Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenzverstärkeranordnung, die geeignet ist, Ausgangsleistungen > 1 kW bei Frequenzen > 2 MHz zur

Plasmaanregung zu erzeugen, umfassend :

a. zwei Transistoren, die mit ihrem Source- bzw. Emitteranschluss jeweils mit einem Masseverbindungspunkt verbunden sind, wobei die Transistoren gleichartig ausgebildet sind und an einer

mehrlagigen Leiterkarte angeordnet sind,

b. einen Leistungsübertrager, dessen Primärwicklung mit den Drainbzw. Kollektoranschlüssen der Transistoren verbunden ist.

Es ist bekannt, für die Erzeugung von Leistungen, die geeignet sind, ein Plasma anzuregen, Transistoren, insbesondere Bipolartransistoren oder LDMOS-Transistoren, einzusetzen. Zur Plasmaanregung ist es

insbesondere wünschenswert, die Hochfrequenzverstärkeranordnung im Klasse F Verstärkerbetrieb oder in der Klasse F-Invers betreiben zu können. Hierbei kann es zu einer erheblichen Wärmeentwicklung kommen, insbesondere dann, wenn Leistung von einer Last reflektiert wird und in der Hochfrequenzverstärkeranordnung in Wärme umgesetzt werden muss. Unterschiedliche Verstärkeranordnungen werden z.B. in den folgenden Schriften gezeigt: US2009/0027936 AI, US2010/0148866 AI,

US7,221,102 B2, US5,835,367 A, US2008/0272875 AI,

US2013/0038226 AI .

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Hochfrequenzverstärkeranordnung bereit zu stellen, die auch im Dauerstrichbetrieb ohne Lüfter auskommt.

Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch eine Hochfrequenzverstärkeranordnung, die geeignet ist, Ausgangsleistungen > 1 kW bei Frequenzen > 2 MHz zur Plasmaanregung zu erzeugen, umfassend :

a. zwei Transistoren, die mit ihrem Source- bzw. Emitteranschluss jeweils mit einem Masseverbindungspunkt verbunden sind, wobei die Transistoren gleichartig ausgebildet sind und an einer

mehrlagigen Leiterkarte angeordnet sind,

b. einen Leistungsübertrager, dessen Primärwicklung mit den Drainbzw. Kollektoranschlüssen der Transistoren verbunden ist,

c. wobei die Primärwicklung und die Sekundärwicklung des

Leistungsübertragers jeweils als planare Leiterbahnen ausgeführt sind, die in unterschiedlichen oberen Lagen der mehrlagigen

Leiterkarte angeordnet sind.

Als Transistoren sind dabei vorzugsweise zwei Bipolartransistoren oder zwei LDMOS-Transistoren vorgesehen. Diese eignen sich besonders für einen Pushpull-Betrieb. Unter einer oberen Lage der mehrlagigen Leiterkarte wird dabei eine Lage verstanden, die nicht die unterste Lage der Leiterkarte ist. Die planaren Leiterbahnen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung sind dabei vorzugsweise in das Leiterkartenmaterial eingebettet und befinden sich in unterschiedlichen Ebenen, d.h. sie sind voneinander beabstandet und zwischen den Leiterbahnen ist Leiterkartenmaterial angeordnet. Mit einer solchen Anordnung ist eine gute Wärmeabfuhr möglich. Weiterhin ist es mit einer solchen Anordnung möglich, dass im idealen Pushpull-Betrieb fü „Differential Mode"-Signale die Grundwelle, d.h. das von der

Hochfrequenzverstärkeranordnung erzeugte Hochfrequenzsignal bei einer vorgegebenen Grundfrequenz (die die Arbeitsfrequenz der

Hochfrequenzverstärkeranordnung ist) und ungeradzahlige Harmonische ausschließlich im Gegentakt und geradzahlige Harmonische ausschließlich im Gleichtakt angeregt werden. Durch die Wahl des

Windungsverhältnisses der Primärwicklung zur Sekundärwicklung kann be der Grundfrequenz eine Impedanz für jeden der beiden Transistoren je nach gewünschtem Verhalten der Verstärkeranordnung zur Verfügung gestellt werden. Die geraden und ungeraden harmonischen

Frequenzanteile, die bei der Anregung der

Hochfrequenzverstärkeranordnung aufgrund von Nichtlinearitäten der Transistoren entstehen können, können bezüglich der Impedanz der Grundwelle mit einem höherreflektiven Abschluss abgeschlossen werden, um bei diesen Frequenzen weniger Energie umzusetzen und den

Wirkungsgrad zu erhöhen. Ein höherreflektiver Abschluss für eine harmonische Frequenz ist ein Abschluss, der einen höheren

Reflektionsfaktor aufweist, als der bei der Grundwelle. Ein höherreflektive Abschluss kann zum Beispiel ein Kurzschluss oder ein Leerlauf für die entsprechende harmonische Frequenz sein. Dies kann durch zusätzliche auf die entsprechende harmonische Frequenz abgestimmte Filter erfolgen Die Phase der Reflektionsfaktoren kann so gewählt werden, dass Strom- und Spannungswellenform an den Transistoren derart geformt werden, dass es zu einer minimalen Überlappung kommt. Somit entsteht eine verringerte Verlustleistung an den Transistoren.

Die Primär- und die Sekundärwicklung können vertikal miteinander gekoppelt sein. Durch den Abstand und des dazwischen liegende Material kann die Kopplung beeinflusst werden.

Dabei kann die Primärwicklung unter der Sekundärwicklung angeordnet sein.

Die Transistoren können in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet sein. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die Transistoren in einer Baugruppe (Package) angeordnet sind. Dadurch ergibt sich eine kompakte Bauweise und ein geringerer Herstellungsaufwand.

Der vertikale Abstand der Primärwicklung von der Sekundärwicklung kann kleiner sein als die halbe Breite einer Leiterbahn, aus der die

Primärwicklung oder die Sekundärwicklung ausgebildet ist. Dadurch kann ein Kompromiss zwischen erhöhter magnetischer Kopplung (kleiner Abstand) und verringerter kapazitiver Kopplung (großer Abstand) erreicht werden.

Die unterste Lage der mehrlagigen Leiterkarte kann als metallische

Schicht ausgebildet sein, die als Bezugsmasse dient. Diese metallische Schicht kann auch verwendet werden, um einen guten Wärmeübergang zu einer Kühlplatte herzustellen. Daher kann vorgesehen sein, dass die Leiterkarte auf einer metallischen Kühlplatte angeordnet ist.

Der vertikale Abstand der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Leistungsübertragers zur untersten Lage der Leiterkarte kann größer sein als der Abstand der Primärwicklung zu der Sekundärwicklung. Dadurch kann sichergestellt werden, dass der Kapazitätsbelag von den Lagen, in denen die Wicklungen angeordnet sind, zu Masse und die kapazitive Kopplung zwischen den Lagen, in denen die Wicklungen angeordnet sind, für das gewünschte Anpassverhalten, d.h. ideale Transformation, klein genug ist und andererseits auch der thermische Widerstand zur Kühlplatte klein genug ist, um Verluste in der Primärwicklung und der

Sekundärwicklung Richtung Kühlplatte abführen zu können.

Die horizontale Erstreckung der Primärwicklung und der Sekundärwicklung in horizontaler Längsrichtung und in horizontaler Querrichtung der

Leiterkarte kann jeweils < λ/30 sein, wobei λ die Wellenlänge des durch die Hochfrequenzverstärkeranordnung erzeugten Hochfrequenzsignals ist.

Es kann jeweils eine Kapazität, insbesondere ein Kondensator, parallel zur Primärwicklung und zur Sekundärwicklung des Leistungsübertragers geschaltet sein. Diese Kapazität, beispielweise ausgebildet als

konzentrierter Kondensator, kann zusammen mit der jeweiligen

Eigeninduktivität der Primärwicklung oder der Sekundärwicklung bei der Grundfrequenz eine hohe Impedanz darstellen, insbesondere nahe der Parallelresonanz. Auf der Primärseite des Leistungsübertragers kann diese Kapazität in Teilen aus der Ausgangskapazität des Transistors gebildet werden. Die Parallelkapazität auf der Primärseite kann sich weiterhin aus einer Kombination von Gegentaktkapazität zwischen den beiden Drains bzw. Kollektoren des Transistorpaars und den Gleichtaktkapazitäten jeweils von den beiden Drains bzw. Kollektoren in Richtung Masse zusammensetzen.

Die Primärwicklung kann symmetrisch ausgestaltet werden, so dass die Primärseite für beide Transistoren dieselbe Last zeigt. Dadurch entsteht ein hochohmiger Abschluss im Vergleich zur Grundwellenimpedanz, so dass zweite Harmonische bei Gleichtaktanregung hochohmig belastet ist. Die Windungszahlen für die Primärwicklung und die Sekundärwicklung des Leistungsübertragers können so gewählt werden, dass eine gewünschte Impedanztransformation entsteht. Insbesondere kann das

Windungszahlverhältnis 1 : 2 sein, bevorzugt kann die Primärwicklung eine Windung und die Sekundärwicklung zwei Windungen aufweisen.

Die Primärwicklung des Leistungsübertragers kann zur DC-Versorgung der Transistoren eine Mittelpunktanzapfung aufweisen.

An die Mittelpunktanzapfung kann ein Netzwerk mit einer Induktivität und/oder einem Kondensator angeschlossen sein. Dadurch können geradzahlige Harmonische terminiert werden. Eine Serienschaltung aus diesem Netzwerk und der halben Primärwicklung an der

Mittelpunktanzapfung sollte für die doppelte Grundfrequenz hochohmig ausgelegt sein.

Die Drains bzw. Kollektoren der Transistoren können durch eine

Serienschaltung umfassend eine Induktivität und einen Kondensator verbunden sein. Bei dem Kondensator kann es sich um einen

konzentrierten oder um einen verteilten Kondensator handeln. Die

Serienschaltung aus Induktivität und Kondensator kann derart

dimensioniert werden, dass bei der dritten Harmonischen ein

niederohmiger Abschluss erzielt wird. Quantitativ kann so ein im Vergleich zur Grundwellenimpedanz niederohmiger Abschluss realisiert werden.

Die Induktivität der Serienschaltung kann als planare Induktivität auf einer oberen Lage der Leiterkarte ausgebildet sein. Die unterste Lage der Leiterkarte dient hier wiederum als Masselage und stellt einen

niederohmigen Wärmepfad für die Verlustleistung in Richtung Kühlplatte dar. Zur Ansteuerung der Transistoren kann ein Signalübertrager vorgesehen sein, dessen Sekundärwicklung mit einem ersten Ende mit dem Gate bzw. Basisanschluss des einen Transistors verbunden ist und mit einem zweiten Ende mit dem Gate bzw. Basisanschluss des anderen Transistors

verbunden ist.

Höhere als vierte Harmonische haben auf die Leistung der Hochfrequenzverstärkeranordnung nur eine geringe Auswirkung. Optional können sie direkt an den Drains bzw. Kollektoren in Richtung Masse über jeweils einen Kondensator niederohmig verbunden werden. Auf diese Art und Weise kann die Anregung parasitärer Resonanzen durch sehr hohe

Harmonische verhindert werden und kann die Stabilität maßgeblich verbessert werden.

Eine erfindungsgemäße Hochfrequenzanregungsanordnung ist geeignet, einen annähernd halbsinusförmigen Spannungsverlauf sowie einen annähernd rechteckförmigen Stromverlauf zu erzeugen. Dies entspricht einem Klasse F-Invers-Betrieb bzw. je nach Wahl der

Grundwellenimpedanz und der entsprechenden Harmonischen einem Fall aus dem Klasse F-Invers-Kontinuum.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigen, sowie aus den Ansprüchen. Die dort gezeigten

Merkmale sind nicht notwendig maßstäblich zu verstehen und derart dargestellt, dass die erfindungsgemäßen Besonderheiten deutlich sichtbar gemacht werden können. Die verschiedenen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen bei Varianten der Erfindung verwirklicht sein. In der schematischen Zeichnung sind Ausführungsbeispiele der Erfindung in verschiedenen Stadien der Benutzung dargestellt und in der

nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.

Es zeigen.

Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Hochfrequenzverstärkeranordnung;

Fig. 2 eine perspektivische Darstellung eines planaren

Leistungsübertragers;

Fig. 3 eine Schnittdarstellung durch eine Leiterkarte einer

Hochfrequenzverstärkeranordnung;

Fig. 4 Strom- und Spannungsverläufe, die sich an den Transistoren der Hochfrequenzverstärkeranordnung einstellen.

Die Figur 1 zeigt eine erste Ausführungsform einer

Hochfrequenzverstärkeranordnung 1. Die Hochfrequenzverstärkeranordnung 1 umfasst eine Leiterkarte 2, an der eine Baugruppe 3 angeordnet ist. Die Leiterkarte 2 kann eine Mehrlagenleiterkarte sein. Die Baugruppe 3 weist zwei als LDMOS-Transistoren ausgebildete Transistoren Sl, S2 auf, die gleichartig ausgebildet sind und die mit ihrem

Sourceanschluss jeweils mit einem Masseverbindungspunkt 5 verbunden sind. Die Baugruppe 3 kann auf einem Substrat angeordnet sein. Die Baugruppe 3 kann in einem Gehäuse angeordnet sein. Das Gehäuse der Baugruppe 3 kann in einer Durchgangsausnehmung in der Leiterkarte 2 angeordnet sein. Die Anschlüsse der Baugruppe 3 können auf der

Leiterkarte 2 kontaktiert sein. Mit ihren Drainanschlüssen sind die Transistoren Sl, S2 jeweils mit einem Ende einer Primärwicklung 6 eines Leistungsübertragers 7, der Teil eines Ausgangsnetzwerks ist, verbunden. Die Sekundärwicklung 4 des

Leistungsübertragers 7 ist zum einem mit Masse 8 und zum anderen mit einem Hochfrequenzausgang 9 verbunden.

Die Sourceanschlüsse der Transistoren Sl, S2 sind über jeweils einen Kondensator 32, 33 mit Masse verbunden. Diese Verbindung erfolgt über eine Durchkontaktierung in den Hitzeverteiler der Transistoren Sl, S2.

Die Hochfrequenzverstärkeranordnung 1 weist weiterhin einen

Signalübertrager 10 auf, der eine Primärwicklung 11 aufweist, die beispielsweise über ein Anpassnetzwerk 18 an einen Hochfrequenzeingang 12 angeschlossen ist. Die Sekundärwicklung 13 des Signalübertragers 10 ist zum einen über ein resistives Element 14, insbesondere einen

Widerstand, mit dem Gateanschluss 15 des Transistors Sl verbunden. Zum anderen ist die Sekundärwicklung 13 über ein resistives Element 16, insbesondere einen Widerstand, mit dem Gateanschluss 17 des

Transistors S2 verbunden. Die resistiven Elemente 14, 16 und die

Sekundärwicklung 13 sind somit in Reihe geschaltet. Der Signalübertrager 10 ist ebenfalls auf der Leiterkarte 2 angeordnet, genauso wie der

Leistungsübertrager 7.

Die Leiterkarte 2 liegt flächig auf einer Kühlplatte 25 auf, die ebenfalls mit Masse 26 verbindbar ist. Die Baugruppe 3 kann zur Kühlung auf einer Kupferplatte montiert sein. Die Kupferplatte kann zur Wärmeübertragung von der Baugruppe 3 zur Kühlplatte 25 , und insbesondere zur

Wärmespreizung, dienen. Die Kupferplatte kann in der gleichen

Durchgangsausnehmung in der Leiterkarte 2 angeordnet sein, wie die Baugruppe 3. Die Kupferplatte kann eine größere Fläche aufweisen, als die der Kühlplatte 25 zugewandte Fläche der Baugruppe 3. Die

Durchgangsausnehmung kann stufig ausgestaltet sein, angepasst zu den Flächen der Kupferplatte und der Baugruppe 3.

Die Figur 1 zeigt weiterhin, dass parallel zur Primärwicklung 6 des

Leistungsübertragers 7 eine Kapazität 35 vorgesehen ist. Parallel zur Sekundärwicklung 4 des Leistungsübertragers 7 ist ebenfalls eine

Kapazität 36 vorgesehen.

Die Primärwicklung 6 des Leistungsübertragers 7 weist eine

Mittelpunktanzapfung 37 auf, die zur DC-Versorgung der Transistoren Sl, S2 dient. An die Mittelpunktanzapfung 37 ist ein Netzwerk 38

angeschlossen, das eine Induktivität und/oder einen Kondensator aufweisen kann. Insbesondere kann eine Serienschaltung aus einem

Kondensator und einer Induktivität vorgesehen sein. Alternativ könnte eine Kapazität gegen Masse und eine serielle Induktivität vorgesehen sein.

Die Drains bzw. Kollektoren der Transistoren Sl, S2 sind durch eine

Serienschaltung 40, umfassend eine Induktivität 41 und einen

Kondensator 42 verbunden. Diese Serienschaltung 40 dient als

niederohmiger Abschluss der dritten Harmonischen.

Optional kann weiterhin ein Anpassnetzwerk 43 vorgesehen sein, welches zwei Kondensatoren 44, 45 aufweist, deren Verbindungspunkt mit Masse verbunden ist. Damit kann die Primärwicklung 6 des Leistungsübertragers 7 getunt werden.

Figur 2 zeigt den Leistungsübertrager 7. Die Primärwicklung 6 ist unter der Sekundärwicklung 4 angeordnet. Die Primärwicklung 6 weist dabei eine Windung auf, während die Sekundärwicklung 4 zwei Windungen aufweist. Die Primärwicklung 6 und die Sekundärwicklung 4 nehmen in etwa die gleiche Fläche ein. Die Erstreckung in x-Richtung und in y- Richtung, d.h. in Längsrichtung und in Querrichtung der Leiterkarte 2, beträgt dabei jeweils weniger als λ/30, wobei λ die Wellenlänge des zu erzeugenden Hochfrequenzsignals ist. Es ist auch zu erkennen, dass die Primärwicklung 6 eine Mittelpunktanzapfung 37 aufweist (die

Mittelpunktanzapfung 37 ist nicht mit der Sekundärwicklung 4 verbunden, was aus der Fig. 2 möglicherweise nicht so klar zu erkennen ist).

Sowohl die Primärwicklung 6 als auch die Sekundärwicklung 4 sind in oberen Lagen der Leiterkarte angeordnet. Insbesondere sind sie über einer unteren Lage 50 der Leiterkarte angeordnet. Der Figur 2 kann man auch entnehmen, dass die Primärwicklung 6 und die Sekundärwicklung 4 jeweils aus Leiterbahnen ausgebildet sind. In der Figur 2 ist weiterhin die planare Induktivität 41 zu sehen, die ebenfalls in einer Lage der

Leiterkarte 2 angeordnet ist, sich jedoch über der Lage 50 befindet.

Die Figur 3 zeigt eine Schnittdarstellung durch eine Leiterkarte 2. Auf der Oberseite der Leiterkarte 2 sind Anschlusspads 60 zum Anschluss von diskreten Bauteilen vorgesehen. Entsprechende Anschlusspads könnten auch auf der Lage 62 sein. Die unterste Lage 50 der Leiterkarte 2 ist metallisch und flächig ausgebildet. Sie stellt eine Masseplatte dar und ist großflächig mit einer Kühlplatte 25 verbunden. In oberen Lagen 61, 62 der Leiterkarte sind die Primärwicklung 6 und die Sekundärwicklung 4 angeordnet. Der Abstand b zwischen der Primärwicklung 6 und der

Sekundärwicklung 4 ist dabei vorzugsweise weniger als die Hälfte der Breite c einer Leiterbahn der Primärwicklung 6 oder der Sekundärwicklung 4. Der Abstand d von der Primärwicklung 6 zur Lage 50 und auch der Abstand e von der Sekundärwicklung 4 zur Lage 50 ist jeweils größer als der Abstand b. In der Lage 63 können Verbindungsleitungen und auch die planare Induktivität 41 vorgesehen sein. Die Figur 4 zeigt einen Spannungsverlauf 100, der nahezu halbsinusförm ist und einen Stromverlauf 101, der im Wesentlichen rechteckförmig ist. Die Spannungs- bzw. Stromverläufe 100, 101 stellen sich an den

Transistoren Sl, S2 ein, wenn die Hochfrequenzverstärkeranordnung 1 richtig abgestimmt ist. Dabei ist zu erkennen, dass sich der

Spannungsverlauf 100 und der Stromverlauf 101 nur geringfügig überlappen, was zur Folge hat, dass in den Transistoren Sl, S2 nur eine geringe Wärmeleistung erzeugt wird.