Die Erfindung betrifft ein Hörhilfsgerät mit einem Mikrofon, einem Übertra¬ gungsteil zur Signal Verarbeitung und einem Ausgangsverstärker mit daran an¬ geschlossenem Hörer.

Ausgangsverstärker für Hörhilfsgeräte sollten neben geringen Verzerrungen einen geringen Energiebedarf, selbst bei hoher Ausgangsleistung, aufweisen .

K lasse- B-Verstärker haben einen besseren Wirkungsgrad als A- Verstärker . Verstärker dieser Art sind bei Hörgeräten auch bisher üblich gewesen .

Ausgangsverstärker in Form von Schaltverstärkern haben einen noch besseren Wirkungsgrad, da die Verluste in den Schaltern theoretisch Null sein können .

Bekannte Schaltverstärker verwenden die Pulsbreitenmodulation .

Beispiele solcher D- Verstärker sind z .B . in der Europäischen Patentanmeldung o 590 903 AI der Exar- Corporation und in der US-A 5, 247,581 der Exar-Cor- poration sowie den US-A 4,689,819 und US-A 4,592,087 der Industrial Research Products Inc . offenbart und ausführlich beschrieben .

Solche D-Verstärker arbeiten im Prinzip wie folgt:

Die im Ultraschallbereich liegende Rechteckimpulsfolge eines Oszillators wird einem Integrator zugeführt, dem außerdem die Ausgangsspannung eines Nieder¬ frequenzsignals zugeführt wird, das von einem Mikrofon über einen Verstärker¬ zug ankommt und als Vorspannung dient. Das Ausgangssignal des Integrators ist dann eine Dreiecks- Impulsfolge, deren Nulldurchgänge durch die dem

Integrαtor zugeführte, im Hörfrequenzbereich liegende Vorspannung variiert werden . D .h . , durch diese niederfrequente Vorspannung werden die Null¬ durchgänge des Dreieckssignals von einem zur Symmetrieachse symmetrischen Verlauf ohne Vorspannungssignal variabel zu unsymmetrischen Verhältnissen verschoben, wobei die Unsymmetrie bezüglich Vorzeichen und Größe eine kontinuierlich sich ändernde Funktion der Amplitude des niederfrequenten Eingangssignals ist.

Diese Nulldurchgänge werden dann zum Steuern des Zeitpunktes und der Pola¬ rität des Ausgangssignals einer polaritätsumkehrenden, symmetrischen CMOS- Schalt- Treiberstufe verwendet, die die Dauer der positiven und negativen Schaltimpulse entsprechend der zeitlichen Verschiebung zwischen den Null¬ durchgängen des Integrator-Ausgangssignals variiert, und damit ein impulsτ moduliertes Ausgangssignal an den Hörer mit einem Frequenzspektrum im Niederfrequenzbereich abgibt, das ein verstärktes Abbild des Ausgangssignals des Mikrofons darstellt.

Solche mit Impulsbreitenmodulation arbeitende D-Verstärker haben einen sehr guten Wirkungsgrad und weisen fast keine Kreuzmodulation auf .

Ein Nachteil der D-Verstärker mit Impulsbreitenmodulation besteht darin, daß die Impulsbreite entweder kontinuierlich oder in ganz kleinen Schritten verän¬ dert werden sollte, wenn ein hohes Signal- zu Rausch-Verhältnis erreicht werden sol I .

Die bekannten Klasse D-Ausgangsverstärker verwenden eine kontinuierliche Modulation, d .h . eine kontinuierliche Variation der Impulsbreite und benö¬ tigen daher ein kontinuierliches Ausgangssignal des Mikrofons als Eingangssignal , Wenn die dem Ausgangsverstärker vorangehende Signalverarbeitung zeitdiskret und / oder amplitudendiskret erfolgt, dann muß dieses digitale Signal zunächst,

z .B. in einen Hαltenetzwerk oder einen Digitαl/Anαlog-Wαndler umgewandelt werden . Dies stellt einen kaum vertretbaren zusätzlichen Aufwand dar .

Durch die Erfindung soll daher ein Hörhilfsgerät mit einem neuartigen wesent¬ lich einfacheren Ausgangsverstärker vorgeschlagen werden, bei dem ein relativ hohes Signal/Rauschverhältnis erreich-bar ist, bei extrem niedrigem Leistungs¬ bedarf und hoher Ausgangsleistung, mit geringsten Verzerrungen und jeglichem Fehlen von Kreuzmodulation sowie einer möglichen Ansteuerung des Ausgangs¬ signals mit einem digitalen oder einem analogen Eingangssignal . Der Ausgangs¬ verstärker kann dabei vollständig als digitale hochintegrierte CMOS-Schaltung aufgebaut werden .

Dies wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 erreicht.

Weitere Merkmale der Erfindung sind den weitem Ansprüchen im einzelnen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben .

In den Zeichnungen zeigt:

Fig . 1 ein Prinzipschaltbild eines Hörhilfsgerätes mit einem Aus¬ gangsverstärker gemäß der Erfindung;

Fig . 2 einen in dem Ausgangsverstärker des Hörhilfsgerätes ver¬ wendeten Signa Ikonverter und

Fig . 3 Impulsdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des

Ausgangsverstärkers des Hörhilfsgerätes .

Fig. 1 zeigt beispielsweise ein Hörhilfsgerät mit einem neuartigen Ausgangsver¬ stärker, dessen Einsatz allerdings nicht auf die Verwendung in Hörhilfsgeräten beschränkt ist, sondern allgemein bei digitalen Verstärkern anwendbar ist, wo es auf ein hohes Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal ankommt.

Bei dem in Fig . 1 rein schematisch dargestel lten Hörhilfsgerät wird das akusti¬ sche Signal von einem Mikrofon 1 aufgenommen und in einem Tiefpaßfilter als Antialiasingfil ter auf einen bei Hörhilfsgeräten üblichen Frequenzbereich be¬ schränkt. Dieses niederfrequente Signal wird nun in einem Signalprozessor 3 einer Signal Verarbeitung unterzogen . Darunter ist z . B . zu verstehen, daß das analoge Eingangssignal entweder analog in der Weise weiterverarbeitet wird, daß die Verstärkerkenn linie des Signalprozessors an die für den jeweiligen Hörschaden oder Hörverlust seines Trägers bezüglich al ler erforderlichen Vari¬ ablen angepaßt wird .

Derartige, von der Frequenz abhängige beeinflußbare Variable sind z .B. die Verstärkung der einzelnen Stufen, der Begrenzungspegel , die Kompressions¬ schwel le, die automatische Verstärkungsregelung mit ihren Ansprech- und Abfallzeiten, eine Kombination von Kompression und Expansion oder überhaupt ein nichtlinearer Verlauf der Verstärkung einzelner Stufen oder insgesamt aller Stufen, sowie der Ausgangs-Schal Idruckpegel .

Andererseits wird man wohl vorzugsweise eine digitale Signalverarbeitung vorsehen . In diesem Fal l müßte der Signalprozessor eingangsseitig einen Digi¬ tal -Ana log- Wandler enthalten, für den ein eigener Taktgenerator für die Takt¬ gabe erforderlich wäre . Dies ist allgemeiner Stand der Technik . Selbstverständ¬ lich sind dann al le oben genannten variablen Funktionen in digitaler Technik darstellbar.

Auf den Signa Iprozessor 3 folgt dann ein neuartiger Ausgangsverstärker. Dieser besteht im wesentlichen aus einem Signalkonverter 4, der im wesentlichen ein ist. Dieser Signalkonverter enthält als erstes eine Subtrahier¬ stufe 5 mit zwei Eingängen, nämlich einem positiven Eingang und einem nega¬ tiven Eingang, wobei der positive Eingang am Ausgang des Signalprozessors 3 angeschlossen ist . Auf diese Subtrahierstufe 5 folgt ein Tiefpaßfilter 6. In der einfachsten Ausführung könnte das Tiefpaßfilter 6 ein Integrator sein . An diesem Integrator 6 ist eine Vergleichsstufe 7 mit Haltenetzwerk angeschlos¬ sen . Der Ausgang dieser Vergleichsstufe ist über eine RUckkopplungsverbindung mit dem negativen Eingang der Subtrahierstufe 5 verbunden . Außerdem ist ein Hochfrequenz-Taktgenerator 8 vorgesehen, der ein hochfrequentes Taktimpuls¬ signal mit einer Frequenz im Bereich von etwa 1 MHz an die Vergleichsstufe

7 abgibt . Der Ausgang des Signa Ikon verters 4 ist über eine Tiefpaßfun tion mit dem Hörer 10 verbunden .

Ein für den Signa Iprozessor 3 erforderlicher Taktgenerator mit wesentlich niedrigerer Frequenz wird vorzugsweise durch den Hochfrequenz Taktgenerator

8 synchronisiert. Dies kann beispielsweise in einfacher Weise durch Frequenz¬ teilung mit einem Faktor M erreicht werden . Eine typische Taktfrequenz für den Signa Iprozessor 3 könnte etwa 32 kHz sein .

Die Wirkungsweise des Signalkonverters 4 soll anhand der Figuren 2 und 3 erläutert werden .

Das hochfrequente Taktsignal 11 des Taktgenerators 8 wird, wie bereits erwähnt, der Vergleichsstufe 7 zugeleitet. Das digitale Eingangssignal 12 in Fig . 3 (eine extrem vereinfachte Darstellung) wird der Subtrahierstufe an ihrem positiven Eingang zugeführt . Das Ausgangssignal 14 des Signalkonverters 4 gelangt über eine Rückkopplungsverbindung an den negativen Eingang der Subtrahierstufe und wird dort vom Eingangssignal 12 subtrahiert.

Dαs dabei entstehende Ausgangssignal wird dem Integrator 6 (der hier das Tiefpaßfilter darstel lt) zugeführt und dort zum Ausgangssignal 13 integriert. Dieses Signal 13 wird in der Vergleichsstufe 7 mit Haltenetzwerk synchron mit den Flanken des hochfrequenten Taktsignals in das Ausgangssignal 14 umgewandelt, das nur zwei mögliche Werte aufweist, die hier der Einfah- heit halber als +1 und - 1 dargestellt sind .

Das Eingangssignal 12 sol l zunächst den Wert -0,5 haben . Das integrierte Signal 13 steigt dann von - 1 ,5 auf Nul l an, was einen ersten Ausgangsimpuls¬ übergang von - 1 au +1 zur Folge hat. Das integrierte Signal fällt dann wie¬ der auf -1 ,5 ab, wonach das Aυsgangssignal 14 wieder den Wert -1 annimmt .

Der nachfolgende Anstieg des Eingangssignals 12 auf den Wert Nul l be¬ wirkt einen steileren Anstieg des integrierten Signals 13 auf den Wert 0,5. Für die Dauer des Eingangssignalpegels 0 erhält man dann über die Integra¬ tion die entsprechenden Signalwerte des Ausgangssignals 14 zwischen - 1 und + 1 , wobei jeweils die Werte - 1 dem unterenWert des integrierten Signals und die Werte +1 dem oberen Wert des integrierten Signals entsprechen .

In gleicher Weise werden die weiteren Werte des Eingangssignals von 0,3, 0,6 und 1 ,0 über die Integration in entsprechende Impulse des Ausgangssignals 14 umgewandelt . D .h . in dem Ausgangssignal 14 ändert sich das Verhältnis von positiven Werten zu negativen Werten je Zeiteinheit in Abhängigkeit vom Eingangssignal 12.

Es ist ohne weiteres einleuchtend, daß dies eine sehr stark vereinfachte, stark gedehnte Darstel lung ist. Eine Takrfrequenz von etwa 1 MHz ließe sich zeich¬ nerisch nicht darstel len . Außerdem sind die Ampl itudenänderungen extrem vereinfacht als grobe Stufen dargestellt.

7493 PCI7EP95/02033

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Bei der Umwandlung eines niederfrequenten Analogsignals in ein digitales Signal durch zeitdieskrete und/oder amplitudendiskrete Umwandlung wird das Analogsignal quantisiert. Die in Fig. 3 gezeigten Stufen des Eingangssig¬ nals 12 stehen also stellvertretend für entsprechende Amplitudenschritte eines qυantisierten Analogsignals .

Während man normalerweise bei einer Impulsbreitenmodulation üblicher Art mit Taktimpulsfrequen zen von z . B . 100 kHz auskommt, sind im vorliegenden Fall zur Erzielung eines großen Verhältnisses von Nutzsignal zu Störsignal wesentlich höhere Taktimpulsfrequenzen erforderlich, die beispielsweise im Bereich von 1 MHz liegen können .

Es ist offensichtlich, daß das Ausgangssignal 14 des Signalkonverters 4 neben dem erwünschten verstärkten niederfrequenten Anteil einen starken hochfre¬ quenten Signalanteil enthält, der natürlich ein unerwünschtes Störsignal darstellt, das z .B. durch ein passives Tiefpaßfilter entfernt werden muß.

Verwendet man diesen Ausgangsverstärker in einem Hörhilfsgerät, dann kann die Induktivität der Schwingspule des Hörers und die Tiefpaßeigenschaften des mechanischen und akustischen Systems des Hörhilfsgerätes und des menschlichen Ohres diese Tiefpaßfunktion vollkommen übernehmen, so daß ein gesondertes Tiefpaßfilter entbehrlich erscheint.

Dieser neuartige, insbesondere für Hörhilfsgeräte geeignete Ausgangsverstär¬ ker hat eine Reihe von Vorteilen . Al le Impulsflanken sind mit einer bekannten Taktimpulsfrequenz synchronisiert, die zudem dazu verwendet werden kann, den für den vorgeschalteten Signa Iprozessor erforderlichen, bei wesentlich niedrigerer Taktfrequenz arbeitenden Taktimpulsgenerator zu synchronisieren .

Außerdem kann das Eingangssignal des Ausgangsverstärkers ein digitales Signal sein, und der Ausgangsverstärker kann als reine Digitalschaltung konzipiert werden . D.h . aber, daß die gesamte Schaltung als digitale Schaltung aufge¬ baut werden kann, wobei lediglich am Eingang des Signal rozessors 3 ein Analog/Digital-Wandler vorzusehen wäre . Daraus ergibt sich die weitere Möglichkeit, die gesamte Schaltung in C-MOS- Technik als hoch integrierte Schaltung aufzubauen .