La présente invention concerne un procédé pour la trans¬ mission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture et un dispositif de réception correspondant.

Les systèmes de transmission de données connus supposent l'existence entre émetteurs et récepteurs d'un canal de transmis¬ sion présentant une qualité minimale garantie pendant toute la durée de la communication. Ceci est par exemple requis pour une liaison phonique numérique où le délai d'acheminement doit être très faible (typiquement nettement moins qu'une seconde) et où les coupures de la liaison conduisent à la perte de tout ou partie du message transmis. Il existe cependant des applications telles que la transmission de messages de type télégraphique, la télécommande de systèmes distants, etc. . . où le délai d'achemine¬ ment du message n'est pas critique mais où il est impératif que le message soit correctement reçu, c'est-à-dire en pratique avec un taux d'erreur négligeable . Il arrive souvent que, pour une application déterminée, le canal de transmission soit de nature fluctuante et ne soit donc exploitable que pendant une fraction réduite du temps : c'est le cas par exemple de la transmission par diffusion troposphérique ou sur les traînées météoritiques .

Il est de plus possible que même pendant les périodes où le canal est "ouvert" des brouillages apparaissent qui le rendent, inexploitables .

Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités .

A cet effet, l'invention a pour objet un procédé pour la transmission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture entre émetteur et récepteur, les données étant transmises sur des paliers de fréquence successifs, carac- térisé en ce qu'il consiste :

- à définir une heure d'émission

- à positionner le récepteur sur la fréquence d'émission de l'émetteur à un instant prédéterminé avant l'heure d'émission

- à synchroniser le récepteur sur une séquence de bits de synchronisation transmise par l'émetteur

- à détecter par corrélation dans le récepteur la présence d'un message sur le canal de transmission

- à démoduler dans le récepteur les données reçues du canal de transmission et à considérer les données comme justes tant que le ni¬ veau du signal transportant les données sur le canal de transmis¬ sion n'a pas commencé à décroître .

L'invention a pour principal avantage qu'elle permet d'ef¬ fectuer des transmissions sur canal metéoritique défini par un taux d'ouverture de 5% du temps, des durées d'ouverture compri¬ ses entre 200ms et 500ms avec un taux d'erreur par bit de 10% maximum pendant les durées d'ouverture et une dispersion des temps de propagation de ±2, 5ms . Dans ces conditions, il permet d'effectuer des transmissions sur des durées ne dépassant pas 15 minutes de messages comportant au plus 160 caractères avec une probabilité de 90% et un taux d'erreur résiduel non détecté

-4 de 10 . Egalement le système peut être utilisé sur tout poste récepteur à sauts de fréquence, travaillant par exemple à une cadence de 300 sauts de fréquence par seconde avec une proportion de paliers brouillés de l'ordre de 20%. Enfin il tolère lors de sa mise en route, c'est-à-dire hors communica¬ tion, une erreur de synchronisation initiale de ±300ms .

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront ci-après à l'aide de la description qui va suivre faite en regard des dessins annexés qui représentent :

- La figure 1 le schéma synoptique d'un dispositif de réception mis en oeuvre par l'invention.

- La figure 2 un exemple d'évolution au cours du temps du niveau du signal reçu dans le cas de transmission par météorite . - La figure 3 une structure d'un palier de fréquence .

- Les figures 4A, 4B, 4C des diagrammes de l'oeil obtenus en sortie du démodulateur de la chaîne de réception de la figure 3 correspondant respectivement au cas où la chaîne de réception ne reçoit aucun signal, au cas où le signal est reçu avec un taux d'erreur important et au cas où le signal reçu a un niveau élevé .

- Les figures 5A, 5B et 5C des histogrammes des niveaux de sortie du signal en sortie du démodulateur correspondant aux cas des figures 4A, 4B et 4C . - La figure 6 une chaîne de corrélation mise en oeuvre par l'invention pour assurer la synchronisation initiale de la chaîne de réception .

- La figure 7 une représentation d'un module de corréla¬ tion. - La figure 8 un mode de réalisation du démodulateur de la chaîne de réception selon l'invention.

- La figure 9 des diagrammes représentant le fonctionne¬ ment global de la chaîne de réception.

- La figure 10 un deuxième mode de réalisation de systè- mes de décision de la figure 9.

- La figure 11 le procédé d'émission mis en oeuvre par l'invention.

- La figure 12 le dispositif de décodage des messages en réception mis en oeuvre par l'invention. - La figure 13 un mode de réalisation d'un schéma de co¬ dage bidimensionnel mis en oeuvre par l'invention.

Le dispositif de réception mettant en oeuvre le procédé de transmission à sauts de fréquence selon l'invention qui est représenté à la figure 1 comporte de façon connue, une chaîne de réception .1 de signaux modulés par exemple suivant une modu¬ lation angulaire à déplacement de fréquence et/ou de phase . La chaîne de réception 1 est couplée à au moins un corrélateur de signaux 2 au travers d'un démodulateur ou discriminateur de fréquence 3. Une antenne 4 couple l'entrée de la chaîne de réception 1 au canal de transmission metéoritique, qui assure de

façon connue la transmission de données par voie hertzienne entre la chaîne de réception 1 et un émetteur de donnée éloigné non représenté.

Le diagramme orthonormé représenté à la figure 2, montre à titre d'exemple, une évolution typique au cours du temps du niveau du signal reçu sur une chaîne de réception radiofréquence du type de celle représentée à la figure 1 lors d'une transmission utilisant le passage de météorites dans l'at¬ mosphère terrestre. Ce diagramme sur lequel sont figurés sur l'axe des ordonnées le niveau du signal reçu en décibel et sur l'axe des abscisses le temps écoulé fait apparaître des plages de temps marquées "D", en bas de la figure, où le canal de transmission metéoritique est disponible . Ces plages de temps correspondent aux instants où le niveau du signal reçu est supé- rieur à un niveau minimal utilisable. Il fait également apparaî¬ tre des niveaux d'impulsion de brouillage qui sont par défini¬ tion inexploitables . Ces caractéristiques montrent que la modula¬ tion qui est utilisée pour assurer des transmissions des signaux sur le canal metéoritique doit être suffisamment robuste, à bande étroite, et résister aux erreurs de fréquence instantanée dues au positionnement des synthétiseurs de fréquence des récep¬ teurs radio sur chaque palier de fréquence, chaque palier étant structuré par exemple de la manière représentée à la figure 3, où la largeur de palier est fixée à 3,3ms, pour transmettre 5 bits d'information sur une durée totale de 2, 5ms.

Dans un type de modulation à déplacement de fréquences encore connu sous la désignation FSK, d'indice de modulation 0,7 par exemple, avec démodulation par phase différentielle ou au moyen d'un discriminateur de fréquence, le diagramme de l'oeil qui reflète la qualité de transmission et qui est obtenu en sortie du démodulateur analogique d'un récepteur présente généralement les allures représentées aux figures 4A, 4B et 4C : correspondantes au d'absence de signal, figure 4A, au cas de présence de signal avec un taux d'erreur maximum de 10%, à la figure 4B et au cas de présence du signal pour un niveau utile

d'entrée élevé à la figure 4C . Sur les figures 5A, 5B et 5C les histogrammes correspondant aux niveaux de sortie des modula¬ teurs des signaux FSK à l'instant optimum d'échantillonnage montrent qu'en l'absence de réception un niveau de sortie du démodulateur est plus ou moins uniformément réparti dans toute la plage -A+A des valeurs possibles du signal de sortie du démo¬ dulateur, et que lorsque le signal est reçu cas des figures 5B et 5C, le niveau de sortie est centré sur les deux valeurs nomi¬ nales possibles -A et +A de la modulation en l'absence totale de bruit. Dû au caractère aléatoire des périodes pendant lesquelles le canal de transmission est disponible et au fait que les trans¬ missions sont effectuées sur des paliers de fréquence, la réali¬ sation du dispositif de transmission pose à la fois des problè¬ mes de mise en route du système et des problèmes de synchroni- sation initiale . Suivant l'invention, la mise en route de la synchronisation du récepteur doit être faite à fréquence fixe ou lentement variable . Dans le cas contraire la période de synchro¬ nisation initiale pourrait durer plusieurs heures, ce qui est opérationnellement inacceptable . La mise en route du dispositif de transmission s'effectue suivant deux étapes . Une première étape consiste à positionner le fonctionnement du récepteur sur une fréquence FN connue dépendant de l'heure et une deuxième étape consiste à attendre sur cette fréquence qu'un motif binaire connu dépendant de l'heure se présente à l'intérieur d'une durée déterminée TA. Le positionnement sur la fréquence

FN doit se faire alors durant un temps prédéterminé au moins 300ms avant l'heure prévue et symétriquement le récepteur doit continuer à veiller sur cette fréquence FN au moins durant le même temps après l'heure prévue . Dans ce cas la durée TA et la durée TE des émissions de synchronisation qui doivent être aussi faibles que possible pour des raisons de discrétion, dépendent du taux d'ouverture du canal, du taux de palier brouillé et de la probabilité d'erreur par bit.

Suivant l'invention la synchronisation initiale du récep- teur est assurée par un corrélateur du type de celui qui est

représenté à la figure 6. Ce corrélateur est formé da M modules de corrélation 10.. à 10. , permettant d'effectuer une corrélation sur une séquence de synchronisation de M paliers de fréquence de 5 bits du type de celui représenté à la figure 3. Chaque module de corrélation comporte de la manière représentée à la figure 7 une ligne à retard 11, un registre 12 et un comparateur 13. La ligne à retard 11 présente une durée de retard égale à celle d'une récurrence d'un palier de fréquence (l/300e de seconde) et dispose de cinq sorties espacées chacune d'une durée d'un bit. Le registre 12 contient les valeurs attendues sur la palier correspondant de synchronisation. Le comparateur 13 compare respectivement les bits fournis par les cinq sorties de la ligne à retard 11 aux cinq bits contenus dans le registre 12. Les bits sortant du démodulateur 3 de la figure 3 sont trans- mis à l'entrée ES de la ligne à retard 11 et le comparateur 13 effectue la comparaison entre les bits sortant des cinq sorties de la ligne à retard 11 aux bits contenus dans le registre 12. Il fournit en résultat de sa comparaison un signal qui est pro¬ portionnel au nombre de bits reçus corrects . En retournant à la figure 6 les modules de corrélation 10.. à 10„ sont reliés en série, les lignes à retard 11 des modules étant couplées entre elles en série et les registres à décalage 12 étant reliés égale¬ ment en série. Les sorties Scomp sont reliées respectivement aux entrées correspondantes d'un sommateur 14. L'entrée ES de la première ligne à retard 11 du premier module de corrélation 10.. reçoit le signal démodulé provenant du démodulateur de la figure 3 au travers un dispositif écrêteur 15. Les bits du mot de synchronisation de référence sont appliqués sur l'entrée ER du registre à décalage du premier module de corrélation 10.. . La synchronisation des lignes à retard 11 est assurée par une horloge signal CHs provenant de la chaîne de réception 1 et celle du registre à décalage 12 de chaque module de corrélation est assurée par un signal d'horloge de référence CKr généré par un système externe de séquencement non représenté . La somme des signaux de comparaison Scomp obtenue à la sortie du circuit

sommateur 14 est comparée à un seuil par un dispositif comparateur non représenté qui indique lorsque la valeur de seuil est dépassée que le canal est ouvert. Le dispositif qui vient d'être décrit permet par exemple la détection d'un météorite en n'utilisant seulement que M = 30 paliers de fré¬ quence avec une probabilité de 0, 999 et une probabilité de fausse alarme de l'ordre d'une fausse alarme par an.

La durée pour obtenir la synchronisation initiale peut être définie en faisant par exemple une hypothèse sur l'incerti- tu de temporelle initiale et en fixant la durée du motif attendu.

En fixant par exemple l'incertitude temporelle initiale à ±300ms et la durée TE du motif attendu à 100ms, le temps d'attente sur une fréquence donnée est égal dans ces conditions à : TA = 2 x 300ms + TC = 700ms La probabilité pour qu'une météorite soit présente pendant toute la durée d'un motif est égale à :

Te P (T0,T0+Te) = P(M)e ^Tm

avec P(M) = 5% et Tm = 200ms on obtient

PM(T0,T0 ₊ Te) = 0,05 exp( - igjj) = 3,03% Dans une hypothèse où 20% des fréquences sont brouillées la probabilité de recevoir le motif est alors de p = 2,4%, et la probabilité pour que le dispositif de réception ne puisse pas se synchroniser après une veille sur N fréquences successives est de (l-p) ^N . Par conséquent pour une durée de veille de 700ms, il faut considérer que la synchronisation du récepteur est acquise avec une probabilité de 99, 9% au bout de 4 minutes 40 secondes, une probabilité de (1-10 -6 ) au bout de 6 minutes 40 secondes . Ces durées sont à multiplier par 7 (environ) pour 1% de météorites (au lieu de 5%) .

Une fois la synchronisation obtenue le récepteur passe à la détection de la présence d'un message . Compte-tenu du fait que le canal de transmission est ouvert à de rares instants seulement et que lorsqu'il est ouvert, le rapport signal à bruit est faible et que l'instant d'arrivée du message ne peut être défini qu'à ±2, 5ms près, le récepteur une fois synchronisé doit veiller une fréquence sur trois, les 2/3 des paliers émis ne pouvant être reçus à l'ouverture du canal. Dans ce contexte au moins deux procédés de détection peuvent être envisagés . Selon un premier procédé, tous les trois paliers transmis, un seul est utilisé qui sert à la fois à la détection de la présence et à la transmission d'information. Dans ces conditions sur les cinq bits reçus que véhicule le palier, deux ou trois sont connus et constituent des motifs de synchronisation et les autres sont inconnus. Selon tin deuxième procédé, dans chaque paquet de trois paliers le premier palier est réservé exclusivement à la détection de la présence de messages et les deux suivants véhiculent l'information. Ce deuxième procédé apparaît le plus simple à mettre en oeuvre et aussi le plus efficace, car, le nombre de paliers nécessaires pour détecter la présence d'un message est à peu près deux fois plus faibles . D'autre part, lorsque la présence d'un message est détectée, le récepteur peut recevoir toutes les fréquences . De la sorte le débit est multi¬ plié par cinq environ (10 bits pour 3 paliers au lieu de 2 dans le premier procédé) . Le dispositif de réception qui est décrit ci-après permet un fonctionnement conforme au deuxième procédé et notamment il permet en réception d'effectuer une veille sur tous les paliers de rang multiple de 3 sur M paliers successifs . Dès que la présence d'un message est détecté le récepteur passe à une démodulation à sauts rapides en démodulant deux paliers sur trois et effectue une veille du motif sur le palier restant pour détecter la présence ou l'absence de signal. Les détails de réalisation du détecteur de présence de messages n'est pas repré¬ senté par le fait que sa structure est similaire à celle du dispositif de reconnaissance de synchronisation décrit aux figu-

res 6 et 7. Bien qu'il détecte la présence lui aussi lorsque sa sortie dépasse un seuil déterminé S il en diffère cependant sur quelques points car la ligne à retard du module de corrélation doit correspondre à l'intervalle entre deux paliers de synchroni- sation (10ms) , et le système de comparaison du module peut éventuellement être remplacé par un autre plus simple dont la sortie vaut 1 si tous les bits reçus sont égaux à la référence attendue et 0 autrement. Le contenu des registres de référence est décalé d'un cran de cinq bits à chaque nouveau palier de synchronisation et le nombre M de modules de corrélation peut être réduit car les exigences en matière de fausse alarme et de non détection sont moins sévères que pour la synchronisation initiale .

Dès que le récepteur a détecté la présence d'un message il peut commencer à recevoir l'intégralité des paliers. Les opéra¬ tions qu'il doit effectuer sur chaque paquet de trois paliers sont alors les suivantes . Sur les deux premiers paliers il effec¬ tue la réception et la démodulation, sur le troisième palier (palier de synchronisation) il effectue une réception, une dé o- dulation et une introduction du résultat dans le corrélateur complet avec comparaison de la sortie du corrélateur à un seuil de confirmation SC éventuellement différent du seuil de détec¬ tion S . Si la sortie donne un signal supérieur le cycle continue sinon le récepteur retourne en veille cyclique suivant une loi de sauts de fréquence lente. Lorsque la météorite disparaît le signal en sortie du corrélateur diminue avec un certain retard ; il convient alors de ne pas garder les bits reçus moins d'un certain temps avant cette disparition ce qui nécessite l'emploi d'une ligne à retard sur l'information démodulée, environ M/2 paquets. De plus, la qualité de l'information démodulée est d'autant plus élevée que la sortie du corrélateur est plus forte : dans ce cas le rapport signal/bruit est nettement supé¬ rieur à un seuil minimum de sorte qu'en pratique il est possible de pondérer l'information en sortie du démodulateur (+1) par la quantité Scorrélée-S quand elle est positive ; et par 0 quand

elle est négative ; ceci permet ultérieurement de procéder à un vote majoritaire pondéré sur les bits reçus . Enfin même lorsque la qualité du signal est bonne il reste l'éventualité qu'un palier soit brouillé. Dans ce cas, il est possible de montrer que si XI à X5 sont les amplitudes à la sortie du démodulateur et al à a5 les valeurs décidées pour les bits (a. = signe (X.) ) la probabilité que le palier soit brouillé, est d'autant plus grande que ia somme i (X _f a A) ² i=l représentant l'énergie du bruit est plus élevée. La condition de validation d'un palier est obtenue en comparant la somme précé¬ dente à un seuil Q_ telle que la relation :

soit vérifiée. Un dispositif permettant d'obtenir ce résultat est repré¬ senté à la figure 8. Sur cette figure les amplitudes X. du signal de sortie du démodulateur sont appliquées d'une part, sur une première entrée d'un dispositif de calcul de valeur absolue 16 et d'autre part sur un discriminateur de signe 17. Le discriminateur de signe 17 est relié d'une part, à une deuxième entrée du dispositif de calcul de valeur absolue 16 et d'autre part à l'entrée d'un registre série 18. Le signal, valeur abso¬ lue de X., ( | X. | ) , obtenu à la sortie du circuit de calcul de valeur absolue 16 est appliqué sur une première entrée d'opérande d'un circuit soustracteur 19 qui calcule la quantité de |X.| -A. Le résultat du calcul effectué par le circuit soustracteur 19 est ensuite élevé au carré par circuit d'éléva¬ tion au carré 20 et le résultat est stocké dans un circuit accu¬ mulateur 21. Le contenu du circuit accumulateur 21 est alors comparé par un circuit comparateur 22 à un seuil fixe Q ₀ . Le résultat de la comparaison est appliqué à l'entrée du discriminateur de signe 23 qui prend la valeur +1 lorsque le contenu de l'accumulateur 22 est supérieur au seuil Q _n et une

valeur 0 dans le cas contraire . Le signal d'amplitude +1 ou 0 obtenu à la sortie du discriminateur 23 est appliqué à une pre¬ mière entrée d'un circuit ET logique 24. Une deuxième entrée du circuit ET logique 24 est reliée à la sortie d'un circuit sous- tracteur 25 au travers d'un discriminateur de signe 26. Le cir¬ cuit soustracteur 25 compare le signal fourni par le circuit corrélateur au seuil SC de confirmation. La sortie du circuit corrélateur est également reliée à l'entrée " + " d'un circuit de comparaison 27 qui reçoit sur son entrée "-" le seuil de détec- tion de présence S . Une bascule 28 de validité a son entrée reliée à la sortie du comparateur 27 et prend l'état 1 logique lorsque le niveau de sortie du circuit corrélateur est supérieur au seuil de détection de présence. La sortie de la bascule 28 est reliée à une première entrée d'opérande d'un circuit multiplieur 29 dont la deuxième entrée d'opérande est reliée à la sortie d'un circuit multiplexeur 30 Le circuit multiplexeur 30 est commandée par la sortie du circuit ET logique 24 pour appliquer sur la première entrée d'opérande du circuit multiplieur 29 une valeur 0 ou la valeur obtenue à la sortie du circuit soustracteur 25 suivant l'état 0 ou 1 de la sortie ET logique 24. Le résultat de la multiplication effectuée par le circuit multiplieur 29 est appliqué à l'entrée d'une ligne à retard 31. La sortie de la ligne à retard 31 est pondérée par la sortie de la bascule 28 au moyen d'un circuit multiplieur 32. La bascule 28 est remise à zéro par la sortie du circuit discriminateur de signe 26 au travers d'un amplificateur inverseur 33. Enfin une ligne à retard 34 récupère les bits d'information relatifs à chaque palier contenus dans le registre 18, sous la forme de mots de cinq bits . Ceux-ci sont pondérés par un signal de qualité fourni par le multiplieur 32 qui est nul si la condition Q<Q ₀ n'est pas vérifiée ou lorsque le signal de corrélation appliqué à l'entrée du circuit soustracteur 25 est inférieur au seuil de confirmation SC, et qui est égal à la différence entre le signal de corrélation et le seuil SC de confirmation dans le cas contraire. La bascule 28 permet

lorsqu'elle est au niveau 1 c'est-à-dire lorsque la sortie du corrélateur passe au-dessus du seuil de détection de fournir une information de qualité correctement cadrée sur les bits présumés bons en sortie du récepteur. Cette bascule est naturellement remise à zéro lorsque cette sortie descend en-dessous du seuil de confirmation.

Un fonctionnement global du dispositif de réception pen¬ dant l'apparition d'un météorite avec peu de paliers brouillés peut être décrit de la manière représentée à la figure 9. Il apparaît sur cette figure que le retard apporté par la ligne à retard 34 doit être au moins égal à une durée ΔT pendant la¬ quelle la météorite a déjà disparu mais où le récepteur continue de recevoir les informations. La durée T mesure le temps moyen nécessaire pour que la sortie du corrélateur descende de sa valeur moyenne en présence de signal jusqu'en dessous du seuil de confirmation. D'autre part, la -bascule 28 qui est repré¬ senté sur cette figure passe de l'état 0 à l'état 1 lorsque le niveau de signal fourni par le circuit corrélateur qui est mesu¬ ré par le circuit comparateur 27 dépasse le seuil de détection et elle revient à 0 lorsque le niveau de sortie du signal fourni par le circuit corrélateur redescend en-dessous du seuil de confirmation. Tant que la bascule 28 est dans l'état 0 aucune information n'est reçue. Les informations reçues sont considé¬ rées comme justes lorsque la bascule 28 est dans l'état 1 et que le signal de sortie du corrélateur n'a pas commencé à décroître. Les informations considérées comme justes sont signalées par le niveau supérieur à 0 du signal sortant du circuit multiplieur 32. On peut voir sur la figure 9 que même si le dispositif peut être amené dans certains cas à fournir en sortie des bits erro- nés, en particulier correspondant à une réception dans la phase finale d'extinction de la météorite, le dispositif de détection des paliers brouillés incorporé au dispositif de décision 15 a toutes les chances de les éliminer.

A titre indicatif le dispositif de démodulation qui vient d'être décrit permet, par exemple, avec M = 2 5 paliers de syn-

chronisation, des seuils de détection de confirmation de 10 et 7 respectivement et un retard ΔT de 15 paquets de 3 paliers, d'ob¬ tenir un débit binaire utile de l'ordre de 25 bits par seconde avec un taux d'erreur par bit légèrement supérieur à 10% ceci étant valable pour une durée moyenne de météorite de 200ms et un intervalle moyen entre météorites de 4 secondes, les probabi¬ lités de paliers brouillés et d'erreurs par bit étant respective¬ ment de 20% et 10%. Cependant, en considérant l'évolution du niveau du signal reçu en fonction du temps, il apparaît que du- rant la plus grande partie de la présence d'une météorite le rapport signal à bruit est très nettement supérieur au rapport signal à bruit minimum qui conduirait à un taux d'erreur de 10%. De ce fait l'hypothèse d'avoir une probabilité de bits erronés de 10% est très fortement pessimiste. En fait, il est possible de vérifier que pour une probabilité d'erreur par bit de 1% le débit utile passe à 40 bits par seconde avec un taux d'erreur en sortie qui n'est que de quelques pourcents, ce qui correspond à une très nette amélioration des performances .

Du fait de l'instabilité relative du canal de transmission où il n'est pas sûr que la position de synchronisation trouvée lors de la détection de présence reste stable sur les paliers suivants, le système qui vient d'être décrit peut être modifié de la façon suivante. Comme il est en pratique impossible d'ef¬ fectuer une synchronisation avec cinq bits par palier, ce pro- blême peut être résolu en effectuant tout d'abord une démodula¬ tion des cinq bits de chaque palier sur trois peignes d'échantil¬ lons, l'un à la position nominale, les autres respectivement en avance et en retard de retard θ par rapport à cette position, en effectuant ensuite pour chacun de ces peignes un calcul de la somme des carrés des écarts des amplitudes des échantillons à leurs valeurs nominales puis en gardant les bits correspondants au peigne donnant la somme minimale. Un schéma correspondant pouvant se substituer au dispositif de décision 15 du dispositif de démodulation représenté à la figure 8 est représenté à la figure 10, dans laquelle des éléments homologues à ceux de la

figure 8 sont repérés avec les mêmes références. A la différence du système représenté à la figure 8 le dispositif de décision amélioré de la figure 10 comprend trois registres de 5 bits de long, 18a, 18b et 18c reliés respectivement à la sortie du discriminateur de signe 17 au travers de lignes à retard 35, 36 et 37. La ligne à retard 35 a un temps de retard de TO-Θ, la ligne à retard 36 a un temps de retard égal au temps de retard nominal TO et la ligne à retard 37 a le retard TO+Θ . D'autre part, le système de décision comprend trois registres accumulateurs 21a, 21b et 21c qui sont reliés respectivement à la sortie du circuit d'élévation au carré 20 au travers de lignes à retard 38, 39 et 40 de retard respectifs T0-Θ, T0 et T0+Θ . Le circuit de détermination de minimum 41 comporte trois entrées qui sont reliées respectivement aux sorties des circuits accumulateurs 21a, 21b et 21c. Les sorties des circuits accumulateurs 21a, 21b et 21c sont d'autre part reliées aux entrées d'un multiplexeur trois entrées 42. Les sorties des registres 18a, 18b, 18c sont reliées respectivement aux entrées d'un multiplexeur à trois entrées 43. Les circuits multiplexeurs 42 et 43 sont commandés par le circuit de détermination des minimum 41. Ils délivrent respectivement sur leurs sorties les bits d'information et l'indicateur de qualité Q qui sera comme dans le cas de la figure 8 comparé au seuil Q ₀ .

Le système qui vient d'être décrit permet de fournir en continu des mots de cinq bits à raison de 200 mots par seconde chacun étant accompagné d'un indicateur de qualité qui vaut 0 en l'absence de météorite détectée qui vaut le plus souvent 0 pendant une météorite pour les paliers brouillés et qui est non nul pendant une météorite et sur les paliers détectés non brouil- lés en étant proportionnel à la vraisemblance du signal reçu.

Du fait du caractère aléatoire de la transmission la cor¬ rection des erreurs est effectuée par émissions répétitives des messages, chaque message étant assorti d'un code complémen¬ taire, chaque émission d'un exemplaire de messages commençant à une heure connue du récepteur. A titre d'exemple, l'émission

peut être effectuée par blocs complets de 600 caractères toutes les 3 secondes ce qui représente pendant 15 minutes 300 exem¬ plaires du même message . Avec un débit utile de 25 bits par seconde et en considérant qu'un palier de 5 bits représente un caractère le débit moyen obtenu est alors de 5 caractères par seconde, ce qui correspond à 2, 5% du débit original de 200 carac¬ tères par seconde . On peut considérer dans ces conditions que pour chacun des 600 caractères d'un bloc, le récepteur en reçoit en moyenne 2, 5%x300 = 7, 5 exemplaires et que d'une manière générale il reçoit R exemplaires avec une probabilité

P(R) = C^P^l-P) ^300"11 où P = 2, 5% En considérant d'autre part que la qualité d'un palier ne peut valoir que 0 ou 1 et que le taux d'erreur moyen par bit quand l'indicateur vaut 1, c'est-à-dire signifiant que le palier est bon, est de PE = 10%, la probabilité d'erreur pour un bit d'un caractère qui a été reçu à R exemplaires est donnée par les relations : R R-i

PAR) = ^ C' P ΛI-PJ* ^-1 (R impair)

^' R

R+ l ι=-

R (R pair)

+

= P _e (R-l)

La probabilité d'erreur par caractère étant pour des carac- tères de cinq bits reçus en R exemplaires donnée par la relation P _err (R) = l- (l-P _e (R) ) ⁵ les performances qui peuvent être escomptées sont alors les suivantes :

- probabilité d'effacement d'un caractère (aucun exem ^¬ plaire reçu) :

^P eff ⁼ I'(0) = (1-P) ³⁰⁰ = 5 10 ^"4

- probabilité d'erreur par caractère

30p ₅ p = & P(R)(1-(1-P (R)r) err R=I ^e soit 4,2% avec les hypothèses pessimistes faites précédemment.

Comme les messages comportent un nombre réduit de carac¬ tères, 160 caractères de 5 bits par exemple, il n'est pas possi- ble de les coder intégralement en un seul mot de code

Reed-Solomon, par exemple, puisque les codes Reed-Solomon à symboles de 5 bits ne peuvent pas avoir une longueur supérieure à 31. Par ailleurs comme il est souhaitable d'utiliser un système de codage plus performant que strictement nécessaire compte-tenu des spécifications de départ pour : soit accroître la sécurité de transmission, soit résister à un environnement plus défavorable que prévu (moins de météorites et davantage de paliers brouillés etc . . . ) soit encore diminuer la durée d'acheminement du message, un schéma de codage bidimensionnel désigné ci-après par code A et code B pourra être utilisé. Ce codage pourra fournir les 600 caractères de l'exemple précédent par un découpage du message en 10 blocs de 16 caractères complétés à 25 pour faire un code raccourci Reed-Solomon (25,16) (code A) puis par constitution de 25 mots de code de Reed-Solomon (24, 10) (code B) les symboles d'information du kième mot code B étant les kièmes symboles de chacun des mots de code A précédents . Un schéma de codage correspondant est représenté à la figure 13. Sur ce schéma les 600 caractères sont répartis en 24 lignes de 25 caractères. Les lignes 1 à 10 forment des mots de code A. Chacune des lignes 11 à 24 obtenu lors de la formation des mots de code B est une combinaison linéaire particulière dépendant de leur rang des lignes 1 à 10. Comme les codes utilisés sont linéaires les lignes 11 à 24 sont donc aussi des mots de code A. Le procédé

de décodage est répété de façon périodique toutes les 3 secondes. Il peut consister par exemple :

- à reconstituer les 24 mots de code A,

- à corriger de façon partielle les erreurs et les efface - ments dans ces codes, la correction pouvant être limitée à trois erreurs ou 2 erreurs et 2 effacements c'est-à-dire à un nombre bien inférieur aux 4 erreurs ou 9 effacements que ces codes peu¬ vent corriger, ceci afin de permettre de corriger les mots peu erronés et de signaler ceux où il peut être soupçonné trop d'er- reurs pour pouvoir les corriger, ceci permettant de détecter à coup sûr jusqu'à 5 erreurs .

- à reconstituer les mots de code B

- corriger le total des erreurs résiduelles et des efface¬ ments générés par l'étape précédente au moyen des codes B, ces derniers pouvant comporter jusqu'à 14 symboles effacés chacun. Pour une probabilité d'erreur par symbole égale à 4,2% le code A donne les performances suivantes . La probabilité d'obte¬ nir une correction complète de 0 à 3 erreurs est de 98,06%. La probabilité d'effacement de 25 caractères est de 1,89%. La probabilité d'obtenir un faux décodage (supposée systé- matique s'il y a plus de 5 erreurs) est égale à 5 10 -4.

D'après ces résultats la probabilité de non décodage ou de faux décodage du code B peut être considérée comme nulle (non calculable) . Si le code B est raccourci à 12 symboles (codage Reed-Solomon 12, 10) sa probabilité de bon décodage vaut alors

99,87%.

Par conséquent la probabilité de bonne réception est aussi de 99, 87% (les 25 mots du code B ont exactement la même configu¬ ration d'effacement) ce qui est bien supérieur aux 99% demandés. Ce code B a aussi une durée divisée par 2, et les 300 répétitions de message complet ne prennent plus que la moitié des 15 minutes requises (période de répétition : 1,5 seconde) .

En fait, par une analyse plus complète des performances en fonction du choix des codes il est encore possible de montrer que, même pour une probabilité d'erreur par symbole plus élevée

(5% ou 10%) il est toujours possible d'obtenir le niveau de performances désiré avec un bloc code plus court. Pour s'en tenir à une cadence de répétition multiple d'une seconde, par exemple 2 secondes, en considérant un bloc codé de 400 symbo- les dont 160 utiles, les probabilités de bonne réception sont supérieures à 1-10 pour un taux d'erreur 5% et de 99, 86% pour un taux d'erreur de 10%, le code A étant un code Reed-Solomon (20, 10) employé à corriger 5 erreurs MAX et le code B étant un code Reed-Solomon (20, 16) . Cependant les performances fournies ci-dessus doivent être considérées comme des évaluations encore pessimistes du fait,

- qu'il a été supposé que le taux d'erreur par bit est de 10% minimum, même au début de la météorite

- qu'il n'a pas été tenu compte des effets bénéfiques de la présence d'un indicateur de qualité des paliers, qui minimise l'influence des zones à fort taux d'erreur et du fait de la structure de la liaison à répétition systématique d'où il résulte que le temps moyen d'acheminement des messages est très nettement inférieur aux 15 minutes deman- dées : il correspond au laps de temps nécessaire pour recueil¬ lir suffisamment de symbole s /paliers pour que les décodages donnent un résultat satisfaisant.

Il va de soi que l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit et qu'elle peut recevoir d'autres variantes de réalisation dépendant notamment du nombre de bits n (qui peut être quelconque) transmis sur les paliers de fréquence, de la modulation utilisée pour effectuer la trans¬ mission et de l'instant de positionnement du récepteur sur la fréquence d'émission, pour déterminer les longueurs à donner aux lignes à retard.