Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Aufbau von Bandpass-Filtern aus gekoppelten Resonatoren zur hochselektiven Filterung hochfrequenter elektromagnetischer Signale in einem Betriebsfrequenzbereich, welcher oberhalb von ca. 0,5 GHz und unterhalb von ca. 100 GHz liegt.

Hochfrequenz-Bandpassfilter bilden eine wichtige Komponente in Systemen der Kommunikationstechnik, wie z.

B. im terrestrischen und satellitengestützten Rund-, Richt-und Mobilfunk als auch in Radar-und Navigationssystemen. Hierbei übernehmen z. B. in Funkempfängern einzelne Filter die Funktion der Vorselektion, also des Unterdrückens unerwünschter Interferenzsignale und Filterbänke die Funktion der Frequenzkanalisation. In Funksendern dienen einzelne Bandpassfilter u. a. zur Unterdrückung von Außerband- Spektralanteilen im Ausgangssignal der Verstärker und Filterbanke dienen in Form von Ausgangsmultiplexern zum Zusammenführen verschiedener Trägersignale auf eine gemeinsame Antenne.

Bei Hochfrequenz-Bandpassfiltern kann zunächst eine Unterscheidung zwischen aktiven und passiven Ausführungen vorgenommen werden. Bei hohen Anforderungen an die Linearität und Rauscharmut kommen nur die hier weiter betrachteten passiven Filter in Frage. Die Funktion passiver elektromagnetischer Filter beruht auf der Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie.

Bei Filtern aus diskreten Bauelementen findet die Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie separat voneinander, in einer endlichen Zahl raumlich getrennter diskreten Elemente, nämlich in Kapazitäten und Induktivitäten statt. Da die geometrischen Abmessungen dieser diskreten Bauelemente sehr viel kleiner als die Betriebswellenlänge, typischerweise kleiner als ein Zehntel der geführten Wellenlänge, sein müssen und andererseits die Leerlaufgüte dieser Bauelemente mit Verkleinerung der Abmessungen stark abnimmt, werden für steilflankige Filter oberhalb von ca. 1 GHz bevorzugt Strukturen aus gekoppelten Resonatoren anstelle von Zusammenschaltungen aus diskreten Kapazitäten und Induktivitäten benutzt.

Für die Bauformen von Resonatoren, welche die Bausteine der hier betrachteten Filterklasse darstellen, steht eine große Zahl unterschiedlicher Typen zur Auswahl. Aus koaxialen TEM-Leitungsstücken und Hohlleiterstücken werden Koaxialresonatoren bzw. Hohlraumresonatoren gebildet, bei denen das elektromagnetische Feld vollständig durch leitende Flachen eingeschlossen wird.

Diese Resonatoren können zur Volumensreduktion und zur Veränderung des raumlichen Feldverlaufs teilweise oder vollständig mit verlustarmen dielektrischen Material gefüllt werden. In dielektrischen Resonatoren erfolgt der Feldeinschluß hauptsächlich durch die Grenzfläche zwischen dem dielektrischen Material und der umgebenden Luft und das von dieser Grenzfläche nach außen räumlich abklingende Feld wird gegebenenfalls durch Metallgehäuse abgeschirmt. Planare Resonatoren, zu denen Mikrostreifenleitungs-, Streifenleitungs-und Koplanarresonatoren gehören, bestehen aus planaren Leiterbahnen auf einem dielektrischen Substrat.

Die Auswahl der Bauform der Resonatoren wird u. a. von der von der Filterspezifikation (siehe unten) erforderlichen Leerlaufgüte der Resonatoren beeinflußt.

Eine hohe Leerlaufgüte bedeutet in konventioneller Technologie eine relativ große geometrische Abmessung der Resonatoren. Andererseits ist im unteren GHz-Bereich das für die Gesamtheit aller Resonatoren eines Filters zur Verfügung stehende Volumen begrenzt. Eine Reduktion des Volumenbedarfs um ca. 50 % erhält man durch Doppelausnutzung von Resonatoren über orthogonale Moden (Dual-Mode-Resonatoren). Eine Ausnahme von der Regel, daß hohe Leerlaufgüten große geometrische Abmessungen bedeuten, erreicht man bei Verwendung gekühlter planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern. Eine weitere technologische Entwicklung in Richtung auf kompakte Hochgüteresonatoren ergibt sich aus den Fortschritten bei der Entwicklung extrem verlustarmer dielektrischer Materialien mit hoher Dielektrizitätszahl für dielektrische Resonatoren. Auf die Auswahl der Resonator- Bauform hat auch die geforderte Leistungsverträglichkeit (Erwärmung,Multipakting)-einen Einfluß.

Das elektrische Verhalten eines Bandpassfilters wird charakterisiert durch Frequenz-Bandbreite (Durchlaßbreite) und Lage des Durchlassbereichs, durch die maximale Einfügungsdämpfung und minimale Reflexionsdämpfung im Durchlaßbereich, durch die Breite der Übergangsbereiche zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich sowie durch die minimale Sperrdämpfung im Sperrbereich.

Zur weiteren quantitativen Charakterisierung der Eigenschaften einer Filterstruktur wird die Zahl N der Dämpfungs-Nullstellen (Reflexions-Nullstellen) im Durchlaßbereich und die Zahl M der Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen im Sperrbereich herangezogen. Bei dieser Charakterisierung durch Reflexions-Nullstellen und Transmissions- Nullstellen wird das Verhalten im (fiktiven) verlustfreien Fall zugrunde gelegt und Nullstellen werden entsprechend ihrer Ordnung mehrfach gezählt.

Zur Realisierung eines Bandpassfilters können NR Resonatoren untereinander so verkoppelt werden, daß das Gesamtsystem aus gekoppelten Resonatoren insgesamt N =NR Dämpfungs-Nullstellen im Bereich des Durchlaßbereichs aufweist (N=2NR bei Doppelausnutzung von Resonatoren).

Weiterhin kann durch geeignete Koppelmaßnahmen (siehe weiter unten) erreicht werden, daß in den Sperrbereichen insgesamt M<N Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen auftreten.

Aus dem Verhältnis der Ubergangsbreite zur Durchlaßbreite ("relative Steilheit der Filterflanken") folgt die Zahl N der notwendigen Dämpfungs-Nullstellen und somit die Mindestzahl notwendiger Resonatoren.

Für die folgende Beschreibung der mit der Erfindung erzielten Vorteile ist von großer Wichtigkeit, daß bei gegebener relativer Steilheit der Filterflanken die notwendige Zahl N von Dämpfungs-Nullstellen im Durchlassbereich mit wachsendem M/N monoton abnimmt. Bei gegebener Durchlaßbreite kommt man für eine verlangte Flankensteilheit mit einer geringeren Zahl N, und damit einer geringeren Zahl NR von Resonatoren aus, wenn man anstelle eines Tschebyscheff-Filters mit M = 0, ein quasi-elliptisches Filter mit M>0 verwendet. Die erforderliche Zahl N wird weiter verringert, wenn man anstelle eine quasi-elliptischen Filters mit M < N-1 ein "echt elliptisches"Filter mit M= N-1 verwendet.

Aufgrund der ohmschen und dielektrischen Verluste in den Resonatoren des Filters wird der Frequenzgang des Filters in der Weise degradiert, daß die erzielbare Steilheit der Filterflanken durch Abrundungseffekte begrenzt wird und die dissipative Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich erhöht wird. Da diese Degradation aber in erster Näherung nur von N und nicht von der Zahl M der Transmissions- Nullstellen abhängt, kann man also bei gegebener Leerlaufgüte der Resonatoren Filter mit höheren Flankensteilheiten und geringerer dissipativer Einfügungsdämpfung realisieren, wenn man M/N erhöht.

Der bei Filtern aus gekoppelten Resonatoren heute überwiegend beschrittene Weg zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen besteht in der Einführung von Kopplungen zwischen nicht direkt benachbarten Resonatoren ("Überkopplungen"), zusätzlich zu den direkten Kopplungen benachbarter Resonatoren. ~Der konventionelle Bandpaß besteht aus einer Kaskade von Resonatoren, wobei die inneren Resonatoren mindestens mit ihren beiden Nachbarn gekoppelt und die beiden äußeren Resonatoren mit den Filtertoren gekoppelt sind. Ohne zusätzliche Kopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, treten keine Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen auf, d. h. es gilt M = 0. Uberkopplungen mit geeigneter Starke und Vorzeichen, also Kopplungen zwischen nicht- benachbarten Resonatoren, führen zu Transmissions- Nullstellen in den Sperrbereichen, wobei pro Überkopplung, je nach Lage des Koppelpfades, ein bis zwei Transmissions-Nullstellen produziert werden. Strebt man aus den oben erwähnten Gründen ein möglichst großes Verhältnis M/N sowie die höchste Freiheit bei der Wahl der Frequenzlage der einzelnen Transmissions-Nullstellen an, so führt dies zu einem Kopplungsschema, welches als "kanonische Kopplungsstruktur"bezeichnet wird und bei geradzahliger Zahl N unter Benutzung von N-2 verschiedenen Uberkopplungen auf N-2 frei plazierbare Transmissions-Nullstellen führt. Für M=N-2 Nullstellen, welche symmetrisch zum Durchlaßbereich liegen, benötigt man wenigstens (N-2)/2 Überkopplungen. Die praktische Realisierung solcher Filter mit einer hohen Zahl von Uberkopplungen führt in der Regel auf topologische Probleme bei der Wahl der räumlichen Anordnung der Resonatoren und Koppelelemente. Da bei der kanonischen Kopplungsstruktur erster und letzter Resonator gekoppelt und damit in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet werden müssen, ergibt sich bei Filtern hoher Ordnung N ein Problem bei der Realisierung genügend hoher Sperrdåmpfungen.

Nach dem Stand der Technik wird zur Realisierung von Transmissions-Nullstellen alternativ zur Verwendung einer Resonatoranordnung mit Überkopplungen zwischen nicht- benachbarten Resonatoren, eine in der angelsächsischen Literatur als"Extracted-Pole-Structure"bezeichnete Konfiguration verwendet, wobei an die Zuleitungen zum Eingangs-und/oder Ausgangstor eines Bandpassfilters ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0), zusätzliche Resonatoren so angekoppelt werden, daß sie Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen realisieren. Eine solche Anordnung ist aus DE 42 32 054 Al bekannt, bei dem einem Mikrowellen-Keramikfilter ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0) eine Bandsperre aus mindestens einem Koaxialresonator in Reihe geschaltet wird (Kaskade aus Bandpassfilter mit M = 0 und Bandsperre). Diese Bandsperre dient dazu, Störfrequenzen, die außerhalb des Durchlassbereichs liegen, zu eliminieren. In US 3,747.030 A wird ein etwa eine viertel Wellenlänge langer Leitungsresonator dem Ein-oder Ausgang eines Filters aus konzentrierten Elementen mit M = 0 parallelgeschaltet. Dadurch wird dem Filterzweitor eine Bandsperre in Reihe geschaltet. Der Nachteil dieses Konzepts der Kaskadierung einer Bandsperre mit einem Bandpassfilter mit M = 0 liegt in der Notwendigkeit der Verwendung zusätzlicher Resonatoren für die Bandsperre, also in der Notwendigkeit für ein Filter mit N Dämpfungsnullstellen im Durchlassbereich, insgesamt NR > N Resonatoren verwenden zu müssen.

Für die Funktion, die Signale in einem zusammenhängenden Frequenzbereich durchzulassen und die Signale in angrenzenden Frequenzbereichen zu sperren, kann anstelle eines Bandpassfilters auch eine Bandsperre mit zwei voneinander separierten Sperrbereichen eingesetzt werden.

Hierbei liegt der ausgenutzte Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen-der Bandsperre. Aus US 5,291,161 A ist ein Filter dieser Art bekannt, welches aus einer durchgehenden Hauptleitung und an diese galvanisch angekoppelten Stichleitungen besteht und bei dem jede Stichleitung eine Transmissionsnullstelle erzeugt. Aus I. C. Hunter und J. R. Rhodes"Electronically tunable microwave bandstop filters"in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-30, No. 9, September 1982, Seiten 1361 bis 1367, ist bekannt, daß zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen anstelle der galvanisch angekoppelten Stichleitungen auch kapazitiv angekoppelte Stichleitungen Verwendung finden können. Aus DE 24 42 618 C2 ist ebenfalls eine durchgehende Transmissionsleitung mit an diese angekoppelten Stichleitungen (Zweigleitungen) bekannt. Ein Nachteil der Verwendung solcher Filterstrukturen aus einer vom Filtereingang zum Filterausgang durchgehenden Hauptleitung mit NR angekoppelten Stichleitungen als Sperr-Resonatoren ist die Tatsache, daß die hohe Sperrdämpfung auf Frequenzbereiche endlicher Breite beschränkt bleibt und somit das Filter jenseits dieser Bereiche wieder durchläßt. Der zweite Nachteil ist, daß im ausgenutzten Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen die Zahl N der Dämpfungs-Nullstellen geringer als die Zahl der Resonatoren ist und damit nicht die zu einer gegebenen Resonatorzahl NR maximal erreichbare Steilheit der Filterflanken zwischen Durchlass-und Sperrbereich erzielbar ist.

Mit der vorliegenden Erfindung soll dementsprechend ein Weg zur Realisierung von Bandpassfiltern aus gekoppelten Resonatoren mit bis zu M=N-1 beliebig im Sperrband plazierbaren Dämpfungspolen angegeben werden, wobei keine Überkopplungen und keine"Extracted-Pole"-Resonatoren und keine Bandsperr-Struktureri mit durchgehender Hauptleitung eingesetzt werden und damit die oben beschriebenen Nachteile dieser Konzepte vermieden werden.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in den Patentansprüchen dargestellten Gegenstände gelöst. Gemäß der Erfindung werden Bandpassfilter-Strukturen vorgeschlagen, bei denen Sperr-Resonatoren derartig in die Struktur integriert sind, daß jeder Sperr-Resonator sowohl eine der erwünschten Transmissions-Nullstellen im Sperrbereich als auch zusammen mit der übrigen Filterstruktur eine Dämpfungs-Nullstelle im Durchlassbereich realisiert. Diese Bandpassfilter- Strukturen gemäß den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sind durch folgende Merkmale gekennzeichnet : (a) Die Bandpassfilter werden aus einem, unten näher beschriebenen impedanz-symmetrischen Filterglied mit N = 2m+1 (m = natürliche Zahl) Polen und N-1 Transmissions-Nullstellen, oder aus einer Kaskade solcher impedanz-symmetrischen Filterglieder, oder einer Kaskade aus weiter unter beschriebenen impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mit jeweils N= 2 Polen und M =2 Transmissions-Nullstellen gebildet.

(b) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 3 Polen und M= 2 Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an das in der Mitte ein Paar von Sperr-Resonatoren angekoppelt ist, derart, daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Länge des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich der halben Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht. Die Sperrfrequenz des einen Sperr-Resonators wird kleiner und die des anderen Sperr-Resonators größer als die Mittenfrequenz gewählt und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions- Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusätzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz-symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filtereingang und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs-oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.

(c) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 2m+1 Polen (m = natürliche Zahl größer 1) und M= N-1 = 2m Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an den m Paare von Sperr- Resonatoren im gegenseitigen Abstand von ca. einer halben Mittenfrequenz-Wellenlänge angekoppelt sind, derart daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Lange des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich dem m-fachen der halben Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht und der Abstand der äußeren Sperr-Resonator-Paare von den Enden des Hauptresonators beträgt ca. eine viertel Leitungswellenlänge. Die Sperrfrequenzen der beiden Sperr-Resonatoren eines jeden der m Sperr-Resonator- Paare werden so gewählt, daß eine kleiner und die andere größer als die Mittenfrequenz ist, und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions-Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusätzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz- symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filtereingang verkoppelt und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs-oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.

(d) Zusätzlich zu den impedanz-symmetrischen Filtergliedern können zum Aufbau eines Bandpassfilters aus einer Kaskade mehrerer Filterglieder impedanz-unsymmetrische Filterglieder mit jeweils N= 2 Polen und M = 2 Transmissions- Nullstellen Verwendung finden. Die impedanz- unsymmetrischen Filterglieder bestehen aus einem Hauptresonator dessen Länge ca. einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht, bei dem das eine Ende so an das benachbarte Filterglied angekoppelt ist, daß dieses Leitungsende hochohmig abgeschlossen ist (Maximum der elektrischen Feldstärke) und das andere Ende so an das benachbarte Filterglied oder das Ein- oder Ausgangstor des Bandpasses angekoppelt ist, daß das Leitungsende niederohmig abgeschlossen ist (Strommaximum am Leitungsende), und bei dem am niederohmigen Ende des Hauptresonators ein Paar von Sperr-Resonatoren elektrisch oder galvanisch angekoppelt ist.

Die oben getroffene Unterscheidung zwischen impedanz- symmetrischen und impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern ist so zu verstehen, daß bei einem impedanz-symmetrischen Filterglied bei Beschaltung von Ein-und Ausgangstor mit dem gleichen Abschlußwiderstand, die Maximalwerte des Leistungs-Ubertragungsfaktors bei vernachlässigbaren Verluste den Wert Eins erreichen, während beim übertragungs-unsymmetrischen Filterglied vollständige Leistungsübertragung nur für stark unsymmetrische Tor- Widerstände erreichbar ist.

Die weitere Erlauterung der Erfindung erfolgt anhand des in den Zeichnungen 1 bis 4 dargestellten Grundprinzips und der in den Zeichnungen 5 bis 12 dargestellten Ausführungsbeispiele.

Figur le zeigt auf schematische Weise den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen impedanz-symmetrischen Filterglieds mit N = 3 Polen und M =2 Transmissions- Nullstellen und die Figuren la bis ld zeigen auf schematische Weise Strukturen, welche dem Stand der Technik entsprechen und daher nur zur schrittweisen Erläuterung des Grundprinzips der erfindungsgemäßen Struktur nach Figur le dienen.

Fig. la zeigt symbolhaft eine homogene Hochfrequenzleitung 1, bei der diese Leitung als metallische TEM-Leitung z. B. als eine Koaxialleitung, als eine planare Leitung wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder Streifenleitung oder Koplanarleitung, oder als Hohlleiter oder als dielektrische Leitung ausgeführt sein kann. Bei Vernachlässigung der Dissipation wird der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 2, also die Frequenzabhängigkeit des Verhältnisses der am reflexionsfrei abgeschlossenem Tor 2 heraustretenden Leistung P2 zu der am Tor 1 einfallenden Leistung Peinf, im betrachteten Betriebsfrequenzbereich der Leitung unabhängig von der Frequenz gleich Eins.

Figur lb zeigt schematisch eine gegenüber Figur la abgeänderte Struktur, bei der zwei Diskontinuitäten 3 symmetrisch in den Leitungszug eingeführt sind. Diese Diskontinuitäten definieren ein Leitungsstück endlicher Länge a, auf dem elektromagnetische Eigenschwingungen bei denjenigen Frequenzen auftreten, bei denen die Länge a einem ganzzahligen Vielfachen einer halben Leitungswellenlänge entspricht und diese Eigenschwingungen sind durch stehende Wellen mit Knoten und Bäuchen der elektrischen und magnetischen Feldstärke entlang der Leitung gekennzeichnet, wobei in der Symmetrieebene 4 bei der Resonanzfrequenz ein Knoten der elektrischen oder magnetischen Feldstärke existiert. Die so entstandene Struktur stellt einen, nach dem Stand der Technik wohlbekannten 1-poligen Bandpass dar, der durch einen Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 5 mit einem Maximum P2/Peinf= 1 (Dämpfungs-Nullstelle) bei einer Frequenz fo gekennzeichnet ist. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten können technisch z. B. in Form von Leitungsunterbrechungen oder in Form metallischer Blenden ausgebildet sein, und es ist nach dem Stand der Technik ebenfalls wohlbekannt, daß über die Stärke der Kopplung zwischen den Zuleitungen und den Enden des als Resonator dienenden Leitungsstücks, die Frequenz-Bandbreite Af der Transmissionskurve verändert werden kann.

Figur lc zeigt eine gegenüber Figur la abgeänderte Struktur, bei dem ein Resonanzkreis 6 ("Sperr-Resonator") an die Leitung angekoppelt ist, so daß der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 7 eine Transmissions- Nullstelle bei der Frequenz fs aufweist. Diese Struktur stellt den nach dem Stand der Technik wohlbekannten Aufbau einer einpoligen Bandsperre ("Notch-Filter") dar.

Figur ld zeigt eine gegenüber Figur lc abgeänderte Struktur dar, bei der anstelle eines Sperr-Resonators zwei Sperr-Resonatoren 8 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angekoppelt sind und zu zwei Transmissions-Nullstellen bei f, l und fs2 führen.

Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht nun darin, aus einer Kombination der Struktur nach Figur lb und des Sperr-Resonator-Paars von Figur ld, die Struktur nach Figur le zu bilden. Das Leitungsstück endlicher Lange bildet einen Resonator, hier als Hauptresonator bezeichnet, welcher in der Mitte einen Knoten des elektrischen oder magnetischen Felds besitzt. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die Wahl der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator in der Weise, daß bei der Frequenz fo diese Kopplung verschwindet, wobei dies z. B. dadurch erreicht wird, daß bei Vorliegen eines Knoten des elektrischen Felds eine elektrische Kopplung und bei Vorliegen eines Knotens des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung zwischen Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren gewählt wird. Durch diese Maßnahme wird einerseits die Resonanz des Hauptresonators bei der Frequenz fo nicht durch das Sperr-Resonator-Paar gestört und andererseits erhält man aufgrund der Kopplung zwischen Sperr-Resonator-Paar und Hauptresonator für Frequenzen verschieden von fo zwei zusätzliche Eigenschwingungen. In dieser erfindungsgemäßen Struktur übernehmen die beiden Sperr- Resonatoren damit eine Doppelfunktion, indem sie einerseits-wie in der Struktur nach Figur ld-zwei Transmissions-Nullstellen realisieren und andererseits zusammen mit dem Leitungsstück insgesamt 3 Eigenschwingungen (3 Pole) produzieren. Der Frequenzgang 10 der Struktur nach Fig. le ist also bei geeigneter Wahl der Resonanzfrequenzen und Koppelstärken durch drei Transmissionsmaxima (Dämpfungs-Nullstellen) bei fl, f2 und f3 sowie zwei Transmissions-Nullstellen bei fsl und fs2 gekennzeichnet. Bei diesem Filterglied zur Realisierung von 3 Polen und zwei Transmissions-Nullstellen wird die Frequenzlage der Transmissions-Nullstellen durch die Resonanzfrequenzen der Sperr-Resonatoren bestimmt und die Frequenzlage des mittleren Transmissions-Maximums durch die Lange des Hauptresonators. Die Lage der beiden äußeren Transmissionsmaxima kann durch die Koppelstärke zwischen Hauptresonator und Sperr-Resonatoren verändert werden, wobei bei einer Vergrößerung der Kopplung, diese Frequenzen sich in Richtung auf die mittlere Frequenz verschieben.

Ein weiterer wesentlicher-Aspekt der Erfindung ist die in Figur 2a bis 2c dargestellte Verallgemeinerung des Prinzips nach Figur le zur Realisierung von Filtergliedern mit M = 2m Transmissions-Nullstellen und N = M+l =2m+l Polen. In Figur 2a ist nochmals der Fall m=1 entsprechend Figur le dargestellt. Falls das Leitungsstück bei der Mittenfrequenz eine halbe Wellenlänge lang ist ("Mittenfrequenz-Leitungswellen- länge"), hängt die Art der Kopplung zwischen den Sperr- Resonatoren und dem Hauptresonator davon ab, ob sich an den Enden des Leitungsstücks die Betrags-Maxima des elektrischen oder magnetischen Felds befinden. Im Falle elektrischer Feldmaxima an den Enden besitzt das elektrische Feld bei der Frequenz fo einen Knoten in der Symmetrieebene und damit müssen nach obigen Designregeln die beiden Sperr-Resonatoren elektrisch gekoppelt werden, während im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden, wegen des Knoten des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung vorliegen muß. Um im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden trotzdem eine magnetische Kopplung zwischen Sperr-Resonatoren und Haupresonator verwenden zu können, muß die Lange des Leitungsstücks anstelle einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge gleich einer vollen Wellenlänge entsprechen.

Figur 2b zeigt die erfindungsgemäße Verallgemeinerung für m=2, also N=5 Pole und M=4 Transmissions-Nullstellen, wobei zwei Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von etwa einer halben Leitungswellenlange verwendet werden.

Figur 2c zeigt die erfindungsgemäße Erweiterung auf ein Filterglied mit N =7 Polen und M =N-1=6 Transmissions- Nullstellen.

Die Vergrößerung der Polzahl N eines Filterglieds nach dem in den Abbildungen 2a bis 2c gezeigtem Prinzip wird durch die Frequenzlage höherer unerwünschter Eigenschwingungen des Hauptresonators begrenzt, wobei die Verlängerung des Hauptresonators zur Erhöhung der Polzahl, die Eigenresonanzen des Hauptresonators im Frequenzbereich immer weiter zusammenrückt. Um trotz dieser Begrenzung Filter höherer Polzahl realisieren zu können, werden in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zwei alternative Wege beschritten, nämlich eine Kaskadierung von impedanz-symmetrischen Filtergliedern nach Fig. 2a bis 2c und die Einführung impedanz- unsymmetrischer Filterglieder mit zwei Polen und zwei Transmissions-Nullstellen pro Filterglied.

Figur 3 zeigt, wie aus einer Kaskade von Q Filtergliedern mit jeweils Ng Polen und Mg=N-1 Transmissions-Nullstellen ein Filter mit der Polzahl N=NgxQ und M=N-Q Transmissions- Nullstellen gebildet wird. Beispielhaft sind der Fall eines 9-poligen (9-kreisigen) Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=3 sowie eines 10-poligen Filters mit 8 Transmissions- Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=5 dargestellt.

Ein impedanz-unsymmetrisches Filterglied wird erfindungsgemäß dadurch realisiert, daß ein impedanz- symmetrisches Filterglied mit einem Sperr-Resonatoren- Paar nach Fig. le modifiziert wird, wobei eine der beiden Diskontinuitäten in die Nähe der Stelle gebracht wird, an der das Sperr-Resonator-Paar angekoppelt ist. Damit entsteht die in Fig. 4a gezeigte T-förmige Struktur mit einer von der Ankoppelstelle des Sperr-Resonator-Paars ca. um eine viertel Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge entfernten Diskontinuität~2 ("hochohmiges Ende") und einer zweiten Diskontinuität ("niederohmiges Ende", 3), welche sich nahe an der Koppelstelle des Sperr-Resonator- Paars befindet.

Um die Impedanz-Unsymmetrie zu kompensieren, wird in einer Kaskade aus impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mindestens ein impedanz-symmetrisches Glied hinzugefügt.

Hierbei kann sich, wie in Fig. 4b gezeigt, das impedanz- symmetrische Glied 5 an einem Ende der Kaskade befinden, oder es kann zentral (siehe Fig. 4c) eingefügt werden.

Für die in den Abbildungen le, 2a bis 2c, 3 und 4 prinzipiell schematisch dargestellten erfindungsgemäßen Filterstrukturen ergibt sich eine sehr große Zahl von technischen Ausgestaltungsmöglichkeiten, die sich u. a. unterscheiden hinsichtlich a) des Leitungstyps aus dem der Hauptresonator aufgebaut ist, b) der Bauform der Sperr-Resonatoren c) der Kopplungsart zwischen Sperr-Resonator und Hauptresonator d) der Gestaltung der Diskontinuitäten (Kopplung) zwischen Hauptresonatoren in Kaskade und dem Hauptresonatoren und Toren.

Fig. 5 zeigt exemplarisch die Realisierung eines 7- poligen Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen in Form eines einzelnen Filterglieds nach dem in Fig. 2c gezeigten Prinzip in Koaxialleitungstechnik. Der Hauptresonator 1 hat einen rechteckförmigen Außen-und Innenleiter und eine Länge gleich dem 1,5-fachen der Mittenfrequenz-Wellenlänge. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten sind in Form kapazitiver Koppler ausgebildet. Die Sperr-Resonatoren 2 sind als am Ende kurzgeschlossenen Koaxilleitungsstücke einer Länge von ca. einer viertel Leitungswellenlänge realisiert, welche kaspazitiv an den Hauptresonator gekoppelt sind.

Fig. 6 zeigt eine Modifikation der Struktur nach Fig. 5, indem nun die Sperr-Resonatoren 2 galvanisch mit dem Innenleiter des Hauptresonators verbunden sind, aber am Ende kapazitiv belastet sind.

Fig. 7 zeigt eine Struktur aus zwei impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern und einem impedanz- symmetrischen Glied, bei der man 9 Pole und 8 Transmissions-Nullstellen erhält.

Fig. 8 zeigt ein Filter aus einem impedanz-symmetrischen Filterglied mit 5 Polen und 4 Transmissions-Nullstellen, welches auf der Basis von Rechteckhohlleitungen für den H10-Wellentyp realisiert ist. Der Hauptresonator 1 besteht aus einer an beiden Enden kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitung, welche bei der Mittenfrequenz eine Länge entsprechend einer Hohlleiter-Wellenlänge hat. Die 4 Sperr-Resonatoren 2 sind in Form von kurzgeschlossenen 1/4-Hohlleiterstücken realisiert. Die Ankopplung zu den Toren kann z. B. über einen Koaxial-Übergang 3 erfolgen.

Fig. 9 zeigt beispielhaft eine Realisierung mit dielektrischen Resonatoren im Fall eines Filters aus zwei impedanz-symmetrischen Filtergliedern, wobei jedes Filterglied drei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen produziert und somit das Bandpassfilter insgesamt 6 Pole und 4 Transmissions-Nullstellen aufweist. Die aus geeignetem dielektrischen-Material, also Material mit einer möglichst hohen Dielektrizitätszahl, einem niedrigen Verlustwinkel und einem geringen Temperaturkoeffizienten (z. B. Bariumtitanat Zirkonat) hergestellten Hauptresonatoren 1 und Sperr-Resonatoren 2 sind über Abstandshalter 3, z. B. aus Quarzmaterial ; zur Vermeidung zu starker ohmscher Verluste in einer genügenden Entfernung vom Boden des metallischen Gehäuses 5 positioniert. Die Abmessung des Hauptresonators wird so gewählt, daß dieser bei fo eine Eigenresonanz mit der in Fig. 9b gezeigten Feldverteilung aufweist, und die Abmessung der Sperr-Resonatoren werden so gewählt, daß diese bei den 4 Sperrfrequenzen fl bis f4 resonieren und dabei eine Feldverteilung entsprechend Fig. 9c aufweisen.

Aufgrund der räumlichen Feldverteilung des Hauptresonators koppelt dieser bei fo nicht an die Resonanzfelder der Sperr-Resonatoren. Für von fo verschiedene Frequenzen erhält man jedoch eine Kopplung zwischen dem Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren mit dem Resultat, daß zusätzlich 4 Eigenresonanzen entstehen.

Die Ankopplung an die Tore kann z. B. über Leiterschleifen 4 erfolgen.

Fig. 10 zeigt beispielhaft eine weitere mögliche Bauform eines Filterglieds aus dielektrischem Material. Der Hauptresonator 5 besteht aus einem dielektrischen Quader der Lange a, welche etwa gleich einer Wellenlänge der Oberflächenwelle auf dem dielektrischen Quader entspricht. Dadurch erhält man auf dem Hauptresonator eine Feldverteilung entsprechend Fig. lOb. Die 4 Sperr- Resonatoren 1 bis 4 bestehen ebenfalls aus dielektrischen Quadern, deren individuelle Längen bl bis b4 die Frequenzlage der 4 Transmissions-Nullstellen beeinflussen. Das gesamte Gebilde aus dielektrischem Hauptresonator und 4 dielektrischen Sperr-Resonatoren realisiert 5 Eigenschwingungen. Die Frequenzlage der Pole kann über die Koppelstärke zwischen Haupt-und Sperr- Resonatoren verändert werden. Zur Veränderung dieser Koppelstärke dienen die mit Luft oder einem dielektrischen Material relativ geringer Dielektrizitätszahl gefüllten"Lücken"zwischen den Resomatoren mit den Weiten hl bis h4.

Das erfindungsgemäße Prinzip kann auch auf planare Resonatorstrukturen, wie z. B. Mikrostreifenleitungs- strukturen angewendet werden, wobei auch Mikrostreifen- leitungs-Strukturen aus Hochtemperatur-Supraleitern von Interesse sind, da diese trotz eines enormen Miniaturisierungsgrads über eine hohe Leerlaufgüte verfügen.

In Fig. 11 wird die Realisierung eines erfindungsgemäßen impedanz-unsymmetrischen Filterglieds in Mikrostreifen- leitungs-Technologie erläutert. In Fig. lla wird zunächst das nach dem Stand der Technik wohlbekannte Prinzip eines Mikrostreifenleitungs-Resonators in Erinnerung gebracht.

Bei dieser Struktur befindet sich auf einem geeigneten dielektischem Substrat 1 eine durchgehende Leiterschicht 2 auf der einen und eine strukturierte Leiterschicht auf der anderen Seite, Fig. lla zeigt die wohlbekannte Struktur eines Mikrostreifenleitungs-Resonators 3, welcher an seinen Enden kapazitiv mit den Zuleitungen 4,5 verkoppelt ist. Der Frequenzgang des Leistungsüber- tragungsfaktors 6 zeigt ein Maximum bei der Frequenz fo und die Breite dieses Maximums läßt sich über die Stärke der Kopplung an den Leitungsenden (Diskontinuitäten) verändern. Fig. llb zeigt, wie ein erfindungsgemäßes impedanz-unsymmetrisches Filterglied in Mikrostreifen- leitungs-Technologie realisiert werden kann. Dazu wird eine T-förmige Leiterstruktur verwendet, bei der die Länge der einzelnen Arme etwa einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht, wobei eine wohldefinierte Unsymmetrie in der Länge oder Breite der Seitenarme 3 für die Funktion notwendig ist.

Die Seitenarme stellen eine einfache Realisierung der Sperr-Resonatoren dar, wobei die Sperrfrequenzen über die Länge der Arme beeinflußt wird. Zusammen mit dem dritten Arm, bilden die Seitenarme ein Gebilde, welches bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resoniert und damit stellt die T-Struktur eine Sonderform eines Dual-Mode-Resonators dar. Das Ausgangstor kann auf die in Fig. llb gezeigte Weise kapazitiv an die T-Struktur angekoppelt werden. Der Frequenzgang 6 des so entstandenen Zweitors ist durch zwei Transmissionsmaxima und zwei Transmissions- Nullstellen gekennzeichnet, wobei aufgrund der Unsymmetrie der absolute Wert des Transmissionsmaximums weit unter Eins liegen kann. Aus diesem Grund stellt ein einzelnes unsymmetrisches Filterglied-im Gegensatz zum impedanz-symmetrischen Filterglied-noch kein brauchbares Bandpassfilter dar. Wie bei allen oben gezeigten Realisierungsbeispielen, läßt sich auch diese Mikrostreifenleitungsstruktur in vielfältiger Weise abändern, z. B. durch Verwendung inhomogener Leitungsstücke veränderlicher Breite.

Fig. 12 zeigt exemplarisch, wie aus 4 impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern 1 und einem konventionellen Halbwellen-Resonator 2 ein 9-poliges Filter mit 8 Transmissions-Nullstellen gebildet werden kann. Der Resonator 2 übernimmt in der Kaskade neben der Bereitstellung eines zusätzlichen Pols, die Transformation der Impedanz an Tor 2 (z. B. 50 Ohm) auf das niedrige Impedanzniveau an der Koppelstelle zum Verzweigungspunkt der T-förmigen Resonatoren. Die Dimensionierung der Parameter der einzelnen Filterglieder, kann hierbei z. B. so erfolgen, daß eine Cauer-Charakteristik fur den Frequenzgang erzielt wird.