotential der das Schaltsignal 212 bereitstellenden Steuerung bezogen. Eine Durchbruchspannung der Zenerdiode 802 ergibt sich aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus 650 mV. Die Funktion der Zenerdiode 804 kann allgemein auch durch einen uni- oder bipolaren TVS, abgekürzt für Transient-Voltage-Suppressor, Spannungsnormale oder ähnliche Bauteile, die dazu geeignet sind, Spannungsreferenzen, bspw. aufgrund einer scharfen Kante im Strom-Spannungs-Diagramm, zu erzeugen, ersetzt sein. Als Leistungshalbleiterschalter 100 können vor allem enhancement-mode n- Kanal-IGFET, abgekürzt für Insulated-Gate-Field-Effect-T ransistor, also Transistoren, die standardmäßig, d. h. bei 0 V Gate-Source-Spannung, sperren und mit einer positiven Spannung eingeschaltet werden, verwendet werden. Es ist aber auch denkbar, n-Kanal- IGBT, npn-Transistoren und gebräuchliche Thyristoren mit einer PnpN-Struktur und Ansteuerung des Gates relativ zum N-Bereich zu verwenden. Der Gate-Treiber 222 mit seinen Versorgungen 224 und 226 kann wahlweise auch durch eine andere

Ansteuerschaltung des Leistungshalbleiterschalters 100 ersetzt sein. In Schaltung 810 schaltet der im kOhm-Bereich liegende Pull-up-Widerstand 812, vereinfacht betrachtet, den Bipolartransistor an, bis ihn dann die Zenerdiode 802 wieder abschaltet. In Schaltung 820 ist der Pull-up-Widerstand 822 des Bootstrap-Kondensators 102 hinter die

Sperrdiode 112 verschoben, um bei negativen Spannungen von Versorgungspotential 106 zum positiven Anschluss des Bootstrap-Kondensators 102 eine Sperrspannung der Sperrdiode 112 zu nutzen und eine geringere Spannungsbelastung an der Basis des Bipolartransistors 804 zu erreichen.

Figur 2 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 910 und 920 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 102 durch den in Figur 1 gezeigten Bipolartransistor 804 speziell bei einem modularen Mulitlevelkonverter, abgekürzt als MMC oder als der voranstehend im Stand der Technik beschriebene MMSPC bezeichnet, mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Ein Ausschnitt eines solchen MMC-Moduls mit einem auf demselben Board befindlichen

Intermodulverbindungselement aus zwei Halbbrücken, jeweilig bestehend aus den Leistungshalbleiterschaltern 901 und 902, bzw. 903 und 904, die im Potential je nach Schalterstellung gegeneinander beweglich sind, ist in Schaltung 921 gezeigt. Die in Schaltung 921 gestrichelt umrandeten Leistungshalbleiterschalter 903 und 904, insbesondere mit„Secondary High-Side-Leistungstransistor“ 903 und„Secondary Low- Side-Leistungstransistor“ 904 bezeichnet, werden zur Ansteuerung mit der Schaltung 920 versehen, welche für einen jeweiligen Leistungshalbleiterschalter 903 oder 904 einen Optokoppler 206 oder 926 und einen Gate-Treiber 222 oder 922 aufweisen.

Speziell in MMC-/MMSPC-Modulen wird der nötige Zustand jedes Leistungstransistors oft in dem eine zentrale Steuerung beinhaltenden Zustandsmodul 202 außerhalb der Module ermittelt und als Zustandsinformation 208 an die jeweilige Steuerung 204 eines Moduls, die optional entweder auf dem jeweiligen Modul oder zentral vorhanden ist, bspw. codiert übertragen. Die Steuerung 204 ermittelt aus den jeweiligen Zustandsinformationen 208 spezifische Schaltsignale 212 für die einzelnen Leistungstransistoren und setzt diese bspw. über einen Gate-Treiber 222 mittels der bereits in Schaltung 810 der Figur 1 gezeigten Ansteuerung im jeweiligen Leistungshalbleiterschalter 100 um. Bei der

Übermittlung der jeweiligen Zustandsinformationen von dem Zustandsmodul 202 zu einer jeweiligen Steuerung 204 eines Moduls wird meist eine galvanische Trennung der Steuersignale durch Optokoppler oder Signalisolierer vorgenommen. Beispielhaft zu den voranstehend beschriebenen Vorgängen zeigt Schaltung 910 eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei der zusätzlich ein optionaler Gate-Vorwiderstand 912 implementiert ist, der in der Regel bei allen Leistungstransistorgates ggf. um Dioden und weitere elektrische Bauelemente ergänzt wird.

Figur 3 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1010 und 1020 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 100 durch einen Feldeffekttransistor 114 mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. In Variation zu den in Figur 1 gezeigten Schaltungen 810 und 820 wird die Funktion des Ladeschalters durch einen Feldeffekttransistor 114 realisiert. Die Durchbruchspannung der Zenerdiode oder TVS-Diode 802 ergibt sich hier aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus eine Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 114.

In Figur 4 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1110 und 1120 zu einer alternativen Bootstrap-Schaltung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. An der die Entladungsrichtung sperrenden Diode 112 liegt die Versorgungsspannung 106 der Bootstrap-Schaltung 1110 an. An einem Transistor 1114 wird ein Strom bei einer Kollektor-Emitter-Spannung UCE 1112 zur Versorgung 1102 eines Gate-Treibers mittels eines Stroms bei einer Basis-Emitter- Spannung UBE 1116 geschaltet. Die Durchbruchspannung Uz 1118 der Zenerdiode 802 ergibt sich aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus 650 mV. Der Bootstrap-Kondensator 102 hat neben dem Anschluss 1102 einen zweiten Anschluss 1104 zu einer Versorgung des Gate-Treibers bzw. des Source/Emitter-Anschlusses des Leitungshalbleiterschalters. Eine weitere alternative Bootstrap-Schaltung zeigt die

Schaltung 1120, welche einen p-Kanal Feldeffekttransistor 1124 aufweist und bei der die Zenerdiode 1122 an eine Versorgung 1102 des Gate-Treibers angeschlossen ist. Ein Pull-Down-Widerstand 1128 von 10 kOhm für das Gate des Feldeffekttransistors 1124 ist mit der Versorgung 1104 des Gate-Treibers bzw. des Source/Emitter-Anschlusses des Leitungshalbleiterschalters verbunden. In Figur 5 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1210 und 1220 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 100 mit einer zusätzlichen Stromlimitierung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Insbesondere wenn der Bootstrap-Kondensator 102 weit entladen ist und der Leistungstransistor 100 plötzlich von einem Schaltzustand, in dem das Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators 102 weit über dem der

Versorgungsspannung 106 ist, in einen Schaltzustand befördert wird, in dem ein

Nachladen des Bootstrap-Kondensators 102 möglich ist, kann eine hohe momentane Spannungsdifferenz zwischen dem Versorgungspotential 106, aus der geladen werden soll, und dem Potential des positiven Anschlusses des Bootstrap-Kondensators 102 entstehen. Entsprechend würde sich ohne eine Stromlimitierung ein schlagartig hoher Stromfluss ausprägen, der diverse Probleme verursachen kann, darunter u.a. einen Einbruch der Versorgungsspannung 106, elektromagnetische Emissionen, Erwärmung, und/oder Schäden an Bauteilen und Leitern. Schaltung 1210, welche in der Bootstrap- Schaltung zwei Transistoren 1214 und 1212 und die Zenerdiode 802 aufweist, zeigt eine zum Pull-up-Widerstand 1216 zusätzliche beispielhafte Anordnung von Widerständen 1217 und 1218, welche in den Pfad zwischen Versorgungsspannung 106 und Bootstrap- Schaltung oder zwischen Bootstrap-Schaltung und Bootstrap-Kondensator 102 eingesetzt werden, um entsprechend große Ströme, die gerade bei leerem Bootstrap-Kondensator 102 bei einer plötzlich großen Spannungsdifferenz entstehen, zu unterbinden. Der Gate- Treiber 222 wird dabei über ein Gate-Steuersignal 1202 gesteuert. Alternativ oder zusätzlich zu den Widerständen 1217 und 1218 kann auch eine Induktivität einen schnellen Stromanstieg unterbinden. Alternativ kann auch eine in Schaltung 1220 gezeigte Strombegrenzungsschaltung in die Bootstrap-Schaltung integriert werden, um eine geregelte Ladung des Bootstrap-Kondensators 102 bis zur gewünschten Spannung zu erreichen. Eine Spannungsgrenze wird dabei von den unter der Klammer 1228 befindlichen Bauelementen, darunter ein Transistor„Ql“ 1224 und zwei Widerstände „RI“ 1221 und„R2“ 1222, bestimmt. Die Durchbruchspannung des elektrischen

Bauelementes 1226, bei dem es sich bspw. um eine TVS- oder Zenerdiode handeln kann, ergibt sich hier aus der Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus eine

Schwellenspannung des Transistors„Ql“ 1224. Ein elektrisches Bauelement 1227, bei dem es sich bspw. um eine TVS- oder Zenerdiode handeln kann, begrenzt die Gate- Source-Spannung des Transistors„Ql“, um Schäden zu verhindern. Bei zu hoher

Spannung, bspw. 20 V bei geeigneter TVS- oder Zenerdiode, leitet dieses Bauelement 1227 weiteren Strom ab. Eine Stromgrenze wird von den unter der Klammer 1229 befindlichen elektrischen Bauelementen, darunter ein Transistor„Q2“ 1225 und ein Widerstand„R3“ 1223, bestimmt. Während„Ql“ 1224 eine Zielspannung für den

Bootstrap-Kondensator 102 einstellt, regelt der Transistor„Q2“ 1225 ein Transistor-Gate von„Ql“ 1224 oder alternativ, wenn„Ql“ 1224 ein Bipolartransistor ist, eine Transistor- Basis von„Ql“ 1224 ab, wenn der Strom über„R3“ 1223 eine ausreichend hohe

Spannung, bspw. -650 mV bei Bipolartransistoren oder -1300 mV bei Darlington- Paaren, aufbaut, die gleichzeitig die Basis-Emitter-Spannung von„Q2“ 1225 ist.

In Figur 6 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1300 eines MMSPC-Moduls mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt, wobei zusätzlich in einem Schaltbild 1310 eine Modulsteuerung 1310 dargestellt ist, deren Steuersignale 1321 , 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1327, 1328 jeweilig ein Gate-Steuersignal 1301 , 1302, 1303, 1304, 1305, 1306, 1307, 1308 bilden. Die Transistoren„A“ 1311 ,„B“ 1312,„C“ 1313,„D“ 1314,„E“ 1315,„F“ 1316,„G“ 1317 und„H“ 1318 sind durch Leistungshalbleiterschalter gebildet. In der dargestellten Schaltung 1300 eines MMSPC-Vierquadrantenmoduls wird eine Versorgung 1309 des Gate-Treibers von Transistoren„B“ 1312 und D„1314“, welche nicht notwendigerweise auch eine Modul-Logikversorgung, die vorzugsweise bei 5 V oder 3.3 V liegt, sein muss, auf den negativen Anschluss des Modulspeicherelementes CM 1319 bezogen und beträgt beispielsweise 15 V - 18 V. Während die Ansteuerung der Leistungstransistoren„B“

1312 und„D“ 1314 direkt aus der voranstehend genannten Versorgung erfolgen kann, wird die Versorgung der Ansteuerung der Transistoren„A“ 1311 und„C“ 1313 hier jeweils mit voneinander unabhängigen traditionellen Bootstrap-Einheiten, also einer die Entladungsrichtung sperrenden Diode und einem Bootstrap-Kondensator, der bspw. einige pF groß sein kann, durchgeführt. Ihre jeweilige Nachladung erfolgt, wenn für Transistor„A“ 1311 der Transistor„B“ 1312 angeschaltet ist, bzw. wenn für Transistor „C“ 1313 der Transistor„D“ 1314 angeschaltet ist und zeitweise das Referenzpotential der zugehörigen Bootstrap-Kondensatoren auf die Masse der Versorgungsspannung zieht. Dabei ist jedoch zu beachten, dass die Bootstrap-Einheiten tatsächlich unabhängig sind, d. h. nur weil der Bootstrap-Kondensator zu Transistor„B“ 1312 aufgrund eines durchgeschalteten Transistors„A“ 1311 geladen wird, bedeutet das nicht, dass auch der Bootstrap-Kondensator zu Transistor„D“ 1314 geladen ist. Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“,„series negative“,„parallel“. Gegebenenfalls kann auch ein Zustand„high-side bypass“ ausreichende Bedingungen liefern, allerdings nur wenn der Ladezustand eines rechtsseitig angeschlossenen Modules passt. Bei genauer Betrachtung bildet„B“ 1312 auch mit„E“ 1315 zusammen eine Halbbrücke, und„D“ 1314 bildet zusammen mit„G“ 1317 eine Halbbrücke. Die

Versorgung der Transistoren„E“ 1315 und„G“ 1317 kann über gewöhnliches

Bootstrapping erfolgen, da deren Bezugspotentiale ebenfalls durch Transistor„B“ 1312 bzw.„D“ 1314, wie in Schaltung 1300 sichtbar, aufgrund der horizontal gezeichneten Verbindung der genannten Transistoren, zeitweise auf die Masse der

Versorgungsspannung gezogen werden können, um die jeweiligen Bootstrap- Kondensatoren über jeweils eine Diode aus der Versorgungsspannung der Transistoren „B“ 1312 und„C“ 1313 nachzuladen. Bei der voranstehend erwähnten Diode kann es sich vorteilhaft um eine Schottky-Diode, welche einen geringeren Spannungsabfall über die Diode hinweg aufweist, handeln. Das Nachladen findet ebenfalls statt, wenn

Transistoren„B“ 1312 bzw.„D“ 1314 angeschaltet sind (auch hier sind die Einheiten unabhängig). Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“,„series negative“,„parallel“. Gegebenenfalls kann auch„high-side bypass“ ausreichende Bedingungen liefern, allerdings nur, wenn der Ladezustand des rechtsseitig angeschlossenen Modules passt. Die nötige Spannungsversorgung für die Transistoren „F“ 1316 und„H“ 1318 kann jedoch auch in negative Richtung driften, so dass eine gewöhnliche Bootstrap-Schaltung zugehörige Bootstrap-Kondensatoren in solchen Augenblicken auf deutlich zu hohe Spannungen überlädt. Entsprechend wird hier eine erfindungsgemäße Ausführungsform der Bootstrap-Schaltung implementiert. Die

Nachladung erfolgt dabei jeweils sowohl in Zuständen, in welchen das Referenzpotential, also das Source- oder Emitter-Potential, der Transistoren auf dem Potential der

Versorgungsspannung und damit dem der Transistoren„B“ 1312 und„D“ 1314, als auch, im Gegensatz zum Stand der Technik, unter diesem liegt. Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“ und„parallel“ bei gleichem Potential, sowie„negative series“ bei tieferem Potential. Die Auslegung der Bootstrap- Kondensatoren ist so zu gestalten, dass die Ladung mindestens ausreicht, die Zeit bis zur nächsten Nachladung ohne zu starken Spannungseinbruch zu überbrücken.

Idealerweise berücksichtigt eine Steuerung, bspw. die Modulsteuerung 1320, diese Eigenschaft und ermittelt für jeden Bootstrap-Kondensator die bisherige Zeit seit der letzten Nachladung und erzwingt ggf. nach Ablauf eines Time-outs eine Einnahme eines entsprechenden Modulzustandes zur Nachladung. Ferner kann diese Steuerung auch die Entladung der Bootstrap-Kondensatoren mit Kenntnis der bisherigen und ggf. zukünftigen Zustände sowie der Entladung in die anzusteuernden Transistoren abschätzen. Die Gate- Treiber in der Schaltung 1300 sind als galvanisch trennende Treiber dargestellt. Das bedeutet, dass die Eingangssignale auf ein gemeinsames, anderes Potential bezogen sein dürfen, hier beispielhaft das negative Potential des Modulspeicherelementes CM 1319. Der Ausgang dieser Gate-Treiber ist dagegen auf die an den Treiber

angeschlossene Versorgungsspannung bezogen, bspw. durch den Anschluss der negativen Treiber-Versorgungsspannung an den Source-/Emitter-Anschluss des zugehörigen Transistors. Zu diesem Zweck können Gate-Treiber einen sogenannten Pegelshifter enthalten. Eine erfindungsgemäße Ausführungsform kann jedoch genauso mit Gate-Treibern verwendet werden, deren Signaleingang und Ausgang auf demselben Potential liegen müssen. Bei letztgenannten wird vorzugsweise ein zusätzlicher Level- Shifter/Pegel-Shifter eingesetzt, um eine Ansteuerung von einer Steuerung auf einem anderen Potential zu ermöglichen. Ferner kann für einen Betrieb des MMSPC-Moduls die Schaltung 1300 optional mindestens einen Spannungssensor an Modulspeicherelement CM 1319 aufweisen, der von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen wird. Weiter kann die Schaltung 1300 mindestens einen Stromsensor umfassen, der einen in

Modulspeicherelement CM 1319 fließenden Strom misst und von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen wird. Schließlich können Stromsensoren an mindestens einem

Modulleistungsanschluss vorliegen, die von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen werden.

Die Versorgungsspannung und damit die Energieversorgung der

Ansteuerungsschaltungen der Leistungshalbleiterschalter, beispielsweise Gate-Treiber, kann aus dem Modulspeicherelement entnommen werden. Ferner kann die

Versorgungsspannung auch zum Betrieb von lokalen Modulsteuerungselektroniken dienen, d. h. im Gegensatz zu zentralen Steuerungen oder Steuerungsteilen, die Daten und/oder Befehle mit mehreren Modulen austauschen, sind lokale

Modulsteuerungselektroniken Steuerungen oder Steuerungsteile, die einem bestimmten Modul zugeordnet sind und vorzugsweise im oder am entsprechenden Modul lokalisiert sind. Lokale Modulsteuerungselektroniken können insbesondere integrierte Schaltungen (IC), beispielsweise Logikbausteine, Microcontroller, digitale Signalprozessoren (DSP), programmierbare Logikbausteine ( CPLD ) oder programmierbare Gatterfelder (FPGA) umfassen. Darüber hinaus kann die Versorgungsspannung ebenfalls zum Betrieb von Überwachungs- und Messschaltungen sowie Analog-Digital-Wandlern des entsprechenden Moduls eingesetzt werden. Wenn das Modulspeicherelement Batterien und/oder

Kondensatoren umfasst, deren Ladespannung im Arbeitsbereich der zu versorgenden elektronischen Komponenten, insbesondere der Ansteuerschaltungen der

Leistungshalbleiterschalter liegt, kann die Versorgungsspannung auch unmittelbar aus dem genannten Modulspeicherelement erfolgen.

Damit wird keine Energieversorgung von Modulen von außen benötigt, die über eine galvanische Trennung hinweg, beispielsweise über galvanisch getrennte

Gleichspannungswandler, in das Modul oder die Module erfolgen müsste und damit geringen Wirkungsgrad bei hohen Kosten und nicht zu vernachlässigendem Bauraum nach sich zöge. Insbesondere bei Multilevelkonvertern mit hohen Spannungen müsste eine Versorgung von außen die gesamte Isolationsspannung des Systems bereitstellen, um eine Versorgung auf dem elektrischen Potential des jeweiligen Moduls zu

ermöglichen. Diese kann mehrere Kilovolt bis Megavolt betragen, obwohl die elektrische Spannung der Versorgungsspannung beispielsweise lediglich 15 V betragen mag.

In vielen Fällen liegt die nötige elektrische Spannung für die Ansteuerung der

Leistungshalbleiterschalter dagegen niedriger als der elektrische Spannungsbereich des mindestens einen Modulspeicherelementes, bspw. bei weniger als 20 V, während die Spannung des mindestens einen Modulspeicherelementes beispielsweise oft bis 60 V, insbesondere wenn es sich dabei um eine Batterie handelt, oder gar bis über 1000 V bei Hochspannungskonvertern bspw. im Energieübertragungsbereich betragen kann. In diesem Fall ist ein Gleichspannungswandler, insbesondere ein Abwärtswandler ( buck Converter ) vorteilhaft, der vorzugsweise unidirektional Energie aus dem mindestens einen Modulspeicherelement entnimmt und auf eine niedrigere elektrische Spannung wandelt, die als Versorgungsspannung im Sinne der Erfindung geeignet ist. Wenn das

Referenzpotential der Versorgungsspannung dem elektrischen Potential eines der Pole des entsprechenden Modulspeicherelementes entspricht, kann insbesondere ein galvanisch nicht trennender Abwärtswandler eingesetzt werden, bspw. ein Abwärtswandler ( switched-inductor buck Converter ) oder ein switched-capacitor

Converter. Diese können sehr kostengünstig, klein und effizient implementiert werden und müssen nicht im Gegensatz zum Stand der Technik große und teure Übertrager oder Transformatoren für eine galvanische Trennung zur Sicherstellung einer gewissen Isolationsspannung beinhalten.

In Figur 7 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Erweiterungen 1410 und 1420 zu einer jeweiligen Bootstrap-Schaltung in einem bspw. in Figur 6 dargestellten MMSPC-Modul 1300 gezeigt. Die erweitere Bootstrap-Schaltung 1410 weist am

Bootstrap-Kondensator 102 einen Schwellwertschalter 1412 auf. Bei zu geringer

Spannung übermittelt der Schwellwertschalter 1412 ein Ausgangssignal 1414, das bspw. ein binäres Signal sein kann, an eine Modulsteuerung, bspw. die Modulsteuerung 1320 aus Figur 6, so dass diese entsprechend eine Nachladung in naher Zukunft in einem Modulscheduling vorsehen kann. Alternativ kann die Modulsteuerung 1320 auch direkt einen Modulzustand erzwingen, bei dem der entsprechende Bootstrap-Kondensator aufgeladen wird. Bei der erweiterten Bootstrap-Schaltung 1420 wird eine Schaltung bei einem Spannungsschwellwert mit einem Schmitt-Trigger 1422 erreicht. Dieser weist folglich eine Hysterese auf, um bei einer unteren Schwelle ein Schaltsignal 1424 zu aktivieren und erst bei Überschreiten einer oberen Schwelle wieder zu deaktivieren.

Optional kann sich an einem Bootstrap-Kondensator auch ein Spannungssensor befinden.

In Figur 8 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1500 eines MMSPC-Moduls mit Schwellwertschaltern 1501, 1503, 1506, 1507 und 1508 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Eine voranstehend in Figur 7 beschriebene erweiterte Schaltung 1410 ist erfindungsgemäß an den jeweiligen notwendigen Bootstrap-Schaltungen zu den Transistoren 1311 , 1313, 1316, 1317 und 1318 angeordnet. Die Versorgungsspannung 1309 ist mit ihrem negativen Pol am Referenzpotential 1531 angeschlossen und stellt die

Energieversorgung für die Gate-Treiber der Leistungshalbleiterschalter 1312, 1314 mit Source-/Emitter-Potential auf dem Referenzpotential 1531 der Versorgungsspannung 1309 unmittelbar bereit. Die Energieversorgung für die Gate-Treiber der

Leistungsschalter 1311, 1313, 1315, 1317 mit jeweiligen elektrischen Source-/Emitter- Potentialen, die zeitweise auf dem Referenzpotential 1531 und zu den anderen Zeiten stets höher als das Referenzpotential liegen, umfasst jeweils einen Energiespeicher und eine Sperrdiode. Die Energieversorgung für die Gate-Treiber der

Leistungshalbleiterschalter 1316, 1318, deren Source-/Emitter-Potential je nach

Leitungszustand der Leistungshalbleiterschalter 1311-1318 zumindest zeitweise unter dem Referenzpotential 1531 der Versorgungsspannung 1309 liegt, umfasst im Sinne der Erfindung jeweils eine Sperrdiode, einen Energiespeicher, einen Bootstrap-Transistor und ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz zwischen seinen Anschlüssen überschritten wird. In Figur 9 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1600 eines MMSPC-Moduls mit einer Batterie 1602 als Modulspeicherelement zur Durchführung einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Das

voranstehend in den bisherigen Figuren erwähnte Modulspeicherelement CM 1319 ist hier durch eine Batterie 1602 ersetzt.

In Figur 10 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1700 eines MMSPC-Moduls mit mehreren Batteriezellen 1702 als Modulspeicherelement zur

Durchführung einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Die Batteriezellen 1702 können aus einem Batteriepack gebildet sein, das mehrere Einzelzellen in einer seriell-parallelen Verschaltung umfasst.

In Figur 11 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1800 eines MMSPC-Moduls mit einem Batteriezellen-Balancing-System 1802 als

Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Das Batteriezellen-Balancing-System 1802 kann insbesondere Lithium-Ionen-Zellen aufweisen.

In Figur 12 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1900 eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1312, 1313, 1314, 1316, 1317, 1318 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.

In Figur 13 wird in schematischer Darstellung eine weitere beispielhafte Schaltung 2000 eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1318 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.

In Figur 14 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2100 eines Dreiquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315 und 1316 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.

In Figur 15 werden in schematischer Darstellung an beispielhaften Schaltungen 2210, 2220 und 2230 eines das Modulspeicherelement 2209 und acht Transistoren 2201 , 2202, 2203, 2204, 2205, 2206, 2207 und 2208 umfassenden Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann, parallele Leitungspfade aufgezeigt, die eine gleiche Klemmenspannung zur Folge haben. In Schaltung 2210 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2211 und einen Leitungspfad 2212, oder durch einen Leitungspfad 2213 und einen Leitungspfad 2214 gebildet, in Schaltung 2220 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2221 und einen Leitungspfad 2222 gebildet, und in Schaltung 2230 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2231 und einen Leitungspfad 2232 gebildet. Wenn durch die jeweilige Schaltung nur ausgeführt werden soll, dass eine jeweilige Klemmenspannung durch einen der beiden parallelen Leitungspfade bereitgestellt wird, kann zunächst ein beliebiger Transistor, der auf dem jeweiligen anderen Leitungspfad liegt, aus der jeweiligen Schaltung eliminiert werden. Der zweite zu eliminierende Transistor sollte allerdings so gewählt werden, dass noch immer von jeder Klemme zu jeder anderen über die verbleibenden Transistoren eine Verbindung hergestellt werden kann. Durch diese Vorschrift ergeben sich mehrere mögliche reduzierte Schaltungen. Werden mehr Schalter entfernt, fallen einige mögliche Schaltzustände weg, bspw.„parallel“, was Vorteile für bestimmte Anwendungen haben kann. Figur 16 zeigt in schematischer Darstellung zwei beispielhafte Schaltungen 2310 und 2320 eines jeweiligen mit der Vorschrift aus der Beschreibung zu Figur 15 reduzierten und das Modulspeicherelement 2309 umfassenden Vierquadrantenmoduls. In Schaltung 2310 ist das Vierquadrantenmodul auf Transistoren 2301 , 2302, 2303, 2306, 2307 und 2308 reduziert. In Schaltung 2320 ist das Vierquadrantenmodul auf Transistoren 2301 , 2302, 2303, 2305, 2306 und 2307 reduziert.

Figur 17 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2400 mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen galvanisch nicht trennenden

Gleichspannungswandler 2401 aus dem Modulspeicherelement 1319 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309, im gezeigten Fall deren negativer Pol, fällt dem mit negativen Pol des Modulspeicherelementes zusammen. Es ist also in diesem Fall keine teure galvanische Trennung notwendig. Das Bootstrapping schiebt die Energie ferner auf die jeweiligen Potentiale der Leistungshalbleiterschalter 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317, 1318. Zur Steuerung der Schaltung 2400 wird eine Modulsteuerung 1310 eingesetzt.

Figur 18 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2500 mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen Abwärtswandler 2501 aus dem Modulspeicherelement 1319 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Die mit Schaltung 2500 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform wird aus der Schaltung 2400 in Fig. 17 gewonnen, indem der

Gleichspannungswandler 2401 konkret durch einen Abwärtswandler 2501 gebildet wird.

Figur 19 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2600 und eine auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309 gelegte Modulsteuerung 1320 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens, wobei der Abwärtswandler 2501 ebenfalls auf Masse 2601 gelegt ist. Damit die

Versorgungsspannung 1309 zur Steuerung der Schaltung 2600 verwendet werden kann, wird die Modulsteuerung 1320, welche die Signale 1321 , 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1227, 1328 für die Leistungshalbleiterschalter 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317, 1318 der Schaltung 2600 bereitstellt, mit ihrer Masse 2631 auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309 gelegt und zu einer Versorgung 2632 mit der Versorgungsspannung 1309 verbunden. Dies kann ggf. mit einem weiteren nicht galvanisch isolierten Abwärtswandler oder auch einem Linearregler, wenn die Spannung niedriger sein sollte, ausgeführt werden.

Figur 20 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2700 mit einem Switched-Capacitor-Wandler 2701 und ein Schaltbild 2710 zu einer Modulsteuerung 1320 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Der galvanisch nicht trennende Abwärtswandler 2501 aus Schaltung 2500 in Fig. 18 ist nun durch einen Switched-Capacitor-Wandler 2701 ausgestaltet. Gezeigt ist eine

Ausführungsform als zweistufiger, spannungshalbierender Wandler, wobei Kondensatoren auf der Eingangsseite seriell aufgeladen sind und am Ausgang parallel entladen werden. Bei einer geringeren Ausgangsspannung sind auch mehre Stufen denkbar.