Beschreibung

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft einen Radarsensor, wie insbesondere einen Radarsensor für ein Kraftfahrzeug. Auch betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Radarsensors.

Stand der Technik

In Kraftfahrzeugen werden Radarsensoren immer häufiger eingesetzt. Solche Radarsensoren werden beispielsweise bei Fahrerassistenzsystemen eingesetzt, um beispielsweise entgegenkommende Fahrzeuge bereits bei größerer Distanz sicher zu erkennen und deren Position und Geschwindigkeit möglichst genau bestimmen zu können. Dadurch können Aktivierungen von Fahrerassistenzfunktionen oder von Warnungen eingeleitet werden. Solche Aktivierungen sind beispielsweise die Anpassung der Leuchtweite der Scheinwerfer, die Anpassung der Ausleuchtung der Straße vor dem eigenen Fahrzeug und die Entblendung von Gegenverkehr, eine Aktivierung einer Bremsfunktion oder die Vorspannung von Sicherheitsvorrichtungen bei einem erwarteten Aufprall oder die Anpassung der Geschwindigkeit des eigenen Fahrzeugs aufgrund des Fahrverhaltens vorausfahrender Fahrzeuge etc. Auch werden Radarsensoren eingesetzt, um das nähere Umfeld des Kraftfahrzeugs zu überwachen.

Derzeit werden solche Radarsensoren eingesetzt, bei welchen für die Erkennung von Objekten davon ausgegangen wird, dass der entsprechende Radarsensor in der zu überwachenden Umgebung die einzige Quelle eines entsprechenden Radarsignals ist. Nur unter dieser Bedingung ist eine störungsfreie Detektion der Objekte gemäß dem allgemeingültigen Radar-Prinzip gegeben, welches voraussetzt, dass die Empfangssignale eines Radarsensors im Wesentlichen eine Überlagerung von dessen Sendesignalkomponenten darstellen, welche an zu detektierenden Objekten reflektiert und damit gegenüber dem Sendesignal zeitverzögert und in der Phase und ggf. in der Frequenz verschoben sind.

Mit steigender Verbreitung der verwendeten Radartechnik im Automobilbereich steigt aber auch die Wahrscheinlichkeit, dass sich in einer Umgebung, deren Durchmesser kleiner ist als die typische Reichweite eines Radarsensors, zwei unabhängige und damit unsynchron isierte Radarsensoren befinden. Dies kann beispielsweise in dichten Verkehrssituationen im innerstädtischen Bereich aber auch auf der Autobahn auftreten. Treffen zwei Radarsensoren im gleichen engen Raumbereich aufeinander, so überlagern sich die Signale beider Radarsensoren, was zu unerwünschten Interferenzeffekten in den Empfangssignalen beider Radarsensoren führt. Wenn solche Interferenzeffekte als eigentliches Empfangssignal ausgewertet werden, führt dies zu falschen Ergebnissen hinsichtlich der überwachten Umgebung bzw. hinsichtlich beobachteter Objekte.

Radarsensoren gemäß dem Stand der Technik sehen vorwiegend die Erkennung von Interferenzen innerhalb der regulären Empfangssignale eines Radarsensors vor, anhand derer auch die Zieldetektion durch digitale Signalverarbeitung erfolgt. Hierbei werden statistische Analysen der Amplituden der Empfangssignale zur Erkennung von Interferenzen durchgeführt. Diese Analysen basieren darauf, dass Interferenzen zu impulsartigen Einflüssen auf die Empfangssignale führen.

Darstellung der Erfindung, Aufgabe, Lösung, Vorteile

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Radarsensor und ein Verfahren zum Betreiben eines Radarsensors zu schaffen, der bzw. das gegenüber dem Stand der Technik verbessert ist und eine schnellere Erkennung und Klassifikation von Interferenzen erlaubt und daher auch schneller Maßnahmen zur Kompensation von Interferenzen veranlasst werden können.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird hinsichtlich des Radarsensors mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1 gelöst. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft einen Radarsensor zum Erzeugen und Senden eines Sendesignals in einem Frequenzband, insbesondere mit einem Steuermittel, mit einem Oszillator, wobei ein Eingang des Oszillators über einen Wandler mit dem Steuermittel verbunden ist, der Oszillator mittels des Steuermittels zum Erzeugen des Signals ansteuerbar ist und das mittels des Oszillators erzeugte Signal an einem Ausgang des Oszillators abgreifbar ist, insbesondere mit wenigstens einer Sendeantenne zum Senden des am Ausgang des Oszillators anliegenden Signals, wobei die Sendeantenne mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, insbesondere mit wenigstens einem Empfangskanal zum Empfangen eines Empfangssignals, zum Verarbeiten des Empfangssignals und zur Weiterleitung des verarbeiteten Empfangssignals zum Steuermittel, wobei der Empfangskanal zumindest eine Empfangsantenne und einen Mischer zum Mischen des Empfangssignals mit dem am Ausgang des Oszillators anliegenden Signal aufweist, wobei der Mischer mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein steuerbarer Ein- /Ausschalter im Sendezweig vorgesehen ist, um die Weiterleitung des Signals am Ausgang des Oszillators zur Sendeantenne zu dämpfen oder zu unterbrechen, wobei bei gedämpfter oder unterbrochener Weiterleitung zur Sendeantenne eine Ansteue- rung des Oszillators zur Interferenzdetektion durchführbar ist, wobei zusätzlich zu Ausgangssignalen zur Zieldetektion auch hochfrequente Suchsignale angesteuert und ausgesendet werden können, mittels welchen eine Identifikation und Klassifizierung von Interferenzen vorgenommen werden kann. Die hochfrequenten Suchsignale sind dabei derart ausgestaltet, dass sie ersatzweise zu den Ausgangssignalen angesteuert werden, um eine Interferenz zu identifizieren und zu klassifizieren. Auch die Ausgangssignale können dabei hochfrequent ausgebildet sein, die Verwendung der Suchsignaie zu begünstigen und mittels der hochfrequenten Suchsignale die Auflösung der Interferenz zu verbessern.

Dabei ist es vorteilhaft, wenn der Ein-/Ausschalter im Sendezweig zwischen Oszillator und Sendeantenne angeordnet ist, wobei der Ein-/Ausschalter von einer Steuereinheit ansteuerbar ist zum Dämpfen oder Unterbrechen der Signalverbindung zwischen Os- zillator und Sendeantenne. So kann das Ausgangssignal zeitweise unterdrückt werden, um das Suchsignal anzusteuern.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn der Ein-/Ausschalter von der Steuereinheit ansteuerbar ist zum Steuern der Dämpfung oder Unterbrechung, wobei die Steuereinheit über eine Schnittstelle von den Steuermitteln ansteuerbar ist. Dadurch ergibt sich eine einfache Steuerung des Verfahrens der Ausgangssignale und der Suchsignale.

Auch ist es vorteilhaft, wenn die Ansteuerung des Oszillators zur Interferenzdetektion die Erzeugung eines Suchsignals zur Weiterleitung an den zumindest einen Mischer mit einer Frequenzvariation umfasst.

Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn das Ausgangssignal zur Zieldetektion ein hochfrequentes Signal, bestehend aus einer Vielzahl von insbesondere linear in der Frequenz ansteigenden Signalen, ist. Durch die Vielzahl der Rampensignale pro Messzyklus kann die Auflösung verbessert werden und es kann eine Vorsehung der Suchsignale einfach mit berücksichtigt werden.

So ist es auch vorteilhaft, wenn das Suchsignal ein hochfrequentes Signal bestehend aus einer Vielzahl von insbesondere linear in der Frequenz ansteigenden Signalen ist Dadurch kann eine Vielzahl von Teilsignaien erzeugt werden, so dass viele Interferenzen auswertbar sind, was deren Identifizierung und Klassifikation erleichtert.

Auch ist es vorteilhaft, wenn das Ausgangssignal zur Zieldetektion als auch das Suchsignal blockweise angesteuert werden, so dass pro Block entweder eine Ein- oder Vielzahl von Ausgangssignalen oder Suchsignalen angesteuert werden. Dadurch kann eine erleichterte Identifikation und Klassifizierung vorgenommen werden.

Dabei ist es besonders vorteilhaft, wenn pro Messzyklus zumindest ein Block mit Ausgangssignalen angesteuert wird. Dadurch kann erreicht werden, dass quasi permanent eine Umfeldüberwachung durchgeführt werden kann. Alternativ können aber auch Messzyklen bzw. Zyklen vorgesehen sein, in welchen nur Suchsignale ausgegeben werden.

Vorteilhaft ist auch, wenn zusätzlich zu zumindest einem Block von Ausgangssignalen zumindest ein Block von zumindest einem Suchsignal oder von Suchsignalen angesteuert wird. So kann neben der Zieldetektion eine Interferenz detektiert und klassifiziert werden. So kann eine Korrektur der Interferenz im laufenden Betrieb quasi in- stantan vorgenommen werden.

Auch ist es vorteilhaft, wenn zumindest am Beginn und/oder am Ende eines Blocks mit Ausgangssignalen ein Block mit zumindest einem Suchsignal angesteuert wird. Dadurch wird der für die Suche benötigte Zeitraum ggf. reduziert.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird hinsichtlich des Verfahrens mit den Merkmalen gemäß Anspruch 11 gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines erfindungsgemäßen Radarsensors, wobei das Empfangssignal auf das Vorliegen einer Interferenz überwacht wird und anhand der Signale das Interferenzsignal identifiziert und/oder klassifiziert wird.

Dabei wird in den vorliegenden Anmeldeunterlagen der Begriff der Interferenz gleichbedeutend mit dem Begriff der Störung verstanden.

Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen und der nachfolgenden Figurenbeschreibung beschrieben.

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Ausgangssignals eines Radarsensors nach dem Stand der Technik

Fig. 2 ein Verlauf eines Ausgangssignals als Funktion der Zeit, Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Radarsensors nach dem Stand der Technik,

Fig. 4 ein Verlauf eines Ausgangssignals und eines Störsignals mit Interferenzen,

Fig. 5 ein Verlauf von Signalen zweier Empfangskanäle mit Interferenzeffekt,

Fig. 6 ein Verlauf eines Ausgangssignals als Block schneller, ansteigender Chi- rpsignale,

Fig. 7 eine schematische Ansicht eines erfindungsgemäßen Radarsensors,

Fig. 8 ein Verlauf eines Suchsignals als Block schneller, ansteigender Suchs- weeps,

Fig. 9 eine Darstellung realer Empfangssignale eines Interferenzzyklus,

Fig. 10 eine Darstellung eines zeitlichen Verlaufs von Ausgangssignalen und

Suchsignalen, und

Fig. 11 eine Darstellung eines alternativen zeitlichen Verlaufs von Ausgangssignalen und Suchsignalen.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Radarvorrichtungen nach dem Stand der Technik sehen die Erkennung von Interferenz innerhalb der regulären Empfangssignale des Radarsensors vor, anhand derer auch die Zieldetektion durch digitale Signalverarbeitung erfolgt. Dabei werden Verfah- ren zur statistischen Analyse der Amplituden der Empfangssignale durchgeführt. Diese Verfahren basieren sehr stark auf dem impulsförmigen Charakter der Interferenzeinflüsse auf die Empfangssignale.

Der Frequenzverlauf typischer Radarsendesignale weist den in Figur 1 exemplarisch dargestellten Frequenzverlauf bei 24GHz innerhalb eines Radarmesschirps auf, wobei in Figur 1 ein ansteigender Chirpverlauf dargestellt wird. Die Darstellung der Figur 1 zeigt einen Frequenzverlauf mit drei ineinander verschachtelten Teilsignalen A, B, C, die ausgesendet werden. Für eine Zeitdauer von jeweils ca. 25 ps (Burst) wird dabei eine konstante Frequenz gesendet, die sich für jedes der drei Teilsignale zu fABc.i = fABC.o + i · Af _A ec ergibt mit i = 0, 1 N -1

Für jedes Teilsignal A, B oder C beträgt die Anzahl der Bursts dann N = 512. Bei einem Frequenzinkrement AfABC > 0, wie es in Figur 1 auch dargestellt ist, spricht man von einem so genannten ansteigenden Chirp bzw. Upchirp, bei einem Inkrement AfABC < 0 von einem absteigenden Chirp, bzw. von einem Downchirp. Ein so genannter Dopplerchirp besitzt die Eigenschaft Af _A ßc = 0, so dass in diesem Fall keine Frequenzsteigerung oder Frequenzabsenkung vorliegt. Der innerhalb einer Chirpdauer von beispielsweise 38,4ms durch die Teilsignale A, B oder C jeweils überstrichene Frequenzbereich beträgt typischerweise etwa 190MHz, die Frequenzdifferenzen f _B ,i - fA,i sowie fc.i— fßj betragen jeweils etwa 1 ,2MHz. Die Wahl dieser genannten Parameter kann unter anderem durch die Anforderungen an die Zieldetektion bestimmt werden. Jeder dieser Chirps der zeitlichen Länge von 38,4ms ist Teil des Sendesignals eines Zyklus, welcher eine Länge von 50ms aufweist und welcher daher dem genannten Chirpsignal nachfolgend ein Signal mit konstanter Frequenz enthält, welche der jeweils letzten Chirpfrequenz entspricht und für eine Dauer von 1 1 ,6ms eingestellt ist. Das Sendesignal, über mehrere Zyklen betrachtet, stellt eine pseudozufällige Folge aus Upchirps, Downchirps und Dopplerchirps dar. Die Figur 2 veranschaulicht ein typisches Sendesignal, welches beispielhaft besteht aus einem Upchirp, gefolgt von einem Downchirp, gefolgt von einem Upchirp, gefolgt von einem Dopplerchirp, gefolgt von einem Downchirp. Die jeweiligen Chirps sind durch die ansteigende bzw. abfallende bzw. gleichbleibende Linie 100 dargestellt.

Für die Zieldetektion werden die durch Reflektionen an zu detektierenden Objekten in der Radarsensorumgebung zum Radarsensor geführten Signalkomponenten eines Chirp-Sendesignals durch mehrere Empfangsantennen aufgenommen.

Die Figur 3 zeigt in einer schematischen Darstellung den Aufbau eines Radarsensors 1. Der Radarsensor 1 weist einen Sendezweig 2 und drei Empfangskanäle 3, 4, 5 auf. Der Sendezweig 2 dient dem Aussenden eines Sendesignals 6 und die Empfangskanäle 3, 4, 5 dienen dem Empfang von Empfangssignalen 19, 20, 21.

Die Erzeugung des Sendesignals 6, auch TX-Signal genannt, insbesondere im Frequenzbereich um 24GHz oder alternativ auch in anderen Frequenzbereichen, erfolgt durch die Ansteuerung eines in eine monolithische Mikrowellen-integrierte-Schaltung 7 (Monolithic Microwave Integrated Circuit oder MMIC) integrierten spannungsgesteuerten Oszillator 8 (Voltage Controlied Oscillator oder VCO) durch einen Digital-Analog- Wandler 9 (DAC) im Sendezweig 2. Die Ansteuerung des Digital-Analog-Wandlers 9 erfolgt über eine Digital-Analog-Wandler-Ansteuerung 10 mittels eines digitalen Signalprozessors (DSP) 11. Das Sendesignal 6 wird mittels der Sendeantenne 36 gesendet bzw. abgestrahlt.

Äquivalent zu dem durch den Digital-Analog-Converter 9 erzeugten Analogspan- nungsverlauf stellt sich ein 24GHz-Signal mit einer entsprechenden Frequenzfolge ein. Dieses Signal stellt zum einen das Sendesignal 6 (TX-Signal), zum anderen gleichzeitig auch das zu den Mischern13, 24, 25 der Empfangskanäle 3, 4, 5 geführte LO-Signal 26 dar. Durch dieses LO-Signal 26 erfolgt die Mischung der durch die Empfangsantennen 27, 28, 29 aufgenommenen Signale 19, 20, 21 in das Basisband. Diese Signale werden zuvor mittels Verstärkern 12, 22, 23 (LNA) verstärkt. Es folgen nach dem Mischen deren Filterung mittels der Filter 30, 31 , 32 und deren Abtastung durch einen im digitalen Signalprozessor 11 (DSP) integrierten Analog-Digital-Wandler 33, 34, 35 (ADC) und die anschließende Zieldetektion durch digitale Signalverarbeitung im digitalen Signalprozessor 11 (DSP).

Dabei erfolgt die Steuerung des Radarsensors 1 durch den digitalen Signalprozessor 11 (DSP). Diese Steuerung umfasst unter anderem die Sendesignalerzeugung und zeitlich daran gekoppelt die Abtastung der Empfangssignale 19 bis 21 der Empfangsantennen 27 bis 29.

Das Sendesignal 6 wird durch einen in einem MMIC 7 (Monolithic Microwave In- tegrated Circuit) integrierten VCO 8 (Voltage Controlled Oscillator) erzeugt. Dieses Signal 6 ist dabei vorzugsweise identisch mit dem zur kohärenten Mischung der Empfangssignale erforderlichen LO-Signal 26 (Local Oscillator). Empfängerseitig erfolgt nach einer ersten Verstärkung mittels der Verstärker 12, 22, 23 im 24GHz-Bereich die kohärente Mischung der Empfangssignale mit dem LO-Signal mittels der Mischer 13, 24, 25. Da die Sende- und Empfangssignalfrequenz entweder identisch sind oder, im Fall einer Dopplerverschiebung bei Reflektion an einem bewegten Objekt, Differenzen im Bereich bis zu einigen Kilohertz aufweisen, liegt die Momentanfrequenz des Mischprodukts ebenfalls im Bereich einiger Kilohertz und damit im Basisband. Dies erlaubt zur Begrenzung des Empfängerrauschens eine nachgelagerte, analoge Bandpassfilterung mittels der Filter 30, 31 , 32, deren obere Grenzfrequenz in der Größenordnung von 200kHz liegt. Die auf diese Weise aufbereiteten Empfangssignale werden nun jeweils etwa 25 ps nach Einstellen einer neuen Sendefrequenz nach Figur 1 abgetastet. Entsprechend dem Sendesignal ergeben sich somit für jeden Empfangskanal eine Menge von jeweils 512 Abtastwerten für die Teilsignale A, B und C eines Sendechirps. Auf diesen Abtastwerten baut die gesamte Zieldetektion des Sensors auf.

Im Fall der Präsenz eines externen Störsignals, beispielsweise eines weiteren, mit dem Ego-Sensor unsynchronisierten gleichen Radarsensors mit ähnlichem Sendesignal, kommt es in der Umgebung des Ego-Sensors zu einer Überlagerung der Sendesignale beider Sensoren. Exemplarisch sind die Sendesignale der beiden Sensoren sowie die Bereiche von Interferenz in Figur 4 dargestellt. Die Figur 4 zeigt ein Dia- gramm ähnlich Figur 2, in welchem neben dem Signal 100 des Ego-Radarsensors auch ein Signal 101 eines störenden Radarsensors gezeigt ist.

Durch die in Figur 3 gezeigte Aufbereitung der Empfangssignale, insbesondere durch deren Bandpassfilterung nach der Heruntermischung durch das eigene Sendesignal 100, wird deutlich, dass im Ego-Sensor Interferenz durch das Störsignal 101 genau dann auftritt, wenn Ego-Sensor und Störsensor einen Frequenzabstand besitzen, dessen Betrag die obere Grenzfrequenz des Bandpassfilters aus Figur 3 unterschreitet. In diesem Fall werden die Signalanteile des Störsensors nicht durch den Bandpassfilter des Ego-Sensors unterdrückt.

In Figur 4 sind die Phasen 110, 111 in welchen aus diesen Gründen eine gegenseitige Interferenz auftritt, gekennzeichnet. Klar zu erkennen ist, dass sich Störungen 110 durch Interferenz in der Mehrzahl der Fälle zeitlich nur sehr begrenzt einstellen, jedoch auch längere Interferenz-Phasen 111 möglich sind. Für den Ego-Sensor sind erstere in den Zyklen 1 , 4 und 5 erkennbar, letztere sind durch Interferenz im Doppler- chirp in Zyklus 4 präsent.

Die Auswirkung von Interferenz auf die abgetasteten Empfangssignale, welche die Basis für die gesamte Zieldetektion darstellen, zeigt sich in einer deutlich erhöhten Signalenergie während der Interferenzphasen. Die Figur 5 zeigt die gemessenen Signale 130, 131 zweier Empfangskanäle mit einer kurzen Interferenzphase 132. Während die sinusähnlichen Teilverläufe der beiden Signale 130, 131 aus Reflektionen an realen Radarzielen resultieren, bewirkt die Interferenz die deutlich sichtbaren, impuls förmigen Störanteile gemäß 132. Diese Störsituation ist vergleichbar mit den Signalverläufen von Ego- und Störsignal aus Zyklus 1 in Figur 4. In einer Situation wie in Zyklus 4 in Figur 4 kann sich die interferenzbedingte Störung der Empfangssignale jedoch auch auf eine deutlich längere Zeitspanne erstrecken und damit ihren impuls- förmigen Charakter zumindest teilweise oder auch vollständig verlieren.

Die bekannten Strategien nach dem Stand der Technik zielen vorwiegend auf impuls- förmige Störungen, wie in Figur 5 dargestellt. Mit statistischen Methoden werden im- pulsförmige Ausreißer in der Amplitude eines Empfangssignals detektiert. Eine Korrektur dieser Störungen erfolgt dadurch, dass die gestörten Abtastwerte durch solche ersetzt werden, welche, ausgehend von den Amplitudenwerten in der nahen Umgebung der gestörten Werte, am wahrscheinlichsten sind. Eine Erkennung von zeitlich ausgedehnteren Störungen und deren Korrektur ist mit diesen Strategien jedoch prinzipbedingt nicht möglich.

Die Erkennung von Interferenz nach dem obigen Prinzip besitzt den Nachteil, dass nur Interferenzen detektiert werden, deren Einflüsse auf die Empfangssignale Impulscharakter besitzen. Zeitlich ausgedehnte Einflüsse, wie sie beispielsweise bei der Überlagerung zweier Dopplerchirps entstehen, können prinzipbedingt nicht erkannt werden. Auch ist die Qualität der Interferenzerkennung abhängig vom regulären Empfangssignal und damit vom Zielszenario in der Sensorumgebung.

Die Erfindung basiert auf Verbesserungen gegenüber Radarsensoren nach dem Stand der Technik. Dabei ist der Frequenzverlauf des Sendesignals innerhalb eines Zyklus der Länge von insbesondere 50ms zu nennen. Während bei Radarsensoren nach dem Stand der Technik innerhalb eines Zyklus das vorgesehene Frequenzband von 200MHz in Form eines einzelnen Up- oder Downchirps innerhalb von 38,4ms einmal überstrichen wurde, tritt bei einem erfindungsgemäßen Radarsensor an diese Stelle eine Gruppe von N linearen Radar-Messchirps auf, wobei N im Wesentlichen 128, 256, 512 oder mehr bedeutet, deren Frequenzverlauf in Figur 6 dargestellt ist. Dabei ist in Figur 6 ein Beispiel mit 256 linearen ansteigenden Rampenverläufen, Messchirps, dargestellt. Dabei zeigt die Figur 6 ein typisches Sendesignal einer Gruppe schneller Radar-Messchirps. Die Radar-Zieldetektion mit Hilfe von schnellen, linearen Messchirps bietet dabei deutliche Vorteile gegenüber langsamen Chirps gemäß dem Stand der Technik. Die Sequenz besteht aus einem jeweils linear in der Frequenz ansteigenden Signal, das gefolgt wird von einem konstanten Signal, gefolgt von einem sprunghaften Abfall, so dass das Signal anschließend wieder linear in der Frequenz ansteigen kann. Ebenso weist der erfindungsgemäße Radarsensor eine dazu ausgelegte Konfiguration auf. Neben einem Tiefpassfilter 299 zum Filtern der durch den DAC erzeugten VCO- Tuningspannung sind auch die Bandpassfilter 230, 231 , 232 im Empfangsbereich e- her breitband ig ausgelegt. So beträgt deren Hochpass-Eckfrequenz etwa 60kHz, deren Tiefpass-Eckfrequenz etwa 1MHz. Die Abtastrate der Bandpass-Ausgangssignale liegt bei etwa 1MHz und somit deutlich höher als bei Sensoren gemäß dem Stand der Technik. Der Tiefpassfilter 299 liegt dabei vorteilhaft zwischen einem Digital-Analog- Wandler 209 und einem Oszillator 208, um die Tuningspannung zu filtern. Dabei kann der Tiefpassfilter 299 innerhalb des MMIC 207 angeordnet sein oder alternativ auch außerhalb davon, siehe Figur 7.

Abgesehen davon entspricht der qualitative Aufbau eines Sensors der vierten Generation der in Abbildung 7 dargestellten Struktur. Die Figur 7 zeigt in einer schematischen Darstellung den Aufbau eines Radarsensors 201. Der Radarsensor 201 weist einen Sendezweig 202 und drei Empfangskanäle 203, 204, 205 auf. Der Sendezweig 202 dient dem Aussenden eines Sendesignals 206 und die Empfangskanäle 203, 204, 205 dienen dem Empfang von Empfangssignalen 219, 220, 221.

Die Erzeugung des Sendesignals 206, auch TX-Signal genannt, insbesondere im Frequenzbereich um 24GHz oder alternativ auch in anderen Frequenzbereichen, erfolgt durch die Ansteuerung eines in eine monolithische Mikrowellen-integrierte-Schaltung 207 (Monolithic Microwave Integrated Circuit oder MMIC) integrierten spannungsgesteuerten Oszillator 208 (Voltage Controlled Oscillator oder VCO) durch einen Digital- Analog-Wandler 209 (DAC) im Sendezweig 202. Die Ansteuerung des Digital-Analog- Wandlers 209 erfolgt über eine Digital-Analog-Wandler-Ansteuerung 210 mittels eines digitalen Signalprozessors (DSP) 2 1. Das Sendesignal 206 wird mittels der Sendeantenne 236 gesendet bzw. abgestrahlt. In das auch TX-RX-MMIC bezeichnete MMIC ist nach dem spannungsgesteuerten Oszillator 208 ein Ein-/Ausschalter 250 geschaltet, der von einer Steuereinheit 251 angesteuert wird, welche wiederum über eine SPI-Schnittstelle angesteuert wird, welche Teil des Signalprozessors 21 1 ist. Dabei ist sowohl der Ein-/Ausschalter 250 als auch die Steuereinheit Teil des MMIC 207. Äquivalent zu dem durch den Digital-Analog-Converter 9 erzeugten Analogspan- nungsverlauf und je nach Ansteuerung des Ein-/Ausschalter 250 stellt sich ein 24GHz- Signal mit einer entsprechenden Frequenzfolge ein. Dieses Signal stellt zum einen das Sendesignal 206 (TX-Signal), zum anderen gleichzeitig auch das zu den Mischern 213, 224, 225 der Empfangskanäle 203, 204, 205 geführte LO-Signal 226 dar. Durch dieses LO-Signal 226 erfolgt die Mischung der durch die Empfangsantennen 227, 228, 229 aufgenommenen Signale 219, 220, 221 in das Basisband. Diese Signale werden zuvor mittels Verstärkern 212, 222, 223 (LNA) verstärkt. Es folgen nach dem Mischen deren Filterung mittels der Filter 230, 231 , 232 und deren Abtastung durch einen im digitalen Signalprozessor 211 (DSP) integrierten Analog-Digital-Wandler 233, 234, 235 (ADC) und die anschließende Zieldetektion durch digitale Signalverarbeitung im digitalen Signalprozessor 211 (DSP).

Dabei erfolgt die Steuerung des Radarsensors 201 durch den digitalen Signalprozessor 211 (DSP). Diese Steuerung umfasst unter anderem die Sendesignalerzeugung und zeitlich daran gekoppelt die Abtastung der Empfangssignale 219 bis 221 der Empfangsantennen 227 bis 229.

Dabei sind die Steuereinheit 251 , der EirWAusschalter 250 und der Oszillator 208 sowie ein Verstärker 212 des Empfangskanals 203 und der Mischer 213 Teil des MMICs 207. Die Mischer 224 und 225 sowie die Verstärker 222 und 223 sind Teil eines weiteren MMIC 240, einen Empfangsseitigen MMIC, auch 2RX-MMIC genannt.

Zur erfindungsgemäßen Detektion einer Störung durch einen weiteren nichtsynchroni- sierten Radarsensor wird die Steilheit m eines Suchsignals auf einen Wert gesetzt, welcher auch ein Maximalwert m _max sein kann, um zumindest in einem Abtastwert des Empfangssignals den Einfluss der Interferenz detektierbar zu machen: n = (2*1 MHz) / (1 /1 MHz) = 2*10 ¹² Hz/s Daraus ergibt sich eine minimale Zeitdauer eines einzelnen Suchsignals, auch

Suchsweep genannt, welcher die maximale Bandbreite von 200MHz überstreichen sollte,

T _min = 200MHz / nrimax = 100ps.

Diese minimale Zeitdauer T _min ist in Relation zur Zykluszeit von 50ms sehr gering und stellt damit einen deutlichen Unterschied zu den Verhältnissen gemäß dem Stand der Technik dar. Es ist daher möglich, in jedem Zyklus einen oder mehrere Suchsweeps anstelle oder zusätzlich zu den regulären Radar-Messchirps anzusteuern.

Die Einschwingzeiten der empfängerseitigen Hochpassfilter, welche direkt nach dem Aus- und Einschalten des Sendesignals eingehalten werden sollten, um anschließend möglichst unverfälschte Empfangssignale zu erhalten, liegen in der Größenordnung des Kehrwertes der Hochpass-Eckfrequenz und damit um etwa 1/60kHz=16,7us, was in Relation zur Zykluszeit ebenfalls gering ist.

Beides zusammengenommen ergibt daher für eine Phase von N Suchsweeps eine Zeitdauer von N*100 s+2*16,7ps vom Zeitpunkt des Abschaltens des Sendesignals bis zum Verstreichen der Einschwingzeit nach Wiedereinschalten des Sendesignals.

Durch geeignete Wahl der Anzahl N und der Platzierung der Suchsweeps innerhalb eines Zyklus ergeben sich mehrere Möglichkeiten zur Detektion und Klassifikation von Interferenz, welche allesamt Gegenstand der vorliegenden Erfindungsmeldung sind.

Bei diesem Verfahren wird in einem Zyklus der Länge 50ms keine Radar-Zieldetektion durchgeführt. Stattdessen wird nach Abschalten des Sendesignals zu Beginn des Zyklus eine Anzahl von N aufeinander folgender Suchsweeps gefahren. Bei existierender Interferenz beispielsweise durch einen externen Radarsensor, welcher sich durch langsame Frequenzchirps gemäß der Figuren 1 und 2 auszeichnet, erfolgt quasi eine Abtastung des Interferenz-Frequenzverlaufs. Die Figur 8 zeigt beispielhaft eine Reihe von Suchsweeps 301 in Verbindung mit einem Interferenzsignal 302. An den Kreuzungspunkten 303 findet Interferenz statt. Durch die Wahl der Anzahl N der Suchsweeps zu 256 ergibt sich eine Messzeit von welche ausreichend ist, um den Frequenzverlauf eines langsam veränderlichen Störsignals zu erfassen und als solchen zu klassifizieren.

In Figur 9 ist das Ergebnis einer realen Messung dargestellt, welche genau den in Abbildung 8 skizzierten Verhältnissen entspricht. Die dreidimensionale Darstellung zeigt auf der x-Achse jeweils die 64 Abtastwerte des Empfangssignals eines Suchsweeps und auf der y-Achse ist der Index der Suchsweeps bis 256 aufgetragen. Somit liegt zwischen zwei Suchsweep-Signalen eine Messzeit von ΙΟΟμβ. Auf der z-Achse ist die Amplitude der durch den 12-bit-ADC gewonnenen Abtastwerte dargestellt. Das Nullpotential liegt hier bei etwa 2000 und entspricht der Ausgangsspannung der empfän- gerseitigen Bandpassfilter, falls das entsprechende Antennensignal gleich Null ist.

In Figur 9 ist der Einfluss des Interferenzsignals zu erkennen, dessen Frequenzverlauf anhand der Amplitudenabweichungen vom Nullpotential detektierbar ist. Die Abweichungen sowohl nach oben als auch nach unten erklären sich dadurch, dass zwischen positiven und negativen Differenzen zwischen den Frequenzen des Interferenzsignals und des LO-Signals des eigenen Radarsensors ein Phasensprung von 180° durch den Bandpassfilter im entsprechenden Empfangszweig hervorgerufen wird.

Dabei kann durch eine Signalverarbeitung jedes einzelnen Suchsweepsignals, beispielsweise eine Kompensation des Offsets von etwa 2000 durch Bildung der ersten Ableitung, anschließende Betragsbildung und darauf folgend eine Peakdetektion, eine Erkennung der Existenz und der Position eines Maximums, auch Peak genannt, innerhalb des untersuchten Suchsweepsignals erfolgen.

Anhand dieser Maximumposition kann anhand des Frequenzverlaufs des Suchsweeps direkt auf die Frequenzlage des Interferenzsignals in dem untersuchten Suchsweep geschlossen werden. Wird eine solche Auswertung für jeden der beispielsweise 256 Suchsweeps durchgeführt, so ergibt sich bei existierender Interferenz deren präziser Frequenzverlauf innerhalb der gesamten Messzeit von beispielsweise 25,6ms. Es ist daher neben der Existenz eines Interferenzsignals sofort deren Klassifikation als Signal eines langsamen Chirps möglich, darüber hinaus können Rückschlüsse auf die durch den Störsensor belegte Bandbreite und dessen Mittenfrequenz direkt gezogen werden.

Das Verfahren zur Verwendung eines Interferenz-Suchzyklus kann gezielt ansteuerbar sein, um geeignete Zeiten für die Aussetzung der regulären Radar-Zieldetektion für einen Zyklus von 50ms vorzunehmen. Dabei sind insbesondere auch Situationen geeignet, in welchen eine Interferenz neu erkannt wurde, deren Bandbreite, Mittenfrequenz und Frequenzverlauf im eigenen Radarsensor, also dem Ego-Sensor, jedoch noch unbekannt sind.

Das oben beschriebene Verfahren liefert in einem solchen Fall die entsprechenden Informationen innerhalb einer Zykluszeit von 50ms und erlaubt damit wirksame Maßnahmen des Ego-Sensors zur Kompensation der Interferenzeinflüsse eines externen Radarsensors auf die Empfangssignale.

Weiterhin möglich ist auch eine zweiseitige Interferenz-Suchphase, welche eine Interferenzerkennung und Klassifikation in jedem Zyklus vorsieht, welche quasi-parallel zur regulären Radar-Zieldetektion durchführbar ist. Somit sind in jedem Zyklus sowohl Chirpsignale nach Figur 6 als auch Suchsweepssignale nach Figur 8 enthalten, siehe Figur 10. Man erkennt in Figur 10, dass zu verschiedenen Zeiten entweder ein Mes- schirpsignal 402 oder ein Suchsweepsignal 401 eingeschaltet ist. Dabei ist in Figur 10 der VCO-Frequenzverlauf für diesen Modus dargestellt. Zu erkennen ist, dass der VCO-Frequenzverlauf des Chirpsignals 402 zur eigentlichen Radar-Zieldetektion, 256 schnelle Chirps, zu beiden Seiten flankiert wird von jeweils einem Block von 20 Suchsweepsignalen 401. In jedem Suchsweepblock wird mit den oben skizzierten Mitteln der Peakdetektion eine Bestimmung der Störsignalfrequenzen und damit eine Klassifikation der Interferenz durchgeführt, deren Ergebnis jeweils ein etwa durch Regression innerhalb des Suchsweepblocks geschätzter Verlauf des Interferenzsignals ist. Von beiden Blöcken aus wird nun eine Extrapolation des geschätzten Interferenzverlaufes in den Zeitbereich der Chirpsignale der eigentlichen Radar-Zieldetektion durchgeführt, wie in Figur 10 angedeutet.

Auf diese Weise kann für jedes einzelne Chirpsignal die entsprechende Frequenz des Interferenzsignals und damit die jeweilige zeitliche Lage der Störung geschätzt werden. Mit dieser Information kann wiederum eine effektive Kompensation der Störung, beispielsweise eine gezielte Ausblendung oder Korrektur der Abtastwerte erfolgen.

Der Vorteil der oben genannten Verfahrensweisen besteht in der gezielten Schätzung der durch Interferenz gestörten Abtastwerte der Empfangssignale, was eine zielgerichtete Kompensation ermöglicht.

Auch ist eine einseitige Interferenzsuchphase möglich. Dieser Verfahrensansatz beschreibt eine Interferenzerkennung und Klassifikation in jedem Zyklus neben der regulären Radar-Zieldetektion. Damit sind auch hier in jedem Zyklus sowohl Chirpsignale gemäß Figur 6 als auch Suchsweepsignale gemäß Figur 8 enthalten, siehe Figur 11. Das Verfahren der Detektion und Klassifikation von Interferenzeffekten gleicht ebenso wie die daraus folgenden Gegenmaßnahmen dem vorherigen Ansatz. Ein Vorteil gegenüber diesem ist der geringere Speicherbedarf, der sich durch den Wegfall des zweiten Suchsweepblocks und der entsprechenden Empfangssignale ergibt. Dadurch ergibt sich jedoch eine nur noch einseitig mögliche Extrapolation des Frequenzverlaufs des Interferenzsignals, so dass die Schätzung der gestörten Abtastwerte der Chirpsignale der eigentlichen Radar-Zieldetektion noch, aber gegebenenfalls nur noch bedingt möglich ist.

Für das konkrete Beispiel in Figur 11 ist die Kenntnis der unteren Grenzfrequenz des Interferenzsignals notwendig. Diese kann beispielsweise durch vorherige Anwendung des oben beschriebenen Ansatzes eines Interferenz-Suchzyklus erfolgen. Mit dieser Information erfolgt die genannte Extrapolation zeitlich nur noch bis zum Erreichen der unteren Grenzfrequenz des Interferenzsignals. Für die sich anschließende Zeitspanne bis zum Ende des Chirpsignals zur Radar-Zieldetektion wird das Verweilen des Interferenzsignals bei der unteren Grenzfrequenz angenommen. Dennoch kann auch mit diesem Ansatz eine effektive Kompensation der Störung, beispielsweise eine gezielte Ausblendung oder Korrektur der Abtastwerte erfolgen.

Bezugszeichenliste

1 Radarsensor

2 Sendezweig

3 Empfangszweig

4 Empfangszweig

5 Empfangszweig

6 Sendesignal

7 MMIC, monolithische Mikrowellen-integrierte Schaltung

8 Oszillator

9 Digital-Analog-Wandler

10 Digital-analog-Wandler-Ansteuerung

11 digitaler Signalprozessor

12 Verstärker (LNA)

13 Mischer

19 Empfangssignal

20 Empfangssignal

21 Empfangssignal

22 Verstärker

23 Verstärker

24 Mischer

25 Mischer

26 LO-Signal

27 Empfangsantenne

28 Empfangsantenne

29 Empfangsantenne

30 Filter

31 Filter

32 Filter

33 Analog-Digital-Wandler

34 Analog-Digital-Wandler

35 Analog-Digital-Wandler Sendeantenne

Signal

Signal

Phase

Phase

Signal

Signal

Interferenz, Interferenzphase

Radarsensor

Sendezweig

Empfangszweig

Empfangszweig

Empfangszweig

Sendesignal

MMIC, monolithische Mikrowellen-integrierte Schaltung

Oszillator

Digital-Analog-Wandler

Digital-analog-Wandler-Ansteuerung

digitaler Signalprozessor

Verstärker (LNA)

Mischer

Empfangssignal

Empfangssignal

Empfangssignal

Verstärker

Verstärker

Mischer

Mischer

LO-Signal

Empfangsantenne

Empfangsantenne

Empfangsantenne Filter

Filter

Filter

Analog-Digital-Wandler

Analog-Digital-Wandler

Analog-Digital-Wandler

Sendeantenne

MMIC

Ein-/Ausschalter

Steuereinheit

Tiefpassfilter

Suchsweep

Interferenzsignal

Kreuzungspunkt

Suchsweepsignal bzw. Suchsignal

Chirpsignal bzw. Ausgangssignal