Die Erfindung betrifft einen Frequenz- und Phasenregelkreis , insbesondere für ein digitales komplexwertiges Restseitenbandsignal oder nyquistf lankengef iltertes Signal .

Stand der Technik

Um eine frequenz- und phasenstarre Regelung zu erreichen, ist es aus IEEE Transactions on Communications, Vol. 37, No. 2, 1989, Seiten 159 bis 163 bekannt, neben der schmalbandigen PLL-Schleife eine zusätzliche AFC-Schleife vorzusehen. Für die Verarbeitung digitaler Signale eignet sich als Frequenzfehlerdetektor ein Quadricorrelator.

Aus der EP 583 643 AI ist eine gemeinsame Frequenz- und Phasenregeleinrichtung bekannt, bei der vor dem Schleifenfilter der AFC-Schleife dezimiert wird und danach interpoliert wird. Als Frequenzfehlerdetektor dient dort auch ein Quadricorrelator.

Vorteile der Erfindung

Der Frequenz- und Phasenregelkreis nach den Merkmalen des Anspruchs 1 liefert eine frequenz- und phasenkorrekte Synchronisierung, insbesondere für ein digitales

komplexwertiges Restseitenbandsignal oder auch ein nyquistflankengefiltertes Signal.

Das übliche TV-Signal - FBAS _TT - Signal in modulierter Form ist ein ZSB (Zweiseitenbandsignal mit Träger) , wobei das untere Seitenband ab fg _T (Bildträger) -0,5MHz mittels eines Bandpaßfilters abgeschnitten/weggefiltert wurde (amputiertes ZSB-Signal: AZSB) . Zur Demodulation eines solchen Signals muß frequenzrichtig und phasenstarr abgemischt werden, um das modulierte Signal korrekt zurückzugewinnen.

Der Regelkreis nach der Erfindung stellt eine Frequenznachführung in einem ausreichenden Fangbereich sicher. AFC und PLL-Jitter können wirksam unterdrückt werden.

Zeichnungen

Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der

Erfindung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 das Blockschaltbild eines TV-Demodulators mit dem erfindungsgemäßen Regelkreis,

Figur 2 ein Blockschaltbild für eine Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Regelkreises,

Figur 3 die Struktur eines Tiefpaßfilters zur Erzeugung eines symmetrischen Zweiseitenbandsignals,

Figur 4 den Aufbau des Frequenzfehlerdetektors,

Figuren 5 und 6 die Spektralanteile des

Frequenzfehlerdetektors,

Figur 7 eine vereinfachte Form des Frequenzfehlerdetektors, Figur 8 einen Quadricorrelator als Frequenzfehlerdetektor,

Figur 9 den Betrag der Übertragungsfunktion HpEn,

Figur 10 ein Blockschaltbild für den

Frequenzeinrastindikator,

Figur 11 die Übertragungsfunktion des Vorfilters sowie das Spektrum des RSB-Signals,

Figur 12 den normierten Frequenzgang des Vorfilters für die Verarbeitung eines RSB-Signals,

Figur 13 die Struktur des Vorfilters gemäß Figur 12, Figur 14 das vereinfachte Modell der Frequenzregelschleife im Zeitbereich,

Figur 15 das vereinfachte Modell der Phasenregelschleife ebenfalls im Zeitbereich, Figur 16 die Struktur des PLL-Tiefpasses,

Figur 17 die Struktur des PLL-Tiefpasses in faktorisierter Form,

Figur 18 die Struktur des PLL-Tiefpasses mit Dezimation, Figur 19 ein Teilfilter der PLL in rekursiver Realisierung.

Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung wird für die Frequenz- und Phasenregelung eines digitalisierten komplexen TV-Signals erläutert.

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines TV-Demodulators (ohne Tonteil) mit phasenstarrer Frequenzregelung AFC/PLL. Das eingangsseitige FBAS _TT -Signal in ZF-Lage wird einer Vorverarbeitungsstufe W zugeführt, dort vorgefiltert - Anti-Alialising-Filter AAF - ,abgetastet (A/D) , mit der Abtastfrequenz f _A von beispielsweise 28,2763 MHz, gegebenenfalls über ein Bandfilter RBF mit reellen Koeffizienten geleitet und einem komplexen Filter (Restseitenbandfilter) CHBFT zugeführt. Das komplexe Filter ist vorzugsweise als L-Bandfilter ausgeführt mit einem Dezimationsfaktor von beispielsweise L=2 (Halbbandfilter) . Nähere Einzelheiten dieser Vorbearbeitung finden sich in den deutschen Patentanmeldungen P 43 37 134, P 44 17 724 bzw. der DE-PS 36 21 737. Das so vorverarbeitete komplexwertige TV-Signal wird zur Demodulation über ein komplexes Nyquistfilter geführt, wobei der Symmetriepunkt genau bei

der Trägerfrequenz liegen muß (fftyq = ^BT) • Mittels einem Mischer MI wird eine Frequenzverschiebung um -f _j3 T(Bildträgerfrequenz) nach f = 0 vorgenommen. Bei dem in Figur 1 dargestellten Konzept wird diese Reihenfolge vertauscht, da nur die komplexwertige Einhüllende betrachtet wird (äquivalente Basisbanddarstellung) ; d.h.. es erfolgt zuerst eine Abmischung um -f _ß T nach f = 0 und anschließend ein komplexe Nyquistfilterung - CHBFTRSB - mit f _n yq = °- ^was aufwandsgünstiger zu realisieren ist (letzter Demodulatorschritt: Realteilbildung) .

In dem interessierenden Bereich wird das AZSB-Signal über ein Filter mit dem Betragsfrequenzgang:

|H(eJ ^Ω ) | = 1 - ΔH(eJ ^Ω ) Ω > 0 ΔH(eJ ^Ω ) Ω < 0

geführt.

Das AZSB-Signal entspricht nach der Nyquistfilterung einem

ESB-Signal mit Abweichungen davon um die Trägerfrequenz mit Trägerzusatz. Es gilt

£RSB< ^k ) = a ₀ [l + m (v(k) ± jv(k))] • eJ (2πkf _Q T + φ ₀ )

Damit ist ersichtlich, daß frequenzrichtig (-fo) und phasenstarr (-(P _Q ) abgemischt werden muß, um durch Realteilbildung der komplexen Einhüllenden das modulierende Signal

a ₀ (l+mv(k)) = R _e { _£RSB (k))

korrekt zurückzugewinnen.

Der erfindungsgemäße Regelkreis (beispielsweise als Teil eines TV-Demodulators) muß folgende Forderungen erfüllen:

a) frequenz- und phasenkorrekte Synchronisierung (AFC-PLL) b) AFC-Nachziehbereich: ±140 KHz.

Die Anfangssynchronisation, bzw. die Einregelung beim Auftreten von Frequenz- oder Phasensprüngen sollte etwa eine Sekunde nicht überschreiten.

Der erfindungsgemäße Regelkreis nach Figur 2 wird vorerst für den. Fall beschrieben, daß das geträgerte Bildsignal ≤. _BT (k) ein AZSB-Signal ist. Hierfür entfällt der Block VO. Zu Beginn wird durch Reset die AFC auf die nominelle

Λθhr\ Bildträgerfrequenz f _B -p = 3,5145 MHz gesetzt, um die herum die tatsächliche Bildträgerfrequenz f _B τ um bis zu ± 140kHz abweichen kann.

Damit liegt die abgemischte Bildträgerfrequenz von s_(kT) = s_(k) mit

T = 1/f A =-

14,13818 MHz

bei f = 0 ± 140kHz, also in der Nähe des Wunschwertes f = 0. Im Bereich f _BT ± 500 KHz (± 500 kHz bei ≤(k)) ist das Spektrum |S_| bezüglich f _BT hermitesch (Betrag ist gerade, Phase ungerade Funktion der Frequenz) , da dieser Anteil identisch ist mit dem ursprünglichen nicht amputierten FBAS-ZSB-Signal.

Um aus dem AZSB-Signal für die Regelung der Frequenz und Phase ein ZSB-Signal zu machen, wird das Steuersignal durch einen Tiefpaß TP (Mittelung) bandbegrenzt.

Um den Jitter deε NCO-Signals e"- ⁾ Φ ^(k) kleinzuhalten, ist eine kleine Schleifenbandbreite B^ zu wählen. Eine PLL

(Zweig PED) zweiter Ordnung konvergiert auch bei beliebigen Frequenzablagen. Bei kleinen Werten von BL kann dies unter Umständen Minuten/Stunden dauern. Da in Figur 2 in der Schleife aus genannten Gründen ein Tiefpaß TP vorgesehen ist, liegt aber tatsächlich eine Schleife höherer Ordnung vor, für die eine Anfangssynchronisation nicht garantiert werden kann. Aus letztgenanntem Grund stellt daher auch die Erhöhung der Schleifenbandbreite B _L während der Einlaufphase (Parameterumschaltung von kj und k _D ) keine Lösung dar, die eine Konvergenz garantiert, da etwa ab B _L >/« f^/100 sich die Schleifenverzögerung durch die Tiefpaß TP zunehmend störend auswirkt. Um das Einlaufen zu garantieren und in einer akzeptablen Zeit sicherzustellen, wird daher eine zusätzliche Frequenzregelschleife (FED) vorgesehen, die für die mögliche Frequenzablage von ± 140 kHz die Frequenznachführung sicherstellt.

Ein Tiefpaßfilter TP im Regelkreis ist geeignet, aus dem AZSB-Signal ein bandbegrenztes, zu einer Bezugsfrequenz symmetrisches ZSB-Signal zu erzeugen. Dieser Tiefpaß soll auch bei maximaler Frequenzablage (± 140 kHz) den Bildträger BT nur geringfügig dämpfen. Das Tiefpaßfilter TP soll bezüglich der Sollfrequenzlage (Bezugsfrequenz f = 0) symmetrisch sein, d.h. reelle Koeffizienten aufweisen. Das Tiefpaßfilter TP ist vorzugsweise dezimierend ausgebildet, was sowohl den Verknüpfungsaufwand dieses Tiefpaßfilters als auch der Rechenaufwand der nachfolgenden Einheiten der Schleife vermindert. Der Dezimationsfaktor ist so zu wählen, daß vorzugsweise folgende Bedingungen gelten: "^A/M > Nachziehbereich (140 kHz) mit M = Anzahl der Abtastwerte,

- Schleifenbandbreite B^ </« (f^/M) , damit sich die

100 Schleifenverzögerung durch den Tiefpaßfilter nicht schädlich auswirkt,

- 1 -

- Schleifenbandbreite B _L « Δω _L = Fangbereich (lock-in) einer PLL. Mit der Wahl von M = 32 gilt: f _A /M = 441,81 kHz > 140 kHz und B _L « ω _n < 4 kHz.

Damit kann das Tiefpaßfilter TP sehr einfach durch die Summation von M aufeinanderfolgenden Abtastwerten (mit Skalierung 1/M) mit Abtaktung und Reset alle M Abtastwerte realisiert werden (Figur 3) . Für die Übertragungsfunktion des Tiepaßfilters nach Figur 3 gilt:

|H _τp (eJ ^Ω ) | = 1 sin M πf/f^ M sin πf/f _A

Das Tiefpaßfilter TP weist Nullstellen (Dämpfungspole) bei m • f /M, m = 1, 2,...,M-1 auf.

Da das Tiefpaßfilter TP noch relativ hohe Aliasingbeiträge erzeugt, besteht eine Ausgestaltung der Erfindung darin, die Frequenzregelung nur während der Austastlücken (Schwarzschulter) zuzulassen, um gänzlich unabhängig von der jeweiligen FBAS-Modulation zu sein.

Für den Wirkbereich (Bandbreite) der AFC (± 140 kHz) wird das Tiefpaßfilter TP als transparent betrachtet: Dämpfung a _s (±140 kHz) « l,5dB.

Der Frequenzeinrastindikator F-Lock ist zunächst alε optional angenommen. Falls die AFC Anlaß zu Jitter gibt oder eine Restfrequenzablage bewirkt, ist die AFC-Regelschleife durch das Lock-in-Signal abzuschalten.

Die Wirkungsweiεe und der Aufbau deε Frequenzfehlerdetektorε (FED) iεt in den Figuren 4 biε 6 dargestellt. Das tiefpaßgefilterte, dezimierte komplexwertige Signal li(kM) = u _r (kM) + ju- _[ (kM) wird auf zwei Bandpaßfilter BP1 und BP2 mit komplexen Koeffizienten geleitet, die beide vom selben Prototypfilter durch Frequenzverschiebung um

± 1/4 ■ f _A /M = ± 1/4 • f _A ' abgeleitet sind (Figur 4) . Die Differenz - SUB1 - ihrer Ausgangsleiεtungen - Quadrierer Ql, Q2 - liefert die Fehler- bzw. Regelgröße e _F (kM) . Die beiden Frequenzgänge sind in Figur 5 für das Prototypfilter H(z) = 1 + z ^-1 dargestellt. Je nachdem, wo der Träger im

Nachziehbereich liegt, dominierender Leistungsanteil in dem

> tiefpaßgefilterten AZSB-Signal, ist e _F (kM) — 0 und zieht

< somit die Frequenz nach. Zu beachten ist, daß für die Spektralanteile von s_(k) vor der Tiefpaßfilterung die Kaskade der Frequenzgänge von TP und BP1 bzw. BP2 wirksam ist (Figur 6) . Dagegen sind für die Spektralanteile, die überfaltet werden bzw. die sich mit der Grundperiode f _A ' = fft/M periodisch wiederholen, nur die Übertragungsfunktionen von BP1 bzw. BP2 alleine wirksam (Figur 5) . Somit tritt z.B. bei f _A '/4 und gleichzeitig bei -3f _A '/4 eine Linie auf, was daε Reglerausgangsεignal deε Frequenzfehlerdetektors FED verdoppelt. Mit den Beziehungen hpd) = hp(kM) = h _r (l) + jhi(l) h. _n (l) = h. _n (kM) = h _r (l) - jh _A (1) gilt für das Ausgangssignal: e _F (l) = 4(h _r *uj_) • (hi*u _r ) - 4 (h _r *u _r ) • (hi*^) Damit folgt für beliebige Übertragungsfunktionen H(z) des Prototypfilters die in Figur 7 dargestellte vereinfachte Form des Frequenzfehlerdetektorε FED.

Mit H(z) = 1 + z" ¹ ergibt sich wegen 1 = 0,1: h _P (l) = h(l) • j ¹⁺¹ <-> H ₊ (z) = j-z" ¹ h _n (l) = h(l) • (-j) ^1+l o H(z) = -j-z- ¹ .

Figur 8 zeigt einen Quadricorrelator als Frequenzfehlerdetektor FED für den gilt: h _r = -z" ¹ = Verzögerung MT = T _A ' = l/f _A ' hi =

Das Ausgangssignal des Frequenzfehlerdetektors FED wird mit dem Schleifenverεtärkungsfaktor kp/m verstärkt auf den Frequenzintegrator FI gegeben. Dieser wird zu Beginn auf f _Bτ ^nom = 3,5145 MHz initialisiert. Aus dem Baustein FI können, wie Figur 2 gestrichelt zeigt, die Abmischfrequenzen für einen Tondemodulator entnommen bzw. daraus abgeleitet werden. Auch kann die Bezugsfrequenz (TT-AFC) für eine Frequenz- und/oder Phasenregelschleife eines Tondemodulatorε auf diese Weise gewonnen werden.

Der Phasenintegrator PI wird bei f _A betrieben. Daher wird der Wert des Schleifenfilters (Frequenzintegrator) zum Zeitpunkt kMT sukzessive M mal in den Phasenintegrator eingespeist, was einer Interpolation mit der Übertragungεfunktion gemäß H-pp(eJ ^Ω ) ohne den Faktor 1/M entεpricht. Die in der Schleife erforderliche Vorzeichenumkehr iεt im Block e ^~ JΦ ^(k) (Sinuε/Cosinus-Tabelle) vorgesehen. Die PLL-Regelschleife ist konventionell aufgebaut, wobei vor dem Schleifenfilter, wie beschrieben, dezimiert und danach wieder interpoliert wird. Das Schleifenfilter ist vom Grad 1 und enthält Proportionalanteil (kp/N) und Integralanteil (kj/N _{) #} Wegen f _A ' = f _A /32 >« 100B _L , kann die PLL näherungsweise wie ein System zweiter Ordnung behandelt werden.

Durch die Tiefpaßfilter TP in der Regelschleife entεteht auε dem AZSB-Signal s_(k) näherungsweiεe das ZSB-Signal: _ll (kM) * a ₀ [l ₊ m • v(kM)] • eJ ⁽ 2πkMf ₀ T+φ _Q ⁾ . Hieraus ist zusammen mit den zuvor aufgezeigten Beziehungen für das AZSB-Signal ersichtlich, daß sowohl die Frequenz f ₀ , als auch die Phase φg auf Null zu regeln ist, v(k) :bandbegrenzteε Nutzεignal (Realteil) .

Die einfachste Möglichkeit, φo zu Null zu regeln, iεt mit der Beziehung für u.(kM) mit dem PED (Phaεe Error Detector) -Signal e _p (kM) = Uj_(kM) gegeben. Alternativ kann auch folgende Funktion entεprechend dem Prototyp deε Quadricorrelatorε verwendet werden: ep(kM) = u- _j JkMT] + u. _j _ [(k-l)MT] . Falls der Phasenfehlerdetektor PED und der Frequenzfehlerdetektor FED gleichzeitig arbeiten, hat vorgenannte Beziehung für ep^ ₎ den Vorteil, daß FED und PED die gleiche Verzögerung aufweisen. Aufgrund dieser letztgenannten Beziehung nimmt die Regelεteilheit der PLL mit zunehmender Frequenzablage ab (Figur 9) .

Für den Frequenzeinraεtindikator F-Lock gelten folgende

Beziehungen:

Die Lock-in-Bedingung iεt erfüllt für U _j _ (kM) stets < u _r (kM).

Gemäß der Beziehung für u(kM) gilt in diesem Fall: li(kM) = a. _Q [1 + m • v(kM)] + j • 0 G R ist reellwertig bzw. u _r (kM)> 0 für m<l. m gibt hier den Modulationsgrad an.

Figur 10 gibt ein Blockschaltbild für den Frequenzeinrastindikator F-Lock an. Er besteht auε zwei Tiefpäεεen TPF1 und TPF2, die beide auf den Begrenzer BGF geführt εind. Der Begrenzer BGF prüft, ob |lα-^ I < |u _r ι iεt (Lock-in) . Vorzugεweise ist der Frequenzeinrastindikator F-Lock mit einer Hysteresefunktion ausgeεtattet, die das Einrasten nur dann anzeigt, wenn die Einrastbedingung über eine vorgebbare Zeit, d.h. über eine Anzahl von Abtastwerten ununterbrochen erfüllt ist und ansonsten, insbesondere bei einmaliger Verletzung der Einrastbedingung, zu einem beliebigen Zeitpunkt den Verlust deε Einraεtenε εignalisiert.

Für die Verarbeitung eineε RSB-Signalε ≤. _B -p(k) ist in der AFC-Schleife das Vorfilter VO (in Figur 1 geεtrichelt) vorgeεehen. Daε Vorfilter VO muß auε dem zu f ------ punktεymmetriεchen ein hierzu achεenεymmetrisches Spektrum erzeugen, damit der Frequenzfehlerdetektor FED ein korrektes Regelsignal abgeben kann.

Weist das Vorfilter VO eine zur Nyquistflanke des Spektrumε von s_(k) gegensinnige Nyquiεtflanke (gleicher Breite) auf, so ist das Spektrum nach der Vorfilterung wiederum achsenεymmetrisch zu f _B τ _> falls die Frequenz korrekt geregelt ist. Die Übertragungsfunktion des Vorfilters |Hvol und das zu verarbeitende Signalspektrum |S_| sind in Figur 11 dargestellt. Sind die beiden Flanken nicht exakt punktsymmetriεch zum Nyquiεtpunkt (f = 0, |H| = 1/2), εo ist e _F (kM) (Figur 4) für f _B τ = 0 nur näherungsweise 0, d.h. bei der AFC entsteht ein Frequenzoffset. Ist dieεer klein genug, εo zieht die PLL εchnell genug in Phase-Lock. Hier ist wiederum die AFC bei Lock-in abzuschalten.

Eine einfache Realisierung für daε Vorfilter VO (Länge

N = 3) läßt sich von dem Prototypfilter

H _prot = 1/4 (z ^-1 +l) ² = 1/4 + l/2z ^_1 + l/4z ^-2 ableiten durch

Frequenzverschiebung um -f _A '/4.

Für die N = 3 Koeffizienten gilt: h(k) = (-j) ^k~1 h(k) k = 0,1,2 => h(O) = jh(0) = j/4 h(i) = h(l) = 1/2 h(2) = -jh(2) = -j/4

Den normierten Frequenzgang hierzu zeigt Figur 12. Die Nyquistflanke erstreckt sich von -f _A '/4 bis f _A '/4. Die Struktur des Vorfilters VO iεt in Figur 13 dargeεtellt. Da der Nyquistflankenbereich schmaler ist (mit f _A ' = M = 32) als der gewünεchte Nachziehbereich, ist in diesem Fall M<32

zu wählen. Insbesondere sollte näherungsweiεe gelten. f _A '/2 = f _A /2M * ΔB _Nyg .

Daε heißt, die Breite der Nyquiεtflanke des Vorfilters sollte so breit sein, wie der Flankenbereich des sendeseitigen RSB-Nyquistfilters.

Figur 14 zeigt daε vereinfachte Modell der AFC im Zeitbereich (Vernachläεεigung der Filterverzδgerungen und deε Vorfilterε) .

Das vereinfachte Modell der PLL (Vernachläsεigung der zuεätzlichen Schleifenverzögerung durch TP) iεt in Figur 15 dargeεtellt.

Für den Frequenz- und Phaεenregelkreis nach der Erfindung wird von folgenden Erkenntnissen ausgegangen:

Das Schleifenfilter - Tiefpaßfilter TP - für die AFC/PLL muß eine ausreichend hohe Sperrdämpfung a _s aufweisen. Die Sperrbereichsgrenze muß spätestens da beginnen, wo der

Unsymmetrieanteil beginnt: f _B τ ± 400...700 kHz(f _BT = 0) . Da wegen der reellen Koeffizienten von TP der Frequenzgang bezüglich f _BT = 0 exakt symmetrisch ist, sind an den Verlauf des Durchlaßbereichs keine Forderungen zu stellen. Um den Aufwand der AFC-PLL-Regelschleife zu vermindern, wird die Abtaεtfrequenz im Tiefpaß TP vermindert. Der Dezimationεfaktor kann nach rein praktischen Gesichtεpunkten gewählt werden, da unsymmetrische Spektralanteile durch die Dezimation nicht beeinflußt werden. Die Durchlaßbandbreite ist allerdings vom Dezimationsfaktor abhängig. Die

Durchlaßbandbreite des dezimierenden Tiefpasses TP muß für die AFC ausreichend groß gewählt werden, damit der Nachziehbereich der AFC gewährleistet iεt. Für die PLL kann der Durchlaßbereich weεentlich εchmäler angeεetzt werden, da die PLL nur bei sehr kleinen Frequenzablagen greifen muß.

Durch die kleinere Durchlaßbandbreite des PLL-Tiefpaεεeε kann beεεer gemittelt werden, dadurch die Symmetrie verbeεεert und der PLL-Jitter, der durch Zeilenfrequenz und Modulation erzeugt wird, vermindert werden. Durch die Tiefpaßtfilter soll die spektrale Unsymmetrie des ankommenden TV-Signals auf ein tolerierbares Maß vermindert werden. Dies geschieht dadurch, daß auε dem AZSB-Signal näherungsweise wieder ein ZSB-Signal in der Umgebung des Bildträger erzwungen wird. Könnte diese Tiefpaßfilterung ideal durchgeführt werden, εo verbliebe dennoch ein Rest Unsymmetrie in dem ZSB-Signal, bedingt durch die vorausgehende Signalverarbeitung und ggf. den Übertragungεkanal. Daε TV-Signal gelangt biε zum Phasenstellglied/PLL über meiεt mehrere Filter, die in der Umgebung von f _BT keine εtreng symmetrische

Übertragungsfunktion aufweisen. Den Einfluß dieser Unsymmetrien kann man durch Verminderung der Durchlaßbandbreite des dezimierenden Tiefpasses TP für den PLL-Teil verkleinern. An das AFC/PLL-Tiefpaßfilter sind folgende Forderungen zu stellen:

- hohe Sperrdämpfung zur Symmetrierung deε AZSB-Signalε,

- Sperrbereichεgrenze fg = f _A /M = f _A '

- Dezimationεfaktor M = 32 (64) .

Keine Forderungen an den Frequenzgang im Durchlaßbereich: - langsamer Abfall bis f _s (AFC)

- steiler Abfall, erhöhte Mittelungεdauer εehr εchmalbandig, um Unsymmetrien, bedingt durch vorangehende Filterrippel zu vermindern (PLL) .

Aufgrund dieser Forderungen könnte man für AFC und PLL getrennte Tiefpässe vorsehen. Um Aufwand zu sparen, wird aber das AFC-Tiefpaßfilter TP1 als Vorfilter für daε PLL-Tiefpaßfilter TP2 benutzt (Figur 2) .

Für die Struktur deε PLL-Tiefpaεεeε εei zunächεt der PLL-Tiefpaß komplett als ein Filter betrachtet - unabhängig vom Teilfilter TP1 und noch nicht in TPl/2 aufgeteilt.

Bei einem Weißbild (etwa worst caεe) liegen die Spektrallinien im Abstand der Zeilenfrequenz f2 = 15,625 kHz. Um diesen Fall optimal zu bedienen, wäre eine Mittelung über N = 905 ungefähr f _A /fz = 904,84 sinnvoll. Der nächstgrößere Wert, der nachfolgend als Basiεwert verwendet wird, iεt N = 1024 = 2 ⁵ • 2 ⁵ waε wiederum zu günεtigen Realiεierungen führt. Der erεte Dämpfungspol liegt dann bei f _A /N = f _∞ = 13,80681 kHz _un( ^ die weiteren Pole bei ganzzahligen Vielfachen hiervon. Die Mittelung über N = 1024 Werte, ohne Abtastratenverminderung bedeutet: n± = 1 = — - , wobei l = 1, ....N.

¹ 1024 N Weiter sei vorausgesetzt, daß N = P • Q; N, P, Q Elemente aus der Menge der natürlichen Zahlen IN, in mindestens zwei ganze Zahlen faktorisierbar iεt. Die Übertragungsfunktion hat die Formel

was sich mit N = P • Q aufεpalten läßt in

Die Realisierung gemäß H(z) in der nichtfaktorisierten Form erfordert N-l Addierer in einem Transverεalfilterblock (Figur 16) . In der faktoriεierten Form εind (Q-1)+(P-1) = P+Q-2<<N Addierer erforderlich (Figur 17). Also zwei Transversalfilterblöcke TQ und TP. Die Skalierung

1 mit — kann auf die beiden Teilfilter TQ und TP gemäß Figur N

1 1

17 als — vor dem ersten Teilfilter und als — vor dem

Q P zweiten Teilfilter realisiert werden. Damit wird eine optimale Skalierung für die beiden Teilfilter TQ und TP erreicht.

Weitere Aufwandsverminderungen lassen sich erzielen (zusätztliche Einsparungen von Addierern) , wenn P und/oder Q noch weiter faktorisierbar sind:

Q = IlQi wobei gilt Q _j _ S iN P = IlP _j _ wobei gilt P- _j _ e ιN.

Im Extremfall εind alle Teilfaktoren Primzahlen.

Mit der aufwandsgünstigen Struktur gemäß Figur 17 lassen sich auch sehr aufwandsgünεtig Mittelungsfilter realisieren, die den errechneten Mittelwert mit verminderter Abtastfrequenz abgeben, wobei der Dezimationsfaktor M ≠ N der Mittelungsfaktor ist. Soll das Mittelungsfilter dezimieren, so wählt man: M = Q.

In diesem Fall (Figur 18) nimmt das TQ-Filter die Abtastwerte im Abstand T auf und gibt alle QT-Takte einen Summenwert an das TP-Filter weiter. Das heißt, das P-Filter arbeitet vollständig bei der Ausgangsabtastfrequenz f _A ^AUS = 1/ (QT) = 1/T' . Deεhalb εind alle Verzδgerungεglieder QT durch ein Verzögerungεelement realiεierbar (Figur 18) . Alternativ zu Figur 18 kann daε TQ-Filter zur Dezimation aufwandεgünεtig in rekurεiver Struktur realisiert werden. Dieseε um M = Q dezimierende TQ-Mittlungsfilter (Mittelung über Q-Werte) ist in Figur 19 dargeεtellt mit nur einem Verzögerungεelement T in der Rückkoppelschleife.

Die Anwendung der beschriebenen Erkenntnisse auf die PLL gemäß Figur 2 zeigt, daß die Aufspaltung gemäß Figur 17 bzw. Figur 18 genau der Kaskade der Teilfilter TP1 und TP2 entspricht, wenn TP1 ein Q = 32 Mittelungsfilter mit M = Q = 32 ist. Das Teilfilter TP2 weist dann ebenεo P = 32 Koeffizienten auf, wenn die Geεamtmittelungsdauer des PLL-Filters N = P • Q = 1024 ist. Möchte man die PLL-Mittelungsdauer vergrößern, inεbesondere zur Verminderung des Jitters, so kann einfach P erhöht werden. Zur weiteren Aufwandsverminderung ließe sich P = 32 noch weiter faktoriεieren. Mindestens einer der Dezimationsfaktoren sollte vorzugεweise eine Zweierpotenz sein.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist dem

Teilfilter TP2 ein Begrenzer BG nachgeschaltet (gestrichelt in Figur 2) , dessen Schwelle insbesondere mit dem Abschalten der AFC-Regelschleife auf kleinere Werte gesetzt werden kann. Durch die kleine Bandbreite (große Mittelungsdauer) beim Zusammenwirken der Teilfilter TP1 und TP2 werden

Signalsprünge in der PLL-Schleife bereitε stark eingeebnet, weshalb die Wirksamkeit des Begrenzerε eingeschränkt ist. Die Hauptaufgabe des Begrenzers ist es, Sprünge deε Signalε in der Schleife, die vom Bildinhalt herrühren, z.B. unzureichende Schleifenfilterung, abzukappen, um dadurch den modulationsabhängigen Phasenjitter zu vermindern. Der Begrenzer kann bei geeigneter Festlegung der Kappungεεchwelle auch bewirken, daß die PLL nur während der Synchronisation arbeitet; d.h. bei fehlender Modulation, und während des Bildinhalts außer Betrieb ist.