B e s c h r e i b u n

Die Erfindung betrifft ein FM-Empfangsteil der im Oberbe¬ griff des Anspruchs 1 angegebenen Art.

Schaltungen dieser Art sind aus den DE-A-31 47 493 und 34 38 286, der EP-A-75 071 oder der FR-A-81 21 986

bek.annt, welche sämtlich auf den Erfinder Jens Hansen zu¬ rückgehen.

Die Leistungsfähigkeit konventioneller UKW-Empfänger wird den heutigen schwierigen Empfangsverhältnissen kaum noch gerecht. Durch die dichte Senderbelegung entsteht ein "spektraler Sumpf", der die Grenzen des Empfangskonzepts hinsichtlich Empfangsempfindlichkeit und Trennschärfe deutlich aufzeigt. Das Dilemma des UKW-Empfangs ist, daß das Spektrum eines frequenzmodulierten Signals keine scharfen Grenzen hat, sondern langsam ausläuft und dabei zwangsläufig trotz aller senderseitigen Begrenzungsmaßnah¬ men in die Nachbarkanäle hineinragt. Schon ein Stereosen¬ der mittlerer Feldstärke setzt die Grenzempfindlichkeit seiner benachbarten Sender deutlich herab. Ändern sich nun auch noch, wie im mobilen Betrieb, ständig die Empfangs¬ verhältnisse, so sind Aufrauschen, Modulationsübernahme, Reflexionsverzerrungen das unvermeidliche Ergebnis.

Mit der konventionellen Filtertechnik läßt sich hieran nichts ändern, denn Störspektrallinien innerhalb des Emp¬ fangskanals sind nicht mehr selektierbar. Durch Einengung der Bandbreite zur Reduzierung von Multipathstörungen wür¬ de zwar ein Teil des Störspektrums, aber auch ein Teil des Nutzspektrums außerhalb des Filters liegen, so daß die Empfangsempfindlichkeit zurückginge.

Bei dem in den eingangs genannten Schriften beschriebenen bekannten Verfahren zur Verarbeitung von FM-Signalen im ZF-Bereich werden steuerbare sch albandige Filter verwen¬ det. Die in ihrer Resonanzlage steuerbaren schmalbandigen

Filter vollziehen den gleichen Rhythmus wie das zu selek¬ tierende ZF-Signal; sie folgen also der Momentan-ZF, so daß zu jedem Moment genau nur dort selektiert wird, wo gerade Selektion erforderlich ist. Aufgrund der Schmalban- digkeit der verwendeten Filter ergeben sich hohe Empfind- lichkeits-und Selektionssteigerungen.

Die Steuerspannung für die Resonanzfrequenz der Filter wird aus der Niederfrequenz abgeleitet, deren Pegel ein hinreichendes Maß für die Position der Momentan-ZF ist. Diese Positionsangabe kann allerdings aus prinzipiellen Gründen nicht exakt sein, denn bevor die Filter gesteuert werden, muß die ZF diese zunächst durchlaufen und an¬ schließend demoduliert werden. Die Steuerung erfolgt also stets mit einer gewissen Verzögerung, die im wesentlichen durch die Gruppenlaufzeit der Filter gegeben ist. Je schmalbandiger die Filter ausgelegt werden, desto höher ist deren Gruppenlaufzeit. Bei einfachen Mitlauffilterver¬ fahren oder den bekannten PLL- oder Synchronverfahren wür- de diese Nachlaufverzögerung im höheren Niederfrequenzbe¬ reich dazu führen, daß die Bewegung des ZF-Signals und die der Filter entgegengerichtet verlaufen. Ein Mitlaufen der Filter im unteren NF-Bereich würde einem Gegenlaufen im oberen NF-Bereich gegenüberstehen, so daß letztlich eine Breitbandübertragung nicht möglich wäre.

Der Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde, die Emp¬ fangsempfindlichkeit und die Trennschärfe beträchtlich zu steigern, ohne andere Empfängerdaten, wie Klirrfaktor, Stereo-Übersprechen oder NF-Frequenzgang zu beeinträchti¬ gen.

Diese Aufgabe wird mit. den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß zur Optimie¬ rung des Verhaltens eines FM-Empfängers mit der Modulation nachgeführten Filtern nicht nur das Nachführverhalten, sondern auch dei SignalübertragungsCharakteristik in Ab¬ hängigkeit vom jeweiligen Störungsbild zu beeinflussen ist.

Dabei werden insbesondere nicht nur der Frequenzgang der der Filternachführung als Größen der Nachführungscharakte- ristik verändert, sondern gegebenenfalls auch zusätzliche Korrekturgrößen für die Filternachführung - wie eine zu- sätzliche Phasenmodulation der ZF in Abhängigkeit des NF- Nutzsignals verändert bzw. zu- oder abgeschaltet.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß sich nur dann der UKW-Empfang entscheidend verbessern läßt, wenn bei sich ständig ändernden Empfangsverhältnissen sich auch die Verarbeitung im Empfänger entsprechend ständig ändert. Er¬ findungsgemäß wird also am Ausgang der herkömmlichen Se¬ lektionsfilter das ZF-Signal nicht nur einer variablen ScharfSelektion durch Filternachführung unterzogen, son- dern die Art der Verarbeitung auch noch zusätzlich geän¬ dert. Es folgen also nicht nur die Filter bezüglich ihrer Mittenfrequenz dem aktuellen ZF-Signal - darüber hinaus paßt sich der Übertragungskanal mehrstufig und in Bezug auf unterschiedliche Parameter den aktuellen Signalbedin- gungen an, die aus der eweiligen Störbeeinträchtigung re¬ sultieren. Je stärker oder dichter benachbart eine spek-

trale Störung dem Nutzsignal ist, desto schärfer wird die Selektion. Insbesondere wird die Anpassung des Übertra¬ gungskanals dadurch entscheidend verbessert, daß die für die aktuellen Empfangsbedingungen kennzeichnenden Signale zunächst, bevorzugt mittelsd Hüllkurvendemodualtion, sepa¬ rat erfaßt, dann mittels Amplituden- und Zeitdiskrimina- tionsmitteln so aufbereitet werden, daß sie durch zu häu¬ fige Schaltvorgänge nicht selbst den Empfang beeinträchti¬ gen. Anschließend werden sie als Steuersignale denjenigen Stufen zugeführt, die durch Veränderung der Signalübertra¬ gungscharakteristik den Störungen, für die die Steuersi¬ gnale kennzeichnend sind, entgegenwirken.

Realisiert wird eine veränderbare Charakteristik bevorzugt durch die wahlweise Verknüpfung-der Ausgangssignale zweier Filterstufen sowie deren anpaßbare Bedämpfung. Die erste Filterstufe ist ein zweikreisiges Bandfilter, die zweite Filterstufe besteht aus zwei hintereinandergeschalteten, auf die gleiche Frequenz abgestimmten Einzelschwingkrei- sen.

Diese Durchlaßform liegt jedoch nicht fest, sondern sie ändert sich in Abhängigkeit von den Empfangsverhältnissen.

Die momentane Empfangssituation ist im wesentlichen ge¬ kennzeichnet durch:

die Lage der Momentan-ZF

- den Pegel der Empfangsfeldstärke

den Pegel von Nachbarkanalstörungen und Störungen, die im Nutzkanal liegen.

Hierzu sind bevorzugt die folgenden Erkennungsschaltungen Vorgesehen:

1. für Nachbarkanalstörungen

2. für die Nachbarkanalübernahme

3. für Reflexionsstörungen

4. für den Feldstärkepegel

Über eine logische Schaltung werden die Ausgänge der Er¬ kennungsschaltungen mit den Steuereingängen der Filter verknüpf .

Die ZF-Filteranordnung besteht bevorzugt aus einem ein- k eisigen Vorfilter bei 10,7 MHz, einer Mischstufe zur Umsetzung von 10,7 MHz auf 700 kHz, einem anschließenden zweikreisigen Bandfilter, sowie zwei dem Bandfilter nach¬ geschalteten, auf 700 kHz abgestimmten Einzelkreisen.

Die Ausgänge des Bandfilters und der Einzelkreisschaltung gelangen jeweils über einen Schalter auf eine Addierstufe, deren Ausgang mit dem Demodulator verbunden ist. Die Oszillatorspannung wird über mindestens einen Einzelkreis der Mischstufe zugeführt.

Gesteuert werden bei der Filteranordnung

1. die Resonanzlage des Vorfilters des Bandfilters und der Einzelfilter synchron zur Momentan-ZF

2. die Phasenlage der Oszillatorspannung gegenphasig zur Momentan-ZF

3. die Bedämpfung des Bandfilters

4. die Bedämpfung der Einzelfilter

5. die Summierung von Signalen verschiedenen Verarbei¬ tungswege

Im einzelnen erfolgen vorteilhafte Steuerungen wie folgt:

Die Steuerspannungen für die Resonanzlage der Filter wer¬ den aus dem NF-Signal abgeleitet, deren Pegel ein Maß für die Frequenzlage des momentanen ZF-Signals ist. Diese Po¬ sitionsangabe weist jedoch einen geringen Fehler auf, denn bevor die Filter gesteuert werden, muß die ZF diese zu¬ nächst durchlaufen haben und anschließend demoduliert wer¬ den. Die Steuerspannung steht also nicht zeitgleich zu ei- ner ZF- nderung zur Verfügung, sondern erst nach einer ge¬ wissen Verzögerung, die im wesentlichen durch die Gruppen¬ laufzeit der Filter gegeben ist.

Je schmalbandiger die Filter ausgelegt werden, desto höher ist deren Gruppenlaufzeit. Der Phasenfehler, der durch diese Verzögerung der Steuerspannung gegenüber der ZF-

Signalbewegung entsteht, wächst mit der Schnelligkeit der ZF-Signaländerung und würde bei einfachen Mitlauffiltera¬ nordnungen (auch bei PLL- oder Synchronverfahren) dazu führen, daß im höheren NF-Frequenzbereich die Filter nicht synchron mit dem momentanen ZF-Signal mitlaufen, sondern asynchron gegenlaufen würden. Der Umkehrpunkt zwischen Mit- und Gegenlaufbereich läge bei der hier verwendeten Gesamtbandbreite von ca. 20 kHz etwa bei 6 kHz.

Ein korrektes Mitlaufen der Anordnung über den gesamten NF-Bereich wird bevorzugt durch folgende Maßnahmen er¬ reicht:

1. Der Frequenzgang für die Steuerspannung der schmal- bandigen Einzelfilter sieht eine leichte Höhenange- bung vor. Die durch diese Hochpaßcharakteristik entstehende Phasenvoreilung kompensiert zum Teil die durch die Gruppenlaufzeit der Filter bedingte Phasen- nacheilung der Steuerspannung.

2. Die Addition der Durchlaßkurven des Bandfilters mit der der Einzelfilter führt zu einer Filtercharak¬ teristik, bei welcher die Filterflanken im Resonanz¬ bereich die übliche LC-Schwingkreischarakteristik aufweisen; nach einem Abfall von ca. 8 dB jedoch in einen flacher abfallenden, dem Bandfilter entspre¬ chenden Verlauf übergehen. Eine solche Charakteristik erhöht die Nachführbarkeit im höheren NF-Berich gege¬ nüber einer Filtercharakteristik, welche eine durch- gehende Einzelkreischarakteristik aufweist.

Der noch verbleibende Phasenfehler bewirkt im höheren NF-Bereich eine Relativbewegung zwischen dem ZF- Signal und den Filtern. Hierdurch entsteht eine Phasenstörmodulation. Diese wird dadurch beseitigt, daß das ZF-Signal über einen Phasenmodulator eine zu dieser Störmodulation gegenphasige Modulation erhält, so daß die Störmodulation und damit auch der Phasen¬ fehler zwischen dem momentanen ZF-Signal und der Be¬ wegung der Filter weitgehend kompensiert wird.

Die Steuerung der Resonanzlage der Filteranordnung erfolgt also im wesentlichen in Abhängigkeit des momentanen ZF- Signals, also unabhängig von anderen Empfangsverhältnissen wie Höhe des Nutz- oder des Nachbarkanalpegels. Die Durchlaßcharakteristik jedoch ist von diesen Größen abhän¬ gig, nicht hingegen von der Lage des momentanen ZF- Signals.

Je stärker der Multipathempfang (im wesentlichen Nachbar- kanalempfang) wird, je höher also die Selektionsanfor¬ derung wird, desto schmalbandiger wird die DurchlaßCharak¬ teristik der in ihrer Resonanzlage gesteuerten Filter.

Für die Erfindung wesentlich ist, daß gerade mit dem gere- gelten ZF-Signal ein Signal zur Verfügung steht, welches trotz integrierend wirkendem Regler in seinen Amlituden- schwankungen außer dem Nutzsignal die entscheidenden In¬ formationen enhält, die zum Erzielen von Schaltsignalen zur Veränderung des Verarbeitungskanals zwecks Erlangung des möglichst ungestörten Nutzsignals bilden können. Diese Informationsanteile werden durch die auszulösenden Um-

Schaltungen relativ wenig verändert, so daß sie einen neu¬ tralen Meßstab bei der Signalverarbeitung darstellen.

Gemäß vorteilhaften Weiterbildungen werden die für be- stimmte Empfangsbeeinträchtigungen kennzeichnenden Signale erfaßt und durch Signalverknüpfungen AusgangsSignale abge¬ leitet, welche einzelne - oder eine Reihe von - Gegenma߬ nahmen bei der Verarbeitung im Nachrichtenkanal einleiten, die der jeweiligen Empfangsbeeinträchtigung optimal ent- gegenwirken.

Die Grenze des Regeleinsatzes bei der Regelung des ZF- Signals wird bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Er¬ findung als Kriterium für eine kritische Grenze der Emp- fangsfeidstärke genutzt.

Obgleich auch mit der Filternachführung Amplitudenein¬ schnürungen verbunden sind und auch das FM-Nutzsignal zu einer Amplitudenmodulation führt, beeinflussen sich die beiden die Verarbeitungscharakteristik bestimmenden Infor¬ mationsanteile - für die Filternachführung einerseits und die Anpassung der Form der Filterung andererseits - kaum gegenseitig, so daß ein insgesamt effektives Systemverhal¬ ten ohne unübersichtliche gegenseitige Einwirkungen von Regel- bzw. Steuergrößen erhalten wird.

Besonders vorteilhaft ist weiterhin, daß die die Verarbei¬ tungscharakteristik bestimmenden Signale im wesentlichen einheitlich aus Amplitudenschwankungen der ZF abgeleitet werden. So wird das Verhältnis von Nutz- zu Nachbarkanal¬ sender durch die Amplitudenmodulation auf der ZF, die

durch die Interferenz zwischen Nutz- und Nachbarkanal-Sen¬ der auftritt, erkannt, wobei die ZF auf einen festen Span¬ nungswert geregelt ist.

Hierbei wird in günstiger Weise das Verhältnis der Si¬ gnalpegel beider Sender erkannt. Steigt die Nutzfeldstärke bei konstanter Nachbarkanalfeldstärke auf den doppelten Wert an, so würde sich bei ungeregelter ZF deren Pegel verdoppeln, die Amplitudenmodulation durch die Interferenz jedoch bleibt konstant. Bei geregelter Amplitude hingegen bleibt die Amplitude konstant und die Amplitudenmodulation geht entsprechend dem Verhältnis von Nutz- zu Nachbarka- nalfeldstärke auf den halben Wert zurück.

Auf diese Weise lassen sich Nachbarkanal-Störungen und al¬ le die Amplitudenmodulation beeinflussenden Effekte ein¬ heitlich innerhalb der Regelschleife nachweisen.

So werden wie bei Nachbarkanalstörungen auch Reflexions- Störungen an der durch sie hervorgerufenen Amplitudenmodu¬ lation der ZF erkannt. Durch die Überlagerung mehrerer Wellen unterschiedlicher Phasenlage entstehen Amplituden¬ einschnürungen der ZF, deren Hüllkurve ein breitbandiges NF-Spektrum aufweist. Da auch die Nutzmodulation zu einer leichten Amplitudenmodulation auf der ZF führt, wird für die Reflexionserkennung aus dem Spektrum der ZF-Hüllkurve ein Frequenzbereich herausgefiltert, welcher nur zu einem geringen Anteil im MPX-Signal enthalten ist. Dieser liegt zwischen 20 und 30 kHz. Die Ausgangsspannung der hierzu verwendeten Filterstufe (bedampfter LC-Schwingkreis) wird einem Schwellwertschalter zugeführt, der ein eindeutiges Erkennungssignal abgibt.

Der Erfindung liegt weiterhin die Erkenntnis zugrunde, daß für ein in sich ausgewogenes FM-Empfangssystem jegliche durch eine Empfangsstörung hervorgerufene Beeinträchtigung des Audiosignals so weit herabgemindert sein muß, daß sie sich im hörbaren NF-Signal in jedem Fall weniger bemerkbar macht als es ihrer Einwirkung auf das HF-Signal ent¬ spricht. Dieser Philosophie entspricht eine stets optimale Anpassung des ZF- und NF-Übertragungskanals an die Eigen¬ schaften des gestörten HF-Signals, um auf diese Weise des- sen ungestörten Anteile möglichst weitgehend nutzbar zu machen bzw. die Auswirkungen von unvermeidlichen auf das NF-Signal durchdringenden Störbeeinflussungen möglichst herabzumindern.

Bevor auf die verschiedenen .Durchlaßkurven eingegangen wird, sei kurz das Grundprinzip der Erkennungen erläutert:

Nachbarkanalerkennung

Nachbarkanalstörungen werden an der Interferenz erkannt, die ein Nachbarsender mit dem Nutzsignal bildet. Hierzu wird ^" das ZF-Signal gleichgerichtet und über einen Hochpaß mit anschließendem Verstärker SchwellwertSchaltern zuge- führt, an deren Ausgängen das Erkennungssignal vorliegt. Erkannt werden Nachbarkanalstörungen in mehreren Intensi¬ tätsstufen.

Wichtig für die Erkennung des Nachbarkanalempfangs ist, daß nicht etwa der Absolutwert des Nachbarkanalsenders, sondern das Verhältnis von Nutz- zu Nachbarkanalfeldstärke

erkannt wird, denn nur. dieses ist für Nachbarkanalstörun¬ gen entscheidend.

Das Verhältnis von Nutz- zu Nachbarkanalsender wird durch die Amplitudenmodulation auf der ZF, die durch die Inter¬ ferenz zwischen Nutz- und Nachbarkanalsender auftritt, er¬ kannt, wobei die ZF auf einen festen Spannungswert gere¬ gelt ist.

Hierbei wird in vorteilhafter Weise das Verhältnis der Si¬ gnalpegel beider Sender erkannt. Steigt etwa die Nutzfeld¬ stärke bei konstanter Nachbarkanalfeldstärke auf den dop¬ pelten Wert an, so würde sich bei ungeregelter ZF deren Pegel verdoppeln, die Amplitudenmodulation durch die In- terferenz jedoch bliebe konstant. Bei geregelter Amplitude hingegen bleibt die Amplitude konstant und die Amplituden¬ modulation geht entsprechend dem Verhältnis von Nutz- zu Nachbarkanalfeldstärke auf den halben Wert zurück.

Im einzelnen erfolgt die Nachbarkanalerkennung bevorzugt wie folgt: Die ZF wird zunächst amplitudenmoduliert, an¬ schließend wird über einen zweipoligen Hochpaß mit einer Grenzfrequenz von ca. 40 kHz das Interferenzsignal von den übrigen auf der ZF als AM liegenden Signalen getrennt. Das so herausgefilterte Interferenzsignal wird verstärkt (ca. 40 dB) und anschließend wird über dieses Signal die Hüll¬ kurve gebildet. Über einen nachfolgenden Tiefpass zur Glät¬ tung etwaiger Rauschspitzen wird das Signal parallel meh¬ reren Komparatoren zugeleitet, die Erkennungssignale abge- ben, sobald das Eingangssignal ihren vorgegebenen Refe¬ renzpegel überschreitet.

Erkannt wird mit dieser Anordnung der Nachbarkanalempfang in mehreren Intensitätsstufen. Da nach Erreichen der er¬ sten Intensitätsstufe die Filtercharakteristik schmal- bandiger geschaltet wird, geht die Nachbarkanalinformation leicht zurück. Dieser Rückgang der Eingangsgröße des Kom- parators wird durch entsprechendes Anheben des Referenzpe¬ gels also durch eine entsprechende Hysterese kompensiert.

Feldstärkeerkennung

Das ZF-Signal wird über eine Integralregelung auf einen vorbestimmten, konstanten Spannungswert geregelt. Das Aus¬ gangssignal des Integrators ist hierbei ein Maß für den Pegel der ZF. Dieses Ausgangssignal wird mehreren, vor¬ zugsweise zwei, Komparatoren zugeführt, an deren Referen¬ zeingängen diejenigen Spannungspegel anstehen, welche den Regelspannungswerten bei denjenigen Antennespannungen entsprechen, bei denen geschaltet werden soll. Die Aus- gangssignale der Komparatoren (logische High-/Low-Signale) geben den jeweiligen Feldstärkebereich an, in dem die aktuelle Feldstärke gelegen ist.

Umschaltung der Selektionskurven

Es werden bevorzugt verschiedene Selektionskurven unter¬ schieden, die jeweils durch die momentane Empfangsituation bestimmt werden. In der Reihenfolge der Selektivität wird die Filteranordnung bevorzugt nach folgendem Schema wie geschaltet, wobei auch eine geänderte Zuordnung durch Weg¬ lassen oder Umordnen einiger Signalverknüpfungsbedingungen

im Verarbeitungszug Signalaufnahmeteil, Signalaufberei¬ tungsteil und Signalausgabeteil den Bereich der Erfindung nicht verläßt.

NK,

Bandfilter bedämpft nur Bandfilterkanal durchgeschaltet

NR-,

Bandfilter leicht bedämpft nur Bandfilterkanal wirksam

NK ₂ : - Bandfilter entdämpft ("entdämpft" heißt hier, daß die zum Kreis zuschaltbaren Bedämpfungswiderstände nicht zugeschaltet sind)

Einzelkreiskanal bedämpft beide Kanäle durchgeschaltet

Schwaches Signal (kleiner Empfangspegel): Bandfilter entdämpft Einzelkreiskanal entdämpft - beide Kanäle durchgeschaltet (Monoempfang)

NK ₃ :

Einzelkreis entdämpft - nur Einzelkreis durchgeschaltet (Monoempfang)

(Die Bezeichnungen NK _Q .bis NK* _] _ entsprechen dabei einer zu¬ nehmenden Intensität von Nachbarkanalstörungen.

Das Umschalten zwischen den einzelnen Filterzuständen er¬ folgt ohne jeglichen Störeinfluß (z.B. Knackgeräusche). Auch ergeben sich hierbei keinerlei störende Übergangspha¬ sen, denn es wird bereits vor Erreichen eines Störgrenz- pegels auf den nächst selektiveren Filterzustand geschaltet.

Neben der Nachbarkanal- und Feldstärkeerkennung, welche die Durchla Charakteristik der Filter steuern, ist eine zweistufige Reflexionserkennung vorgesehen, welche die Niederfrequenz beeinflußt.

Reflexionserkennung

Wie bei Nachbarkanalstörungen werden auch Reflexionsstδ- rungen an der durch sie hervorgerufenen Amplitudenmodula¬ tion der ZF erkannt. Durch die Überlagerung mehrerer Wel¬ len unterschiedlicher Phasenlage entstehen Amplitudenein¬ schnürungen der ZF, deren Hüllkurve ein breitbandiges NF- Spektrum aufweist. Da auch die Nutzmodulation zu einer leichten Amplitudenmodulation auf der ZF führt, wird für die Reflexionserkennung aus dem Spektrum der ZF-Hüllkurve ein Frequenzbereich herausgefiltert, welcher nur zu einem geringen Anteil im MPX-Signal enthalten ist. Dieser liegt zwischen 20 und 30 kHz. Die AusgangsSpannung der hierzu verwendeten Filterstufe (bedampfter LC-Schwingkreis) wird einem Schwellwertschalter zugeführt, der ein eindeutiges

Erkennungssignal abgibt. Reflexionsstörungen werden in zwei Intensitätsstufen erkannt; bei Stufe l wird lediglich von Stereobetrieb auf Mono umgeschaltet, bei Stufe 2 wird ein Muting der NF durchgeführt.

Reflexionserkennung und Mutingschaltung

Sowohl Reflexionen als auch Rauschen führen zu Amplituden- einschnürungen des ZF-Signals. Bei Reflexionen entstehen diese Einschnürungen durch die Überlagerung der direkt empfangenen mit reflektierten Wellen, bei Rauschen durch die Überlagerung des Empfangssignals mit Rauschkomponen¬ ten. Der Mittelwert des ZF-Signals nimmt mit zunehmenden Rauschen bis hin zum Leerlaufrausehen ab. Er ist also im Rauschbereich stets gering. Bei Reflexionen kann der Mit¬ telwert jedoch hohe Werte aufweisen wie sie etwa bei Ste¬ reobetrieb ohne Signal vorliegen. Die Aussage über die Amplitudeneinschnürungen der ZF wird nun mit der Aussage über die Höhe des Mittelwertes der ZF in folgender Weise verknüpft:

ist der Mittelwert der ZF gering kann die Ursache für die Einschnürungen der ZF entweder Rauschen oder Reflexi- onsempfang sein. Die möglichen Ursachen führen zu Störein¬ drücken, für welche die gleiche Schaltmaßnahme erforder¬ lich ist: Herabsetzen der Lautstärke (Muten) des NF- Signals.

- ist der Mittelwert der ZF hoch, so kann die Ursache für Amplituden-Einschnürungen nur Reflexionsempfang sein.

Da der Störeinsatz bei. Stereoempfang vor dem Monoempfang liegt, wird zunächst von Stereoempfang auf Monoempfang umgeschaltet und bei tiefer werdenden Einschnürungen, wenn auch das Mono-Signal gestört wird, wird auch die NF- Lautstärke herabgesetzt.

Nachbarkanalübernahmeerkennung

In diesem Bereich, kommt es zu kurzzeitigen Durchbrüchen des Nachbarsenders, die zu "plop"-artigen Geräuschen füh¬ ren. Über einen SchwellwertSchalter, dem die tiefpaßgefil¬ terte Niederfrequenz zugeführt wird, ergibt sich hierfür eine eindeutige Erkennung.

Als Vorteile der erfindungsgemäßen Anordnung ergeben sich insbesondere:

Ohne Empfänger-Standardwerte (NF-Klirrfaktor, Stereo- Übersprechen) zu beeinflussen, werden alle Empfangsstörun¬ gen, deren Ursache durch die natürlichen Grenzen konven¬ tioneller Empfänger hinsichtlich Empfangsempfindlichkeit und Selektionsfähigkeit gegeben ist, beseitigt oder redu¬ ziert:

Kaum im Rauschen wahrnehmbare Sender werden klar emp¬ fangen (Empfindlichkeitserhöhung 8 bis 10 dB).

Störungen aufgrund kurzfristiger Signalabschwächung (Abschattung, Flatter-Fading etc.) werden stark redu¬ ziert.

Nachbarkanalstörungen bis zur höchsten Intensität, nämlich der vollständigen Übernahme des Nachbarsen¬ ders, werden unterdrückt (Selektionsgewinn ca. 30 dB) .

Nicht nur Nachbarkanalstörungen sondern auch andere Inbandstörungen wie z.B. Intermodulationsstörungen oder Störungen durch das Eurosignal werden unter¬ drückt.

Stereoempfang ist auch dann noch möglich, wenn bei konventionellen Empfängern bereits gestörter Monoem¬ pfang vorliegt.

- Aufgrund der hohen Störsicherheit könnte die Stereo¬ schwelle um ca. 6 dB gegenüber konventionellen Em¬ pfängern zu geringeren Empfangsfeldstärken verschoben werden.

- Es ergibt sich eine erhöhte Übertragungssicherheit von Zusatzsignalen wie etwa bei dem Radio-Data- System.

Störungen durch Weitabreflexionen werden reduziert.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un¬ teransprüchen gekennzeichnet bzw. werden nachstehend zu¬ sammen mit der Beschreibung der bevorzugten Ausführung der Erfindung anhand der Figuren näher dargestellt. Es zeigen:

Figuren la und lb ein Blockschaltbild eines Ausführungs¬ beispiels des erfindungsgemäßen FM-Empfängers,

Figur 2 eine Wahrheitstabelle als Grundlage der logischen Verknüpfung der für die Empfangsverhältnisse charakteri¬ stischen Signale zur Erlangung von Steuersignalen zur Be¬ einflussung der EmpfängerCharakteristik,

Figur 3 verschiedene bei unterschiedlichen Empfangszustän¬ den wirksame ZF-Durchlaßkurven,

Figur 4 eine Wahrheitstabelle als Grundlage für die logi- sehe Verknüpfung zur Beeinflussung der Nachführcharakteri¬ stik der nachführbaren Filter,

Figur 5a die veränderbare Nachführcharakteristik der Einzelkreisfilter,

Figur 5b die veränderbare Nachführcharakteristik für Vor- und Bandfilter

Figur 6 ein Schaltbild eines Teils der Steuerlogik,

Figur 7 eine Einzelheit des Schaltung gemäß Figur 6,

Figuren 7 a bis f Signalverläufe zu Figur 7,

Figur 8 ein Schaltild einer Schaltung zur Nachbarkanaler¬ kennung,

Figuren 8a bis 8c Signalverläufe zu Figur 8,

Figur 9 ein Schaltbild einer Schaltung zur Nachbarkanal¬ übernahmeerkennung,

Figuren 9a und 9b Signalverlaufe zu Figur 9,

Figur 10 eine Schaltung zur Reflexionserkennung,

Figur 11 eine Schaltung zur Feldstärkeerkennung für die Mutingfunktion sowie

Figur 12 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Em¬ pfangsteils.

Zunächst soll der grundsätzliche Aufbau der Schaltung be¬ trachtet werden. Der in Figur 1 gezeigte, FM-Stereo-Em- pfänger ist als Blockschaltbild ohne Vor- und Mischstufe dargestellt, so daß als Eingangssignal der gezeigten Blockschaltung ein normgerechtes ZF-Signal mit einer Frequenz von 10,7 MHz am Eingang ansteht. Bei dem be¬ trachteten sogenannten MPX-Signal ( "MPX = Multip_lex) han¬ delt es sich um ein übliches analoges FM-Stereo-Rundfunk- signal.

Das 10,7 MHz-ZF-Eingangssignal gelangt von einem Eingang (Pfeil) über eine Amplitudenregelstufe 1, die einen FET als steuerbar veränderlichen Widerstand aufweist, zu einem einkreisigen ZF-Vorfilter 2 mit einer Bandbreite im Be- reich von 150 kHz.

Dem Filter 2 ist eine Mischstufe 3 nachgeschaltet. Am Aus¬ gang der Mischstufe steht das ZF-Signal im 700 kHz-Bereich zur Verfügung. Die Frequenz eines die Mischstufe 3 über einen Phasenmodulator 4 beeinflussenden Oszillators 5 beträgt somit 10 MHz.

Das Ausgangssignal der Mischstufe 3 gelangt zu einem zwei- kreisigen Bandfilter 6. Dieses Bandfilter kann mittels zweier an entsprechenden Eingängen anstehenden Steuer¬ signalen L und A jeweils durch Parallelschaltung eines internen Widerstands in zwei Stufen bedämpft werden. Die Widerstände sind in der Zeichnung symbolisch angedeutet und werden den Filterkreisen parallelgeschaltet, um in bekannter Weise eine vergrößerte Filterdämpfung zu errei¬ chen. Auf diese Weise wird also eine erwünschte Abflachung der Durchlaßkurve erzielt. Die Bandbreite des Bandfilters ist mit ca. 90 kHz zur Übertragung des Multiplexsignals geeignet bemessen.

Dem Ausgang des Bandfilters folgt als Schaltung zur Pe- gelabsenkung eine Abschwächerstufe 7, mit der zwei ver¬ schiedene Pegelverminderungen mittels entsprechender Steu¬ ersignale E und gezielt anwählbar sind. Diese Signale werden von den Signalen L und A mittels Invertern 7a und 7b abgeleitet.

Die einschaltbaren Pegelverminderungen kompensieren die durch die wahlweise Bedämpfung des Bandfilters erzeugten Pegeländerung, so daß das ZF-Signal am Ausgang der Stufe 7 eine weitgehend konstante Amplitude aufweist. Abweichungen werden durch eine weiter unten zu beschreibende Regelung ausgeglichen, deren Eingangssignal nach dem Ausgang der Stufe 7 - gegebenenfalls nach linearer Verstärkung - abgegriffen wird.

Nach dem Ausgang des Abschwächerstufe 7 teilt sich die weitere Signalverarbeitung auf. Im dem in der Zeichnung

oben dargestellten Verarbeitungszweig erfolgt eine geringe Amplitudenverstärkung ohne Beeinflussung des Frequenz¬ gangs.

Am Ausgang des Verstärkers 8 ist eine steuerbare Schalt- stufe 9 vorgesehen, mit der auf ein entsprechendes Steuer¬ signal hin der betreffende Signalverarbeitungszweig abge¬ schaltet werden kann. Am Ausgang des Verstärkers wird ein Signal abgegriffen, das verschiedene weiter unten be- schriebenen Stufen zugeführt wird. Dieses Signal ist von der Schaltstufe 9 nicht betroffen.

Im in der Zeichnung unteren Signalverarbeitungszweig ge¬ langt das Signal zum Eingang eines ersten von zwei sehr schmalbandigen, hintereinandergeschalteten Mitlauffiltern 10 und 11. "Sehr sc malbandig" heißt hier ungefähr 20 kHz. Das erste dieser Filter ist auf ein entsprechendes Steuer¬ signal hin ebenfalls durch Parallelschaltung eines ent¬ sprechend dimensionierten Widerstands bedämpfbar. Die Bedämpfung ist in der Zeichnung durch einen Widerstand symbolisch wiedergegeben.

Die (einzeln schaltbaren) Bedämpfungen bewirken sowohl beim Bandfilter 6 als auch bei dem Einzelfilter 10 einen flacheren Verlauf der jeweiligen Durchlaßkurve.

Dem zweiten Einzelfilter 11 ist eine weitere Schaltstufe 12 nachgeschaltet, mit der ebenfalls auf ein Steuersignal hin der betreffende Signalverarbeitungszweig abgeschaltet werden kann.

Die Ausgangsignale der.Schaltstufen 9 und 12 werden in ei¬ ner Addierstufe 13 summiert. Bei der Addierstufe 13 han¬ delt es sich um einen Summierverstärker, welcher das gefilterte ZF-Signal auf einen Pegel heraufsetzt, wie er für die anschließende Demodulation im Demodulator 14 benö¬ tigt wird.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 gelangt parallel über zwei Schalter 17 und 18, die mit Steuersignalen F bzw. K aktiviert werden, auf zwei Steuernetzwerke 18 und 20. Vom Steuernetzwerk 18 werden die Steuersignale für die Vor-, band und Einzelfilter an geeigneter Stelle abgenom¬ men. Über ein Steuernetzwerk 20 wird das Steuersignal für den Phasenmodulator erhalten.

Von dem demodulierten Signal wird die Nachführspannung für die vorangehenden Filterstufen abgeleitet und dazu zu¬ nächst einem Steuernetzwerk 15 (gestrichelt umrandet) zu¬ geführt. Das Steuernetzwerk enthält - folgend auf einen Eingangsverstärker 16 - in einem ersten Zweig einen steu¬ erbaren Schalter 17 und ein in seiner Filtercharakteristik umschaltbares Netzwerk 18, von dem die NachführSpannungen für das Vorfilter 2 und das Bandfilter 6 einerseits und die beiden Einzelfilter 10 und 11 andererseits abgeleitet werden.

Das demodulierte, mit "NF" bezeichnete Signal am Ausgang des Demodulators 14 wird mittels einer Verstärkerstufe 21 leicht im Pegel angehoben und einem ersten Korrekturfilter 22 zugeführt. Diesem Korrekturfilter folgt ein zweites Korrekturfilter 23, das mittels eines durch ein externes

Signal steuerbaren Schalters 24 wahlweise überbrückbar ist. Mittels der Korrekturfilter 22 und 23 wird das Aus- gangssignal einer Pegel- und Phasenkorrektur unterzogen, um die unterschiedlichen Pegel- und Phasenverläufe in den beiden vorangehenden Filterzweigen, entsprechend der je¬ weils gewählten Verarbeitung, auszugleichen.

Durch das schaltbare Filter 23 wird im Falle des Auftre¬ tens der später zu beschreibenden Nachbarkanalstörun- σen ^e - ^e leichte Höhenanhebung des NF-Signals bewirkt, um die durch die dann schmalere ZF-Bandbreite bewirkte Höhen¬ absenkung auszugleichen.

Das so korrigierte NF-Signal, das sämtliche Komponenten des MPX-Signals enthält, wird einer der Korrekturstufe nachgeschalteten steuerbaren Mutingschaltung 25 und an¬ schließend einem Stereodecoder 26 zugeführt, an dessen Ausgang das linke und rechte NF-Signal NF _L bzw. NF _R er¬ scheinen. Der Stereodecoder ist mittels eines entsprechen¬ den Steuereingangs auf Monobetrieb einstellbar. In diesem Fall sind beide NF-Ausgangssignale identisch.

Die Zwischenfrequenz wird auf einen festen Spannungswert geregelt. Hierzu wird sie einer Reglerschaltung zugeführt, die aus einem Gleichrichter 27 und einem Integrator 27a besteht, an dessen Eingang die Regelabweichung gelangt und dessen Ausgangssignal die Regelspannung darstellt.

Die gleichgerichtete ZF, als Eingangssignal der Regel¬ schaltung, deren Mittelwert innerhalb des Regelbereichs konstant bleibt, dient als Eingangsgröße für die Nachbar¬ kanalerkennung, die Reflexions- und Muteerkennung.

Die Regelspannung am Ausgang des Integrators ist innerhalb des Regelbereichs ein Maß für den Eingangspegel der ZF und damit ein Maß für den Pegel der Nutzfeldstärke. Die Regel¬ spannung wird einer weiteren ErkennungsSchaltung zuge- führt, aus welcher lediglich die Aussage abgeleitet wird, ob das Eingangssignal ober- bzw. unterhalb eines bestimm¬ ten Pegels (z.B. 2 μV AntenneneingangsSpannung) liegt.

Das Niederfrequenzsignal ist Eingangsgröße einer weiteren Erkennungsschaltung, aus welcher abgeleitet wird, ob ein Nachbar ender kurzzeitig "durchschlägt" . In diesem Stö¬ rungsbereich der Nachbarkanalübernahme gibt die Erken¬ nungsschaltung ein entsprechendes Signal ab.

Die Eingangsgrößen der in Baugruppe 28 zusammengefaßten ErkennungsSchaltungen sind also:

1. die gleichgerichtete ZF für NK- und Reflexionserkennung, sowie für Muting

2. die Regelspannung der ZF für die Erkennung der Größe der Feldstärke,

3. das Niederfrequenz-Signal für die NK-Übernahmeerkennung.

Diese Erkennungsschaltungen sind in der gestrichelt um¬ rahmten Baugruppe 28 zusammengefaßt, deren Ausgangssigna- le den verschiedendenen Filter- und Schaltstufen als Steu¬ ersignale zugeführt werden. Sie erzeugen alle notwendigen

Schaltsignale, welche die Filter- und Nachführcharakteri¬ stiken sowie weitere Signalverarbeitungskriterien umschal¬ ten, um trotz gestörter Empfangsverhältnisse die relativ beste Hörqualität zu gewährleisten. Nicht in der Baugruppe 28 enthalten sind die bereits zuvor beschriebenen Schal¬ tungen zur Erzeugung der Nachführspannungen.

Aus der Hüllkurve als Ausgangssignal des Reglers 27, 27a leiten sich damit die Eingangssignale nahezu sämtlicher Erkennungsschaltungen durch die in der Baugruppe 28 ent¬ haltenen Schaltungen zur Feldstärkeerkennung 29, zur Nach¬ barkanalerkennung 30, zur Reflexionserkennung 31, zur Nachbarkanalübernahmeerkennung 32 und zur Feldstärkeerken¬ nung für Muting 33. Die letztgenannte Schaltung dient zur Ansteuerung der Muting-Schaltung 25 und gibt ein Ausgangs¬ signal ab, wenn mit der Wiedergabelautstärke wegen Aufrau- schens zurückgegangen werden sollte. Sie erkennt, wann das Nutzsignal im Rauschen untergeht, wann die ZF also zu klein wird, um ein brauchbares NF-Signal zu liefern. Diese Schaltung entspricht den bekannten Muting-Schaltungen, wie sie beispielsweise benutzt werden, um bei der Abstimmung Rauschen zwischen der Scharfabstimmung einzelner Sender zu unterdrücken.

Bei einer in Figur lb nach der Schaltung zur Reflexion¬ serkennung 31 durch eine gestrischelte Verbindung darge¬ stellte Variante wird das Mute-Signal statt durch die getrennte Schaltung 33 ebenfalls durch die Schaltung 31 (Ausgang a) ermittelt. Weiterhin wird durch diese Schal- tung auch ein Signal zur Antennenumschaltung bei vorgese¬ henem Antennen-Diversity erzeugt (Ausgang d2). Die Einzelheiten dazu sind anhand von Figur 10 beschrieben.

Der Schaltung zur Nachbarkanalerkennung 30 sind noch drei Diskriminatorschaltungen 34 bis 36 nachgeschaltet, welche einzelne Stufen der Intensität der Nachbarkanalstörungen unterscheiden, wobei die Schaltung 34 der schwächsten und die Schaltung 36 der stärksten Störintensität zugeordnet ist.

Die Ausgangssignale dieser ErkennungsSchaltungen gelangen zu einer nachfolgenden Auswertungsschaltung 37, welche in logischer Verknüpfung und in Abhängigkeit der Ausgansigna¬ le der vorangehenden Schaltungen die Signalverarbeitung steuert. In Abhängigkeit der gefundenen Empfangsbedingun¬ gen werden Filterdämpfungen, Signalverarbeitungswege und damit die Durchlaßcharakteristiken geschaltet. Es wird die Gesamtfiltercharakteristik gesteuert, in dem die Bedämp¬ fung aufgeschaltet oder weggenommen wird und nun wahlweise in Abhängigkeit vom Ergebnis der logischen Verknüpfung entweder nur ein Verarbeitungskanal durchgeschaltet wird oder beide überlagert oder auch nur der andere Verarbei- tungskanal durchgeschaltet wird.

Das erfolgt zunächst unabhängig von der eigentlichen Nach¬ führsteuerung, da die Filter in ihrer Resonanzlage über das entsprechende Steuernetzwerk 15 ständig beeinflußt werden. Zusätzlich werden aber auch noch am Ausgang der AuswertungsSchaltung Signale gewonnen, welche die Nach¬ führcharakteristik beeinflussen, um diese optimal den Emp¬ fangsbedingungen anzupassen.

Die verschiedenen logischen Verknüpfungen der Eingangssi¬ gnale gemäß Block 37 ergeben sich aus der eine logische

Verknüpfungsbaugruppe 200 repräsentierenden Wahrheitsta¬ belle nach Figur 2. Die an den verschiedenen Steuermög¬ lichkeiten resultierenden Durchlaßkurven sind jeweils in Figur 3 wiedergegeben. Der Signalerkennungsteil wird durch die Schaltungen gemäß den Blöcken 29 bis 33 repräsentiert. Der Signalaufbereitungsteil umfaßt die Amlitudendiskrimi- natoren (Schwellwertstufen) der vorstehend genannten Schaltungen und mindestens die Zeitglieder 701 der Schal¬ tung gemäß Figur 6 umfaßt, die weiter unten näher be- schrieben wird. Der die Zuordnung zwischen den für Emp- fangszustände maßgeblichen Größen und den der Steuerein¬ gängen der Stufen des Signalverarbeitungsteils herstellen¬ de VerknüpfungsSchaltung wird durch die Logikteile 200, 400 gemäß Figuren 2 und 4 gebildet.

Nach Erkennen der jeweiligen Empfangssituation wird das Übertragungsverhalten entsprechend umgeschaltet.

Bei Eingangsfeldstärken etwa oberhalb des Empfindlich- keitsgrenzbereiches konventioneller Empfänger und bei ei¬ nem relativ geringen Verhältnis von NK - zu Nutzsender wird auf den Zustand "NK _Q " geschaltet. Hier wird aus¬ schließlich der linear verstärkte Anteil (Stufen 8 und 9) des Ausgangssignals des bed mpften Bandfilters 7 (Schalt- Signale L und A bewirken die Bedämpfung des Bandfilters 7) auf den Demodulator geschaltet. Durch das Schaltsignal B ist der Schalter 9 geschlossen. Bezüglich der Dämpfung ist die erste Stufe (Schaltsignale L und A auch an Pegelab¬ senkstufe 7) wirksam. Das Verhalten der Einzelkreisfilter 10 und 11 ist ohne Belang.

Die Gesamtfilterhandbreite bei NK _Q beträgt etwa 130 kHz.

Die breiteste Durchlaßkurve (I in Figur 3) bei dem erfin¬ dungsgemäßen Empfänger ist wegen der Verwendung von Mit¬ lauffiltern noch recht schmal gegenüber der Durchlaßkurve von mit üblichen Filter bestückten Empfängern (in Figur 3 mit "0" bezeichnet), aber relativ breit im Vergleich zu den nachfolgend zu beschreibenden bei starken Nachbarka¬ nalstörungen einzuschaltenden Bandbreiten.

Bei diesem Betrieb ergibt bereits eine erhebliche Selek¬ tionssteigerung im Vergleich zu feste Filter aufweisen¬ den Empfängern.

Erhöht sich das Verhältnis von Nachbarkanal- zu Nutzfeld- stärke, so wird auf "NK^ ¹ geschaltet. Dieser Zustand führt zur Kurve II in Figur 3. Das entsprechende diesen Funk¬ tionszustand auslösende Steuersignal wird von der Stufe 34 abgegebe .

Bei NK-L ist das Bandfilter 6 schwächer bedämpft (Schalt¬ signal A) . Die Bandbreite der Durchlaßkurve beträgt ca. 54 kHz, wie aus Figur 3 ersichtlich ist.

Bei sich verstärkender Nachbarkanalbeeinträchtigung wird die Stufe NK2 wirksam, wobei der entsprechende Schaltzu¬ stand durch das Ausgangssignal der Baugruppe 35 in Figur 1 ausgelöst wird. Wie aus der Tabelle gemäß Figur 2 ersicht¬ lich ist, bleibt damit das erste (Band-)Filter 6 unbe- dämpft, der zweite Kanal wird, bedämpft durch das Steuersignal, eingeschaltet.

Es sind also noch die. Signalkanäle wirksam. Es ergibt sich die mit III bezeichnete Durchlaßkurve gemäß Figur 3. Die ZF-Bandbreite beträgt noch 40 kHz. Während bei NKO und NK1 Vollstereo vorliegt, wird bei NK2 die Stereobasisbrei- te reduziert.

Die nächste Schaltstufe IV wird erreicht, wenn die Em¬ pfangsfeldstärke einen Mindestpegel, der bei etwa 2 μV liegt, unterschreitet, was durch das entsprechende Aus- gangssignal der Schaltung zur Feldstärkeerkennung 29 mit¬ geteilt wird.

Es führt zu folgendem Zustand: das Bandfilter 6 wird ent¬ dämpft (Schaltsignale L und A aus), beide Kanäle sind wirksam (Schalter 9 und 12 über Schaltsignale B und C ein) , das Einzelfilter 10 ist entdämpft (Bedämpfungssignal D aus) . Die resultierende Durchlaßkurve entspricht der Kurve IV in Figur 3. Es ist ersichtlich, daß diese Kurve im Resonanzbereich die gewohnte LC-Schwingkreis-Charakte- ristik aufweist und nach einem Abfall von ca 8 dB in die Bandfilter-Kurve NK _2(III) übergeht. Die "Schultern" im Durchlaßbereich führen zu einer verbesserten Nachführ- barkeit, so daß auch bei sehr schwachen EmpfangsSignalen, die mit einem konventionellen Empfänger kaum im Rauschen wahrnehmbar sind, ein guter Empfang vorliegt.

Ein die Selektionsfähigkeit noch weiter steigernder Emp¬ fangszustand wird bei extrem starken Nachbarkanalstörungen wirksam. Er ist mit NK ₃ bezeichnet, was durch ein entspre- chendes Ausgangssignal der Stufe 36 in Figur 1 angezeigt wird.

Ein mit einer Nachbarkanalstörung der Klasse 3 (NK3) be¬ einträchtigtes Empfangssignal weist extrem starke NK-Stö- rungen, bis hin zur völligen Übernahme des Nachbarsenders, auf. Beim erfindungsgemäßen System zieht sich die Durch- laßkurve der Filteranordnung noch weiter zusammen (Kurve V in Figur 3) und wird so schmalbandig in der Signalverar¬ beitung, daß auch die stark beeinträchtigende Nachbarka¬ nalstörung ausgeschaltet wird. Dazu wird der schmalbandige Kanal allein ohne Bedämpfung betrieben (Schaltsignale B und D aus, Schaltsignal C ein). Die 3-dB-Bandbreite be¬ trägt ca. 18 kHz.

Es steht damit nur noch die schmälste Bandbreite überhaupt zur Verfügung; der Betriebszustand ist mono. Durch Filter- und Oszillatorsteuerspannungen, die auf diesen Zustand der höchsten Selektivität optimiert sind, wird eine Übertra¬ gung erreicht, die in ihrer Qualität kaum beeinflußt ist.

Eine in dieser Weise realisierte FilterdurchlaßCharakteri- stik kann, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweisen, auch auf andere Weise, z.B. mittels digitaler Filter verwirk¬ licht werden.

Als weitere von den Gütekriterien des empfangenen Signals beeinflußte Größe ist in der Tabelle gemäß Figur 2 noch unter VI. die Erkennung von Reflexionen angeführt. Während bei den im Vorangehenden dargestellten Kriterien für die Empfangsqualität stets das später beschriebene Signal eine Verschlechterung darstellte, welche gegenüber den vorher beschriebenen "Priorität" besitzt, also diesen in der Ver¬ arbeitung vorgeht und die nachrangigen Signale "überfährt"

(vgl. die Beschreibung anhand Figur 6 weiter unten), wird die Erkennung von Reflexionen bei allen Empfangsbedingun¬ gen wirksam. Bei der Erkennung von Reflexionen durch die Schaltung 31 erfolgt mittels des Schaltsignals E eine zu- rückschaltung des Stereo-Decoders in den Mono-Betrieb. Gemäß der in Figur lb gestrichelt dargestellten Variante, bei der das Signal für Zurückschaltung in den Mono-Betrieb mittels der Schaltung für die Reflexionserkennung zusammen mit dem Mute-Signal, über charakteristische Einschnürungen der ZF-erkannt wird, erfolgt eine Zurückschaltung beim Erkennen von Reflexionen. (IV.) bei nicht gleichzeitig vorhandenem Kennsignal "Schwaches Signal" (IV.), wenn also die Einschnürungen auf Reflexionen, nicht aber auf Rau¬ schen hindeuten.

Während in Figur 2 eine Wahrheitstabelle für die Verfor¬ mung der Durchlaßkurve in Abhängigkeit von die Empfangs¬ bedingungen charakteristischen Größen angegeben war, ist in Figur 4 als Baugruppe 400 in tabellenartiger Übersicht eine Wahrheitstabelle für die Nachführcharakteristik der nachführbaren Filter wiedergegeben. Die für das empfangene Signal charakteristischen Größen I bis V entsprechen der Darstellung gemäß Figur 2. Während die erkannten Reflexio¬ nen keinen Einfluß auf die Nachführcharakteristik haben, ist ein zusätzliches Signal VII angeführt, welches bei Er¬ kennung der Übernahme des Nachbarkanals ebenfalls Umschal¬ tungen bezüglich der Nachführung der Filter bewirkt.

Das Signal H, das aus dem Signal B durch Invertierung her- vorgeht, erzeugt eine Frequenzgangumschaltung, der Nach¬ führcharakteristik für die Einzelfilter das Vorfilter und

das Bandfilter sowie für den Phasenmodulator bei dem Emp¬ fangszustand NK ₃ . Während die Nachführung der Einzelfilter 10 und 11 (Figur 1) aus dem rechten Teil des Blocks 18 im Normalbetrieb mit einer geringfügigen Hδhenanhebung bis zu einer Frequenzgrenze von 10 kHz (vgl. Figur 5a - durchge¬ zogener Verlauf) verläuft, wird durch die Umschaltung des Signals B ein Tiefpaß zugeschaltet, so daß der Frequenz¬ gang nahezu eben verläuft (gestrichelter Verlauf in Figur 5a) . Der Frequenzgang für die Steuerspannung des Vorfil- ters und des Bandfilters weist bei den Empfangszuständen NK _Q bis NK ₂ eine leichte TiefpaßCharakteristik auf. Durch die mit dem Signal E erzeugte Umschaltung wird die Tief¬ paßcharakteristik vergrößert (vgl. Figur 5b - gestrichel¬ ter Verlauf) .

Zusätzlich zu berücksichtigen ist in Figur 4 der Signalzu¬ stand 7 der Nachbarkanalübernahme, welcher einen extremen Störungszustand darstellt in der Weise, daß die Ein¬ strahlung durch den Nachbarkanalsender derart hoch ist, daß kurzfristig eine Modulationsübernahme erfolgt. Weil hierbei die Filternachführung auf den NK-Sender übersprin¬ gen würde, was in diesem Fall den Störeindruck nur vergrö¬ ßert, wird die Filternachführung im Falle der Nachbarka¬ nalübernahme durch das Signal F ausgeschaltet. Diese Maß- nähme stellt eine Abrundung des erfindungsgemäßen Emp¬ fangssystems dar, welches insgesamt zur Verbesserung des Eindrucks beiträgt, den der Benutzer, dem die NF-Signale dargeboten werden, vom System erhält. Die Ausschaltung der Filternachführung erfolgt durch den Schalter 17 in Figur 1.

Die durch die Wahrheitstabellen gemäß Figuren 2 und 4 ge¬ bildete Auswertungseinheit 36 in Figur 1 enthält noch eine Schaltung, wie sie in Figur 6 dargestellt ist und zur Ver¬ besserung des Niederfrequenzsignals beiträgt. Während die Wahrheitstabellen gemäß Figuren 2 und 4 entsprechend der gewählten Ausführung durch die Verknüpfung von logischen Gattern oder durch entsprechende Software-Steuerung nach den bekannten Regeln der Schaltung- bzw. Softwaretechnik realisiert werden können, ist in Figur 6 ein Ausführungs- beispiel als Hardware-Lösung wiedergegeben.

Die Signalaufbereitungsschaltung gemäß Figur 6 wird der Auswertungslogik gemäß Figuren 2 bzw. 4 vorangeschaltet, so daß die Ausgangssignale der Baugruppen 31, 32 und 34 bis 36 gemäß Figur 1, zunächst zu der Schaltung gemäß Fi¬ gur 6 gelangen, während in die in Figur 6 dargestellten Baugruppe 600 ihrerseits zur Ansteuerung der Logikbaugrup¬ pen 200 und 400 in der Lage ist, wie sie in den Figuren 2 und 4 schematisch wiedergegeben sind. Die Signalaufberei- tungsschaltung gemäß Figur 6 enthält die Zeitschwellen¬ schaltungen, welche zusammen mit den Schwellenschaltungen der Schaltungen 29 bis 33 für eine sichere Steuersignal¬ diskrimination ohne unter Vermeidung instabiler und Unde¬ finierter Schaltzustände sorgen.

Da nach Ansprechen einer Nachbarkanalerkennungsschaltung die Signalverarbeitung schmalbandiger erfolgt, geht das Verhältnis von Nachbarkanal- zu Nutzsender, also die Er¬ kennungsinformation zurück. Dieser Rückgang der Erken- nungsinformation wird durch ein entsprechendes Anheben der Ansprechschwelle kompensiert. Der Rückgang der Erkennungs-

Information hat auch Auswirkungen auf die Ansprechschwel- len der einzelnen Stufen: Bliebe die Filtercharakteristik konstant, so ginge die ErkennungsInformation nicht zurück, und die Ansprechschwellen der einzelnen Stufen lägen ge- staffelt untereinander, so daß eine eindeutige Reihenfolge im Ansprechen zwangsläufig gegeben wäre.

Hier jedoch geht die Erkennungsinformation nach Ansprechen einer Stufe zurück, so daß die Ansprechschwellen der ein- zelnen Stufen nicht deutlich untereinander liegen, sondern alle etwa den gleichen Wert aufweisen. Um dennoch eine eindeutige Reihenfolge im Ansprechen zu erreichen, wird erfindungsgemäß eine Erkennungsstufe durch die vorangehen¬ de Stufe gesperrt und erst freigegeben, wenn die vorange- hende Stufe angesprochen hat. Für die verschiedenen Erken¬ nungskanäle untereinander wird also durch UND-Gatter dafür gesorgt, daß eine spätere Stufe erst dann anspricht, wenn eine zu einer geringeren Störung gehörige Stufe bereits angesprochen hat. Dem der Stufe NK ₂ zugeordneten UND- Gatter 601 wird das Ausgangssignal der Stufe NK- _j _ zuge¬ führt, so daß letztere angesprochen haben muß, bevor NK ₂ anspricht - wenn also diejenigen Filterbedingungen vorlie¬ gen, für die die Ansprechschwelle von NK ₂ bemessen ist. Entsprechendes gilt für das UND-Gatter 602 und die Aus- gangssignale der Stufen NK-^ und NK ₂ für das Ansprechen der Stufe NK ₃ .

Weitere UND-Gatter 603 bis 606 stellen die Prioritäten der Signale in der Reihenfolge NK ₃ , schwaches Signal, NK ₂ , NK-*_ und NK _Q hinsichtlich der Weitergabe für die nachfolgende Verarbeitung sicher.

Um zu verhindern, daß ie Ausgangssignale der Baugruppe 600 bei kurzzeitigen impulsartigen Signaleinbrüchen bzw. -Störungen häufig die Empfangscharakteristik des Systems ändern, wird durch einen Erkennungsimpuls am Ausgang eines Komparators eine retriggerbare Zeitgeberschaltung, z.B. ein monostabiler Multivibrator, gesetzt, dessen Ausgangs¬ spannung die Schaltspannung darstellt. Erst wenn für den Zeitraum der Haltezeit kein Komparatorausgangsimpuls vor¬ liegt, geht die Schaltspannung zurück. Durch diese Maßnah- me werden zahlreiche aufeinanderfolgende Einzelimpulse am Ausgang des Komparators zu einer durchgehenden Schaltspan¬ nung verbunden.

Um insbesondere bei Realisierung der Schaltung in inte- grierter Bauform mittels analoger Schaltungstechnik nicht unnötig viele, die Chipfläche des integrierten Bausteins heraufsetzende Zähler oder sonstige Zeitglieder benutzen zu müssen, ist die Schaltung 700 vorgesehen, welche zur Ansteuerung der Zeitkonstanten-Baugruppen 701 dient. Die Schaltung 700 einschließlich einer Baugruppe 701 ist in Figur 7 mit den zugehörigen Impulsdiagrammen in den Figu¬ ren 7a bis f detailliert wiedergegeben.

Der Schaltungsteil 701 der Schaltung 700 in Figur 7 ent- hält zwei Flip-Flops 702 sowie 703, welche durch das Ein¬ gangssignal getaktet werden. Das Eingangssignal wird durch den in Figur 7 dargestellten Signalzug a als Beispiel dar¬ gestellt. Ein Multivibrator 704 erzeugt Impulse mit einer Wiederholrate von ca. 500 msec, wie es in dem Kurvenzug gemäß Figur 7f wiedergegeben ist. Die Ausgangssignale des Multivibrators werden mittels eines Inverters 705 inver-

tiert und sowohl das ursprüngliche als auch das invertier¬ te Signal mittels einer auf jeweils einer RC-Kombination gebildeten Differenziergliedern in Nadelimpulse umgewan¬ delt, die jeweils zeitlich den ansteigenden (Kurvenzug Fi- gur 7e) bzw. abfallenden (Kurvenzug Figur 7d) Flanken des Signals gemäß Figur 7f entsprechen. Die durch Differenzie¬ rung des nichtinvertierten Signals gewonnenen Impulse ge¬ mäß Signalverlauf e gelangen zu einem UND-Gatter 708, an dessen anderen Eingang der invertierende Ausgang Ü des Flip-Flops 703 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 708 gelangt zum Reset-Eingang des Flip-Flops 702. Das differenzierte invertierte Signal d) dagegen zum Reset-Eingang des Flip-Flops 703. Durch die Ausgangssi¬ gnale ζ? des Flip-Flops 703 werden nur dann über das UND- Gatter 708 die Reset-Impulse_ für das Flip-Flop 702 freigegeben, wenn für einen Zeitraum T/2 keine Eingangsim- pulse innerhalb des Eingangssingals gemäß Figur 7a vorliegen. Es wird damit also stets eine Mindesthaitezeit gewährleistet, welche zwischen T/2 und T liegt. Hierdurch wird gewährleistet, daß erst dann zurückgesetzt wird, wenn das Verhältnis von Stör- zu Nutzsender mit Sicherheit einen geringeren Wert angenommen hat und folglich die ÜbertragungsCharakteristik auf einen weniger selektiven Zustand geschaltet werden kann.

Beim dem in Figur 8 dargestellten detaillierten Schaltbild einiger in den Figuren la und lb wiedergegebenen Baugrup¬ pen handelt es sich um die Gleichrichterschaltung 27, den Integrator 27a, die Erkennungsschaltung für "schwaches Si- gnal" 29, die ErkennungsSchaltung für Nachbarkanalstörun¬ gen 30 und die Auswertungsschaltungen für Nachbarkanalstö-

rungen NK _j bis NK 34 bis 36. Die Baugruppen sollen nach¬ folgend unter Kennzeichnung lediglich ihrer aktiven Baue¬ lemente beschrieben werden, da die Anordnung der passiven Bauelemente sich aus der beschrieben Konfiguration und Funktion der einzelnen Stufen ergibt, wobei die einzelnen Stufen in ihrer Konfiguration und Funktion als bekannt zu¬ grundegelegt werden.

Die erste Stufe mit einem Transistor 801 bildet eine übli- ehe Verstärkerstufe. Der nachfolgende Transistor 802 bil¬ det mit dem Kondensator 802a einen Hüllkurvengleichrich¬ ter, welchem ein Emitterfolger 803 nachgeschaltet ist, wo¬ bei die beiden Transistoren 802 und 803 komplementäre Ty¬ pen bilden. Die nachfolgende Stufe 27a mit einem Opera- tionsverstärker 804 stellt eine - Integratorschaltung dar, welche am Ausgang die Regelspannung für die Regelstufe 1 abgibt.

Die nachfolgende Stufe 29 enthält einen Operationsverstär- ker 805 und dient als Komparator, wobei das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 805 kennzeichnend für den Emp¬ fangszustand "schwaches Signal" ist. Dieses Signal wird abgegeben, wenn das Eingangssignal einen vorgegebenen Pe¬ gel, welcher am nichtinvertierenden Eingang des Opera- tionsverstärkers 805 entsteht, unterschreitet. Als weitere wichtige Eigenschaft weist die Schaltung mit dem Opera¬ tionsverstärker 805 eine Hysterese auf, welche für eine ausreichende Schaltsicherheit sorgt.

Die Schaltung 30 für die Nachbarkanalerkennung erhält ihr Ausgangssignal vom Ausgang der Stufe 27 (Transistor 803).

Dieses Signal ist in Figur 8a wiedergegeben. Ein Eingangs¬ transistor 806 enthält einen zugeordneten Hochpaß. In den darauffolgenden aus Transistoren 807, 808 sowie einem Ope¬ rationsverstärker 809 bestehenden Stufen erfolgt eine Si- gnalVerstärkung um 40 dB. Dem Ausgang des Operationsver¬ stärkers ist ein weiterer Transistor 810 mit einem Konden¬ sator C 810a als Hüllkurvendemodulator nachgeschaltet, auf den ein Emitterfolger 811 folgt, dem ein Tiefpaß 811a - bestehend aus einer RC-Kombination - vorangeschaltet ist. An den Emitter des Transistors 811 sind die Eingänge der Stufen 34 bis 36 angeschlossen, welche Komparatorschaltun- gen bilden und Operationsverstärker 812 bis 814 enthalten. Den nichtinvertierenden Eingängen dieser Operationsver¬ stärker 812 bis 814 werden unterschiedliche Gleichspan- nungspegel zugeführt, welche die Bezugsgrδße für die Dis- krimination der Nachbarkanalstörungen in den Stufen 34 bis 35 bilden.

An den Ausgängen der Operationsverstärker 812 bis 814 wer- den die für Nachbarkanalstörungen kennzeichnenden Signale NK- _j _ bis NK ₃ abgegriffen. Jeder Hysteresestufe 34 bis 36 zugeordnet ist jeweils ein - über Inverter 815 bis 817 an¬ gesteuerter - Transistor 818 bis 820, der die betreffende SchwellSpannung durch Abschalten eines Parallelwiderstan- des dann reduzuiert, wenn das zugeordnete logisch weiter¬ verarbeitete Nachbarkanalstörungssignal NK-^ ¹ , NK ₂ ' bzw. NK ₃ ' erscheint. Auf diese Weise werden unkontrollierte Si¬ gnalübergänge vermieden. Die Inverter sorgen jeweils da¬ für, daß der zugeordnete Schalttransistor gesperrt wird, also kein den Transistor durchschaltendes Eingangssignal an der Basis ansteht, wenn der betreffende Nachbarkanal-

störungszustand durch das entsprechende Ausgangssignal des zugeordneten Operationsverstärkers 812 bis 814 ausgegeben wird. Die Hystereseschaltung berücksichtigt die anhand der Figuren 6 und 7 beschriebenen Zeitsteuerung, so daß das zeitlich bewertete mit einem "'" versehene, zur Weiterver¬ arbeitung bestimmte Signal als Bezugssignal für die Hyste¬ reseschaltung verwendet wird.

Bei der dargestellten NK-ErkennungsSchaltung erfolgt also nach Hochpaßfilterung, Verstärkung, Hüllkurvenbildung, Tiefpaßglättung des gleichgerichteten ZF-Signals eine Pegelerkennung.

Für die nachfolgende Nachbarkanalerkennung wird die Inter- ferenz erkannt, die sich zwischen Nutz- und Nachbarkanal bildet. Ein nachfolgender Hochpaß ist für die zwischen Nutz- und Nachbarkanal auftretende Interferenz ausgelegt, die im ZF-Signal als Amplitudenmodulation erkennbar sind, wie es in Figur 8b dargestellt ist.

Das Interferenzsignal im Bereich von Frequenzen ab etwa 60 kHz wird herausgefiltert, wobei andere als Amplitudenmodu¬ lation auf der ZF befindliche Signale eliminiert werden und das Interferenzsignal als Kennzeichen der Nachbarka- nalstörung zurückbleibt (Figur 8c). Das Filter weist eine untere Grenzfrequenz von etwa 40 kHz auf und ist als zwei¬ poliger Hochpaß ausgebildet. Die anschließende Verstärkung erfolgt über einen normalen Transistor dem der Operations¬ verstärker nachgeschaltet ist.

Die durch die beschriebenen Hystereseschaltungen bewirkte Umschaltung des Eingangspegels für die durch die Opera-

tionsverstärker gebildeten Erkennungsschaltungen sorgt auch dafür, daß die durch die Änderung der Bandbreite bei der Signalverarbeitung bewirkten Pegeländerungen nicht ein sofortiges Zurückschalten nach der Veränderung der Signal- Verarbeitung im System auf die erkannte Signalbedingung hin erzeugen.

Sobald die Verarbeitung schmalbandiger wird, gehen gleich¬ zeitig beide Informationen über die Interferenz zurück, so daß die betreffende Nachbarkanalerkennungsschaltung nicht mehr ansprechen würde. Ohne Kompensationsmaßnahmen wäre eine unerwünschte Schwingung des Ausgangssignals der Er¬ kennungsstufe die Folge. Die beschriebene Hystereseschal¬ tung wirkt jedoch diesem unerwünschten Zustand entgegen, in dem nach Erkennung der jeweiligen Signalbedingung die Vergleichsspannung abgesenkt wird, so daß auch die nach Verringerung der Filterbandbreite verbleibende Hüllkurven¬ amplitude noch die Ansprechspannung überschreitet.

In Figur 9 ist die Schaltung für die Erkennung der Nach¬ barkanalübernahme dargestellt.

Diese Schaltung wertet ein bei kurzzeitiger Übernahme des Signals des Nachbarkanalsenders entstehendes starkes "Plop"-Geräusch aus. Das Eingangssignal gemäß Figur 9a zeigt den Sprung, wie er aus der tiefpaßgefilterten NF am Ausgangs des Reglers 27 zur Verfügung steht. Ein aus einem Längswiderstand 901 und einem darauffolgenden nach Masse geschalteten Kondensator 902 gebildete RC-Kombination wirkt als Tiefpaß, so daß am Punkt b das in Figur 9b dar¬ gestellte geglättete Signal ansteht. Dieses Signal wird

einem ein als Emitterfolger geschalteten Transistor 903 zugeführt, der als Impedanzwandler für einen nachfolgenden Operationsverstärker 904 dient. Dieser vergleicht das an¬ stehende Signal mit einem über einen Spannungsteiler an seinem nieht-invertierenden Eingang erzeugten Bezugspegel von ca. 2 Volt mit einer gegen Schaltsicherheit dienenden Hysterese. Das Überschreiten dieses Bezugspegels ruft am Ausgang des Operationsverstärkers 904 einen Spannungsim- puls hervor, welcher als Erkennungssignal für die erfolgte Nachbarkanalübernahme der Weiterverarbeitung - wie be¬ schrieben - zugeführt wird.

Bei der in Figur 10 dargestellten Schaltung gelangt das Eingangssignal zunächst zu einem Bandpaß 101. Diese Schal- tung erkennt Reflexionen anhand von ZF-Einschnürungen in einem Bereich des Signalgemisches, welches geringfügig oberhalb von 38 kHz liegt. Diese Abstimmung weist den überraschenden Vorteil auf, daß in diesem Signal bereits durch Reflexionen hervorgerufene Verzerrungen erkannt wer- den, wenn das 19 kHz Hilfsträgersignal noch ungestört er¬ scheint. Durch die Erkennung von Störungen im genannten Bereich lassen sich solche Störungen detektieren, die das Stereosignal beeinträchtigen, obwohl der Hilfsträger noch keinerlei nachteilige Beeinflussung erkennen läßt. Bei einer vereinfachten Ausführung kann auch gegebenenfalls auf die Frequenzfilterung verzichtet werden.

Eine nachfolgende Transistorstufe 102 bildet einen Impe- danzwandler. In der dann folgenden Transistorstufe 103 er¬ folgt eine Verstärkung um ca. 15 db. Der anschließende ei-

nem Emitterfolger 104 nachgeschaltete Operationsverstärker 105 wirkt als Schwellendiskriminator, wobei der nicht- invertierende Eingang an einen durch einen Spannungsteiler gebildeten Bezugspegel von ca. 3,5 bis 4,4 Volt ange- schlössen ist. Durch die ausgewerteten Spannungsüberhöhun¬ gen am Schwingkreis 101 erfolgt die Rückschaltung des Ste¬ reodecoders auf Mono-Betrieb (Signal dl).

Vor der Operationsverstärkerschaltung 105 wird ein Signal a abgezweigt, welches ein alnaloges Steuersignal für die Mute-Schaltung (entsprechend der in Figur lb gestrichelt angedeuteten Variante) bildet. Bei größerer Tiefe der von den vorangehenden Stufen ausgewerteten Einschnürungen, wie sie Rauschstörungen entsprechen, wird über die Schaltung 25 in Figur lb, eine Verringerung des NF-Pegels einge¬ leitet. (Die Zurückschaltung auf Mono bei Reflexionen beruht hingegen auf Einschnürungen des ZF-Signals bei hohen Signalpegeln (Signalkennzeichnung "Schwaches Signal" nicht vorhanden - Figur 2) .

Mittels einer weiteren einen zweiten Schwellendiskrimi¬ nator bildenden OperationsVerstärkerschaltung 106, die bei einem etwa um den Faktor 1:2,5 niedriger gelegenen Pegel anspricht, wird ein digitales Signal (Ausgang d2) erzeugt, das zur Antennenumschaltung bei Antennendiversity zur Ver¬ fügung steht. Wenn also die auf ein "Aufrauschen" des ZF- Signals hindeutenden Einschnürungen bei niedrigem Signal¬ pegeln einen vorgegebenen Wert unterschreiten, ist die Empfamgsqualität soweit abgesunken, daß durch Auswertung der digitalen Schaltflanke am Ausgang des Operationsver- stäkers 106 ein Antennenschaltimpuls ausgelöst wird, um

mit einer anderen Antenne möglicherweise günstigere Emp¬ fangsbedingungen anzutreffen.

In Figur 11 ist die Erkennungsschaltung 33 für die Feld- stärke zur Steuerung der Mutingschaltung 25 wiedergegeben.

Wie eingangs erwähnt, wird die ZF von 700 kHz auf einen festen Spannungswert geregelt. Der Regeleinsatz beginnt bei relativ kleinen Eingangsfeldstärken, etwa an der Gren- ze der Empfangswürdigkeit eines Senders. Unterhalb dieses Pegels, also unterhalb des Regeleinsatzpunktes, ändert sich die ZF bis zum Leerlaufrauschen proportional zur Ein¬ gangsfeldstärke. Sie eignet sich daher ideal als Muting- Kriterium. Durch Hüllkurvendemodulation der ZF und an- schließende Glättung durch einen Tiefpass wird eine Gleichspannung gewonnen, die dem Muting-Abschwächer als Steuersignal zugeführt wird.

Die Schaltung spricht an unterhalb des Einsatzpunktes der Regelung. Die Regelung setzt bereits bei ungefähr 1 μV An¬ tenneneingangsspannung ein. Das über Diode 111 geleitete Eingangssignal gelangt zu einem nachgeschalteten Tiefpaß 112 mit einer Grenzfrequenz von ca. 20 Hz.

Das NF-Signal wird jedoch nicht nur bei geringen Feldstär¬ ken abgesenkt, sondern auch bei Reflexionsstörungen. Vor dem Tiefpaß zur Glättung der ZF-Hüllkurve ist hierzu die Diode mit anschließendem RC-Filter angeordnet, durch wel¬ che bei Reflexionseinschnürungen unterschiedliche Zeitkon- stanten für die an- und abfallenden Flanken wirksam sind, in der Weise, daß der Mittelwert, welcher durch den oben-

genannten Tiefpaß gebildet wird, mit zunehmender Ein¬ schnürtiefe sich in gleicher Weise ändert, wie der Mittel¬ wert bei schwächer werdendem Signal.

Die weitere Signalverarbeitung erfolgt durch Impedanzwand¬ lung mit einem nachgeschalteten Emitterfolger 113 und nachfolgender Pegelheraufsetzung mit einem Operationsver¬ stärker 114.

Ein weiteres an den Ausgang des Operationsverstärkers 114 angeschlossenes Tiefpaß-T-Filter 115 mit einer Grenzfre¬ quenz von ca. 4 Hz stellt sicher, daß normale längerfri¬ stige Fading-Einbrüche in Form von relativ langsamen Si¬ gnalschwankungen erst mit einer gewissen "Verzögerungs- zeit" wirksam werden, um zu häufige und störende Schalt¬ vorgänge zu vermeiden.

Da die SteuerSpannung für den Muting-Abschwächer ausrei¬ chend geglättet sein muß, ist eine gewisse Mindestzeitkon- stante für den Tiefpaß erforderlich. Hierdurch erhält die Muting Spannung eine gewisse Trägheit; sie kann wohl Feldstärkeschwankungen bis etwa 4 Hz folgen, ist jedoch für schnelle Fading-Einbrücke zu langsam.

Ein weiterer dem Ausgang des Operationsverstärkers 114 un¬ mittelbar nachgeschalteter als Schwellendiskriminator wirksamer Operationsverstärker 116 erkennt sehr schnelle und in dieser Form besonders störende Fadingeinbrüche, bei denen die gleichgerichtete ZF kurzfristig eine Schwelle unterschreitet. Das Ausgangssignal des Operationsverstär¬ kers 116 gelangt an einen Schalttransistor 117, der nach

Art einer "ODER-Verknüpfung" das Ausgangssignal der in Fi¬ gur 11 dargestellten Schaltung kurzschließt und damit ei¬ nen Signalzustand erzielt, der von der nachfolgenden Schaltstufe ebenfalls als "Muting"-Befehl ausgewertet wird.

Über den zweiten Tiefpaß mit geringerer Zeitkonstante, wird ein weiteres, schnell folgendes, jedoch mit starkem Rippel behaftetes Signal erzeugt. Dieses Signal wird einem Komparator zugeführt, der dann ein sauberes Schaltsignal abgibt, wenn ein tiefes Feldstärkeniveau, kurz oberhalb des Leerlaufrauschens, erreicht wird. Mit diesem Signal wird der Muting-Abschwächer schlagartig auf seine höchste Absenkung, d.h. auf die Restlautstärke geschaltet.

Es sei nicht verkannt, daß hinsichtlich des Muting-Verhal- tens von Geräten, die unterschiedlichsten Ansichten beste¬ hen: Von sehr früh einsetzendem, auf sehr tiefes Niveau reichendes, bis zu gar keinem Muting, also konstanter Lautstärke über den gesamten Lautstärkebereich.

Die hier angebotene Kombination eines geringfügig trägen, den Gaußschen Feldstärkeschwankungen folgenden weichen Mu- tings, die auch Erkennung von Reflexionsstörungen ein- schließt, mit dem schnell einsetzenden Fading-Muting, ist in ihrer Dosierung durch externe Bauelemente frei dosier¬ bar. Selbstverständlich muß diese Schaltung nicht einge¬ setzt werden, sie steht jedenfalls als Muting Instrumenta¬ rium zur Verfügung.

Bei dem in Figur 12 dargestellten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfangsteils hat der die zuvor darge-

stellten Schaltungen enthaltende FM-Empfangsteil die Kon¬ figuration eines UKW-FM-Autoradios 120 mit zwei ange¬ schlossenen Lautsprechern 121 und 122.

Zum Zusammenwirken der verschiedenen Schaltungen zur Ände¬ rung des Verarbeitungskanals in dem beschriebenen Empfän¬ gersystem gelten die folgenden Überlegungen:

Die Nachbarkanalerkennung wertet die Interferenz aus, die zwischen Nutz- und Nachbarsender entsteht. Diese Reflexion hat auf die Filterzustände keinen Einfluß. Wenn Reflexio¬ nen erkannt werden, wird zunächst einmal von Stereo auf Mono umgeschaltet, wodurch viele Reflexionsstörungen be¬ reits in ihrer Auswirkung beseitigt sind. Bei stärkeren Reflexionsstörungen reicht eine,derartige Beseitigung aber noch nicht aus. Günstig ist deshalb eine zusätzliche Mu- ting-Schaltung. Sie beseitigt auch einen Teil solcher Re¬ flexionsstörungen, die bei Umschaltung auf Mono-Betrieb im NF-Signal als störend verbleiben.

Es wirken also bei dem erfindungsgemäßen System im wesent¬ lichen zwei Gruppen von Steuergrößen: die erste verschiebt diese ganze Anordnung in ihrer Resonanzlage. Steilflankige Filter werden mit einer Hochpaß-Charakteristik gesteuert, breitbandigere Filter dagegen mit einer gewissen Tiefpaß- Charakteristik.

Im folgenden sei für die Leistungsfähigkeit des beschrie¬ benen Empfangssystems noch anhand einiger Empfangssitua- tionen verdeutlicht:

Im 100 kHz Abstand kann ein Stereo-Nachbarsender etwa die 10-fache Feldstärke des Nutzsenders aufweisen, bevor Störungen auftreten (ohne die erfindungsgemäße Schaltung treten Störungen etwa bei gleichem Verhält- nis von Nutz- zu NK-Sender auf) .

Im 200 kHz Abstand kann die Feldstärke eines Stereo- NK-Senders etwa 30 dB höher liegen, als diejenige, bei welcher mit einem normalen Empfänger Störungen auftreten.

Liegt ein NK-Sender im 200 kHz Abstand, so bedeutet der Selektionsgewinn, daß, sofern Stereoempfang vor¬ liegt, dieser nahezu unabhängig von der Höhe des NK- Senders erhalten bleibt. NK-Sender im 200 kHz Abstand reichen, auch wenn sie stark sind, mit ihrem Spektrum nicht derart tief in den Empfangskanal, daß dabei die höchste Selektionsstufe NK ₃ , bei welcher Monoempfang vorliegt, anspricht.

Ein Selektionsgewinn von 30 dB bedeutet weiter, daß auch bei geringen Nutzfeldstärken weit unterhalb der Stereoschwelle der Übernahmebereich durch einen NK- Sender im 200 kHz Abstand fast nie erreicht wird. Der NK-Sender müßte etwa um den Faktor 30 in der Feld¬ stärke höher liegen, was einer 900-fach höheren Sen¬ deleistung entspricht, als bei konventionellen Emp¬ fängern.

Besonders krass wird die Verbesserung der Empfangs¬ leistung, wenn Empfindlichkeit und Selektion im glei-

chen Maße gefordert sind, etwa bei einem ohnehin stark verrauschten Nutzsender bei gleichzeitigen starken Nachbarkanal-Sendern. Einem Gemisch von Rau¬ schen und verzerrten Übersprechmodulationen als Em- pfangsprodukt eines konventionellen Empfängers steht ein klarer Empfang des Nutzsenders bei der erfin¬ dungsgemäßen Lösung gegenüber.

Die Verbesserungen erfolgen ohne Beeinflussung des Klirr- faktors oder Stereo-ÜberSprechdämpfung. Bei den beiden Vollstereo-Zuständen NK _Q und NK _j^ liegt der Klirrfaktor bei 75 kHz Hub und 1 kHz NF unter 1%. Die Stereo-Übersprech- dämpfung liegt bei 1 kHz bei 30 dB, bei 5 kHz bei 22 dB.

Die Erfindung beschränkt sich, in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend angegebene bevorzugte Ausführungsbei¬ spiel. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch machen. Insbesonde- re beschränkt sich die Ausführung nicht auf die Realisie¬ rung mit diskreten logischen Baugruppen, sondern läßt sich vorteilhaft auch mit programmierter Logik - vorzugsweise unter Verwendung eines Mikroprozessors - realisieren.

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