高频隔离并网逆变电路 技术领域

本发明涉及一种高频隔离并网逆变电路。 背景技术

带有变压器隔离的并网逆变确器， 能做到输入输出电气隔离， 能更好的 解决电磁干扰问题和电气安全问题。

某些场合下， 需要用到隔离型的逆变本器， 如安装 Back-contact电池板 和薄膜太阳能电池板的家庭用户发电单元， 考虑到 Back-contact电池板的 表面极化现象， 需要电池板对地呈负极性， 阻断漏电流发生， 提高发电效 率。 而对于薄膜电池， 为了不影响电池板本身的性能（如腐蚀等）， 需要电 池板对地呈正极性， 这时候需要把电池板的正或者负端接地， 相对于没有 带隔离变压器的逆变器， 带有隔离变压器的逆变器则能很方便的做到这 一 占、、。

另外， 某些国家基于安全考虑规定本国销售的太阳能 发电逆变器需要 增加电气隔离环节， 以保证太阳能发电的前后级电气隔离， 进一步减少发 生意外电击伤人事故。

一般隔离型逆变器分为两种： 低频隔离和高频隔离。 低频隔离逆变器 需要庞大体积的低频变压器隔离， 体积大， 重量重， 造价高， 安装极其不 方便。 另外一种是高频隔离逆变器， 一般高频隔离是首先进行直流高频隔 离， 整流后再进行高频逆变。 此种电路具有开关损耗大， 部分开关管应力 考虑要求高等的缺陷。 发明内容 本发明的目的是： 提供一种高频隔离并网逆变电路， 它结构简单、 性 能稳定， 整体转换效率高， 高频隔离变压器利用率高、 开关损耗少， 体积 小、 重量轻。

本发明电路的技术方案是： 一种高频隔离并网逆变电路， 它包括带隔 离的高频调制单元、 负责分切交流电正负半周期的周波逆变器单元 ， 所述 带隔离的高频调制单元连接周波逆变器单元。

下面对上述技术方案进行进一步的解释：

更进一步地， 所述带隔离的高频调制单元依次包括对输入的 直流进行 正弦调制使其产生基于正弦的高频脉冲的高频 SPWM调制单元、 高频变压器 TX1、 二极管整流单元。

更进一步地， 所述高频隔离并网逆变电路还包括有电感电容 滤波单元， 周波逆变器单元连接电感电容滤波单元。

更进一步地， 所述高频 SPWM调制单元可以选自半桥电路、 全桥电路、 或推挽电路。

更进一步地， 所述电感电容滤波单元位于周波逆变器单元输 出端， 所 述周波逆变器单元连接电感电容滤波单元。

所述电感电容滤波单元包括至少一个电感， 可以是一个电感， 也可以 是两个电感或多个电感。 电感可串联在周波逆变器单元输出端的任何一 个 电极上， 也可以是两个电感 （或多个电感） 分别串联在不同电极上。

在滤波电感之后的两个电极间并联有滤波电容 。 即： 电容位于电感的 输出端， 且并联于电网的两极间。

因发电逆变器通常为并网逆变器， 在市电 Vac 侧可能会有比较高的 surge (浪涌） 等产生， 采取电感电容滤波单元位于周波逆变器单元输 出端 的设计， 因为后级有电感， 电容作为阻挡， 可以大大减少瞬间的高压或者 大电流的损害几率。 同时， 因本发明的电感续流的路径比较短， 经过的元 件比较少， 所以损耗也比较小， 具有更高的效率改善空间。 本发明更优选的技术方案： 所述高频 SPWM调制单元包括由开关管 Sl、 开关管 S2、 开关管 S3、 开关管 S4构成的全桥电路； 所述二极管整流单元 包括由二极管 Dl、 二极管 D2、 二极管 D3、 二极管 D4构成的全波整流桥式 二极管单元；所述周波逆变器单元包括由开关 管 S5、开关管 S6、开关管 S7、 开关管 S8构成的全桥电路； 电感电容滤波单元为电感 Ll， 电容 C1 ; 所述 高频 SPWM调制单元工作时， 变压器 TX1的原边侧电压对分成脉冲一、 脉冲 二； 脉冲一作用时的电流回路， 原边电流通过开关管 Sl、 变压器 TX1、 开 关管 S4流回负端， 同时能量通过变压器 TX1传递到副边， 副边则通过二极 管 Dl、 开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 L1 , 开关管 S8、 二极管 D4流 回变压器的负端， 此时能量由前级的 DC向后极供应； 当脉冲一结束后， 原 边变压器 TX1端电压为零， 副边通过开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 Ll、 开关管 S7 并联二极管续流， 另外一条续流回路是开关管 S8、 开关管 S6并联二极管， 交流电输出端 Vac、 电感 L1续流； 脉冲二出现的时候的电 流回路， 原边电流通过开关管 S3、 变压器 TX1、 开关管 S2流回负端， 同时 能量通过变压器 TX1传递到副边， 副边则通过二极管 D3、 开关管 S5、 交流 电输出端 Vac、 电感 L1 , 开关管 S8、 二极管 D2流回变压器的负端， 此时能 量由前级的 DC向后极供应；当脉冲二结束后，原边变压器 TX1端电压为零， 副边通过开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 Ll、 开关管 S7并联二极管续 流， 另外一条续流回路是开关管 S8、 开关管 S6并联二极管， 交流电输出端 Vac、 电感 L1续流。

传统的高频隔离主要是完成直流到直流的隔离 ， 本发明则在高频隔离 端完成了逆变器的 SPWM调制， 使得输出的电压直接经过电感滤波后即可成 为正弦波。

本发明优选实施例的核心在于： 首先对输入的直流进行正弦调制 （调 制方式为正弦调制方式， 实施图示如图 2所示）， 使其产生高频脉冲， 此高 频脉冲经过脉冲对分电路后对称的施加在变压 器原边侧两端 （实施图例如 图 4所示）。这样直流端的能量通过高频调制从� �压器原边侧传递到次级侧。 次级侧再经过二极管整流、 周波逆变器和电感滤波， 产生正弦电流输出。

本发明的优点是：

1、 本发明的高频隔离并网逆变电路， 整体转换效率高， 同时兼有重量 轻、 体积小， 性能稳定等多方面的优点。 其原边侧 SPWM调制的四个开关管 可以采用软开关技术， 降低开关损耗。 通过控制电路， 变压器将工作在一、 三象限， 大大提高了变压器的利用率。 而对于次级侧来讲， 整流桥二极管 处于零电压关断， 大大减少了二极管的开关损耗， 次级侧的周波逆变器开 关频率为市电频率， 所以开关损耗也非常小， 续流回路在周边逆变器端产 生， 且有两条路径， 能降低导通损耗和二极管开关损耗。

2、 本发明的高频隔离并网逆变电路， 采取电感电容滤波单元位于周波 逆变器单元后部的设计， 因为后级有电感， 电容作为阻挡， 可以大大减少 电网中的瞬间的高压或者大电流的损害几率。 同时， 因本发明的电感续流 的路径比较短， 经过的元件比较少， 所以损耗也比较小， 具有更高的效率 改善空间。 附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的描 述：

图 1为本发明的结构示意图；

图 2为带隔离的高频调制部分功能示意图；

图 3为本发明的一个实施例的结构示意图；

图 4为图 3所示实施例中， SPWM调制下， 在变压器 TX1原边的脉冲电 压波形图；

图 5为图 4的脉冲一作用时的电流回路示意图；

图 6为图 4的脉冲一结束后， 后极周波逆变器的续流回路示意图； 图 7为图 4的脉冲二作用时的电流回路示意图；

图 8为图 4的脉冲二结束后， 电路的续流回路图；

图 9为图 3所示实施例中， 一个电压周期内， 二极管整流桥后的电压 波形；

图 10为周波逆变器的低频驱动信号示意图 （开关管 S5、 开关管 S8 ); 图 11为周波逆变器的低频驱动信号示意图 （开关管 S6、 开关管 S7 ); 图 12为后级经过电感滤波后， 电路的输出电流和电压波形图。

其中： 1带隔离的高频调制单元； 2 周波逆变器单元； 3 电感电容滤波 单元； 11 脉冲一； 12 脉冲二； 15 正弦电压； 16 正弦电流； 21 控制单元; 22 低频 IGBT驱动单元； 23 开关管驱动控制单元； 24 SPWM调制。

具体实施方式

实施例： 如图 1、 图 3所示， 一种高频隔离并网逆变电路， 它包括带隔 离的高频调制单元 1、 周波逆变器单元 2、 电感电容滤波单元 3。 带隔离的 高频调制单元 1依次连接周波逆变器单元 2、 电感电容滤波单元 3。

带隔离的高频调制单元 1 依次包括对输入的直流进行正弦调制使其产 生基于正弦的高频脉冲的高频 SPWM调制单元、 高频变压器 TX1、 二极管整 流单元。周波逆变器单元负责分切交流电正负 半周期。 电感电容滤波单元 3 可以选用一个电感、 也可选用两个或者多个电感连接于市电的一个 极或者 两个极。

高频 SPWM调制单元可以选自半桥电路、 全桥电路、 或推挽电路。 本实 施例中以全桥电路为例。

高频 SPWM调制单元包括由开关管 Sl、 开关管 S2、 幵关管 S3、 开关管 S4构成的全桥电路。 开关管 Sl、 开关管 S2、 开关管 S3、 开关管 S4的控制 可以采用移相方式控制， 或采用普通全桥对脉冲控制方式。 二极管整流单元包括由二极管 Dl、 二极管 D2、 二极管 D3、 二极管 D4 构成的全波整流桥式二极管单元。

周波逆变器单元包括由开关管 S5、 开关管 S6、 开关管 S7、 开关管 S8 构成的全桥电路。

电感电容滤波单元包括至少一个电感， 可以是一个电感， 也可以是两 个电感或多个电感。 电感可串联在周波逆变器单元输出端的任何一 个电极 上， 也可以是两个电感 （或多个电感） 分别串联在不同电极上。 本实施例 中只采用一个电感 L1作为示例。

电感电容滤波单元 3还包括有电容 Cl，电容 C1位于电感 L1的输出端。 本实施例的高频隔离并网逆变电路， 采取电感电容滤波单元位于周波 逆变器单元输出端的设计， 因为后级有电感 Ll， 电容 C1作为阻挡， 可以大 大减少瞬间的高压或者大电流的损害几率。

本实施例在工作时的情况如下说明：

如图 4所示， 为 SPWM调制下， 在变压器 TX1原边的脉冲电压波形图。 如图 5所示， 市电正半周期脉冲一作用时的电流回路， 原边电流通过 开关管 S3、 变压器 TX1、 开关管 S2流回负端， 同时能量通过变压器 TX1传 递到副边， 副边则通过二极管 Dl、开关管 S5、交流电输出端 Vac、 电感 Ll， 开关管 S8、 二极管 D4流回变压器的负端。 此时， 能量由前级的 DC向后极 供应。

如图 6所示， 当市电正半周期脉冲一结束后， 原边变压器 TX1端电压 为零， 副边通过开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 Ll、 开关管 S7并联二 极管续流， 另外一条续流回路是开关管 S8、 开关管 S6并联二极管， 交流电 输出端 Vac、 电感 L1续流。

如图 7所示， 市电正半周期脉冲二出现的时候的电流回路， 原边电流 通过开关管 Sl、变压器 TX1、开关管 S4流回负端，同时能量通过变压器 TX1 传递到副边， 副边则通过二极管 D3、 开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 L1 , 开关管 S8、 二极管 D2流回变压器的负端。 此时， 能量由前级的 DC向 后极供应。

如图 8所示， 当市电正半周期脉冲二结束后， 原边变压器 TX1端电压 为零， 副边通过开关管 S5、 交流电输出端 Vac、 电感 Ll、 开关管 S7并联二 极管续流， 另外一条续流回路是开关管 S8、 开关管 S6并联二极管， 交流电 输出端 Vac、 电感 L1续流。

当市电负半周期， 变压器原边脉冲一和脉冲二的作用方式相同， 负半 周周波逆变器开启开关管 S7和开关管 S6。（正半周为开启开关管 S5和开关 管 S8) ₀

图 9为图 3所示实施例中， 一个电压周期内， 二极管整流桥后面的电 压波形。 图 10 为周波逆变器的低频驱动信号示意图 （开关管 S5、 开关管 S8), 图 11为周波逆变器的低频驱动信号示意图 （开关管 S6、 开关管 S7)。 图 12为后级经过电感滤波后， 电路的输出电流和电压波形图。

通过以上脉冲一 （或者脉冲二） 结束后续流路径示意图可知， 本实施 例的电感续流的路径比较短， 经过的元件比较少， 所以损耗也比较小， 具 有更高的效率改善空间。

应当指出， 对于经充分说明的本发明来说， 还可具有多种变换及改型 的实施方案， 并不局限于上述实施方式的具体实施例。 上述实施例仅仅作 为本发明的说明， 而不是限制。 总之， 本发明的保护范围应包括那些对于 本领域普通技术人员来说显而易见的变换或替 代以及改型。