AMPLIFICATEUR AUDIO HAUTE PERFORMANCE

DOMAINE TECHNIQUE

L'invention se rapporte au domaine des amplificateurs. L’invention concerne en particulier un amplificateur audio haute-puissance destiné à commander au moins un haut-parleur.

Les amplificateurs haute-puissance trouvent notamment des applications pour sonoriser des studios d’enregistrement ou des salles de concert. Ils sont notamment utilisés pour alimenter des haut-parleurs de type électrodynamique

L’invention permet avantageusement d’obtenir un amplificateur audio haute-puissance avec un meilleur rendement que les amplificateurs de l’art antérieur, tout en garantissant une distorsion faible.

TECHNIQUES ANTÉRIEURES

De manière classique, un amplificateur haute-puissance comporte au moins un composant actif tel qu’un transistor ou un tube permettant d’amplifier la puissance d’un signal reçu en entrée, tout en conservant la forme du signal d’entrée.

Le circuit d’un amplificateur haute puissance comprend généralement un étage de préamplification suivi d’un étage d’amplification de puissance. Plus précisément, la sortie de l’étage d’amplification de puissance est contre-réactionnée sur l’étage de préamplification de sorte que l’étage de pré-amplification détecte, au cours du temps, la différence entre le signal de sortie et le signal d’entrée, par exemple au moyen de paires différentielles. Cette différence détectée au niveau de l’étage de pré-amplification est alors amplifiée dans l’étage d’amplification de puissance pour former le signal de sortie, classiquement transmis à au moins un haut-parleur.

Ainsi, à titre d’exemple, la figure 1 illustre un amplificateur haute-puissance 100 dont le signal d’entrée est appliqué au point SI. La sortie de l’amplificateur haute-puissance 100 alimente un haut-parleur, représenté par une résistance R44, connecté entre un point 3 et la masse.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Le schéma de l’amplificateur haute-puissance 100 est symétrique, il comporte une partie supérieure 140a, qui amplifie l’alternance positive du signal d’entrée SI et une partie inférieure 140b, qui amplifie l’alternance négative du signal d’entrée SI.

Dans l’exemple de la figure 1, l’amplificateur haute-puissance 100 est alimenté par un seul niveau de tension en +/- 65 V.

L’étage de pré-amplification 201 comporte deux paires différentielles 110a, 110b comprenant chacune deux transistors QI, Q2 et Q3, Q4 montés en miroir l’un de l’autre. Ainsi, l’émetteur des transistors Qi, Q2 est relié au bus d’alimentation en - 65V par l’intermédiaire d’une résistance R2, R3 et d’une première source de courant constant I, tandis que l’émetteur des transistors Q3, Q4 est relié au bus d’alimentation en + 65V par l’intermédiaire d’une résistance R4, R5 et d’une seconde source de courant de même valeur I.

Le collecteur des transistors Q2, Q4 est respectivement relié au bus d’alimentation en +65V et en -65 V, tandis que le collecteur des transistors QI, Q3 est respectivement relié au bus d’alimentation en +65 V et en -65V par l’intermédiaire d’une résistance RI, Rll. En l’absence de contre-réaction, le gain de l’étage de pré-amplification 201 dépend du rapport des résistances R1/R2 et R11/R4.

Les bases des transistors Q1 et Q3 et les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées entre-elles. Les bases des transistors Q1 et Q3 sont également alimentées par le signal d’entrée SI, Les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées au haut-parleur R44 par l’intermédiaire d’une résistance R18, de sorte à former la contre-réaction appliquée sur l’étage de pré-amplification. Les collecteurs des transistors Q1 et Q3 assurent le couplage de l’étage de pré-amplification 201 avec l’étage d’amplification de puissance 202.

L’étage d’amplification de puissance 202 comporte deux transistors Q8, Q9 reliés par leur base respective à l’étage de pré-amplification 201 par l’intermédiaire d’une résistance R23, R57. Une source de tension Tl est également disposée entre les résistances R23 et R57 de sorte à polariser les transistors Q8, Q9 en classe AB. Cette source de tension Tl permet de fournir une tension égale à la somme des tensions nécessaires pour rendre les transistors Q8 et Q9 passants.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Les transistors Q8, Q9 sont également reliés respectivement aux bus d’alimentation en +65 V et - 65V par leur collecteur. L’émetteur des transistors Q8, Q9 est relié au haut-parleur R44 par l’intermédiaire de résistances R16, R17. Ces résistances R16 et R17 sont ajoutées afin de contrôler le courant de repos, c’est-à-dire la valeur du courant conduit par l’amplificateur lorsqu’il ne reçoit aucun signal d’entrée. Sans ces résistances R16, R17, le courant de repos serait dépendant des caractéristiques des transistors Q8 et Q9 et de la température, ce qui est rédhibitoire.

En outre, le circuit de la figure 1 présente une particularité au niveau des bases des transistors Q2 et Q4. En effet, ces dernières sont reliées à une ligne de protection 403 comportant une résistance R28 montée en série avec un condensateur C4 connecté à la masse. Ce montage est un diviseur de tension tel que la tension au point S2 est égale à R28/(R18 + R28) multiplié par la tension du signal de sortie 3 en alternatif. En pratique, le condensateur C4 se comporte comme un court-circuit lorsque la tension parcourant le circuit est alternative. En revanche, lorsque la tension parcourant le circuit est continue, le condensateur C4 se comporte comme un circuit ouvert. Dans ce cas, le signal de sortie 3 de l’amplificateur haute-puissance 100 est directement relié au point S2. Le gain en tension de l’amplificateur haute-puissance 100 est alors égal à 1, ce qui permet de limiter une éventuelle composante continue indésirable sur la tension appliquée aux bornes du haut-parleur R44.

Dans ce type d’amplificateur, la tension mesurée par rapport à la masse au point SI et la tension mesurée par rapport à la masse au point S2 sont égales. Autrement formulé, le gain de l’amplificateur haute-puissance 100 est égal au rapport des valeurs des résistances (R18+R28)/R28.

La figure 1 illustre donc un amplificateur haute-puissance en tension. Il existe également une autre catégorie, les amplificateurs haute-puissance en courant, tel qu’illustré sur la figure 2.

Cette catégorie d’amplificateurs haute-puissance en courant 101 présente la même topologie que pour les amplificateurs haut-puissance en tension 100, à savoir un étage de pré-amplification 201 couplé à un étage d’amplification 203.

A la différence de E amplificateur haute-tension 100 de la figure 1, une résistance de mesure de courant R6 est insérée entre le haut-parleur R44 et la masse. En outre,

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) l’amplificateur en courant 101 ne présente pas de ligne de protection 403. Les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées à un point d’interconnexion PI situé entre la résistance R6 et le haut-parleur R44.

Dans cette configuration, le haut-parleur R44 est donc traversé par une image du courant appliqué au point S2 sur la figure 3. Il s’ensuit que la transconductance, c’est-à-dire le rapport entre le courant de sortie traversant le haut-parleur R44 et la tension d’entrée appliquée au point SI, de l’amplificateur 101 est égale à 1/R6 A/V. Pour un haut-parleur d’impédance Z, le gain en tension vaut Z/R6.

Les montages d’amplification en tension ou en courant sont donc similaires, notamment au niveau de l’étage de pré-amplification et de l’étage d’amplification de puissance. Ils ne diffèrent qu’au niveau de la connexion du haut-parleur et de la contre-réaction.

Dans la suite de l’état de la technique, les autres classes d’amplificateurs seront décrits en référence à des amplificateurs de tension, bien que l’invention ne se limite pas à ce type d’amplificateur.

Un système de classes peut être utilisé pour caractériser les différentes topologies d’amplificateurs haute-puissance. Le système de classe assigne une lettre en fonction de la relation entre la forme du signal d’entrée et celui de sortie, ainsi qu’en fonction de la durée pendant laquelle les composants actifs sont utilisés lors de l’amplification du signal d’entrée.

Parmi les classes d’amplificateurs existantes, les amplificateurs de classe A présentent une topologie telle que les composants actifs conduisent, en l’absence de signal d’entrée, un courant élevé d’environ 50% du courant de sortie maximal. C’est ce que l’on appelle le courant de repos. En modulation, ce dernier se superpose au courant de sortie. Ce type d’amplificateur permet de fournir un son d’une excellente qualité, mais il présente le désavantage d’engendrer une dissipation thermique importante. Ainsi, le rendement énergétique, défini par le rapport entre la puissance de sortie efficace et la puissance absorbée, de cette classe d’amplificateurs est d’environ 10%.

Les amplificateurs de classe B présentent une topologie telle que les composants actifs conduisent sur 50% de la période du signal d’entrée lorsqu’un signal d’entrée sinusoïdal est appliqué en entrée. Pour cette classe d’amplificateurs, le courant de repos est nul. Le rendement de ce type d’amplificateur est supérieur aux amplificateurs de classe A,

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) mais les caractéristiques de distorsion du signal de sortie sont nettement dégradées en comparaison des amplificateurs de classe A. Les amplificateurs de classe B produisent ainsi un son de moins bonne qualité. Il est désormais assez rare que des fabricants utilisent cette classe d’amplificateur.

Les amplificateurs de classe AB présentent une topologie telle que les composants actifs conduisent sur 100% de la période du signal d’entrée mais avec un courant de repos faible d’environ 1% du courant de sortie maximal. Ce type d’amplificateur présente une efficacité énergétique supérieure aux amplificateurs de classe A, typiquement comprise entre 30 et 50%, mais une qualité sonore moindre. Les amplificateurs de classe AB sont donc un bon compromis entre performance et rendement énergétique.

Pour les amplificateurs de classe D, une technologie ou les composants actifs sont actionnés comme des commutateurs est utilisée. Le signal est alors converti en modulation de largeur d’impulsion. Ce système permet d’augmenter l’efficacité énergétique à environ 70%. En revanche, le signal de sortie contient plus de bruit et de distorsions et il est difficile de restituer les hautes fréquences avec cette classe d’amplificateurs.

Les amplificateurs de classe G possèdent plusieurs bus d’alimentation et peuvent commuter de l’un à l’autre en fonction de la puissance demandée en sortie. Ceci permet d’augmenter le rendement énergétique en diminuant la puissance dissipée dans les composants actifs.

Les amplificateurs de classe H utilisent un bus d’alimentation dont la tension d’alimentation « suit », ou est modulée par le signal d’entrée. En général, ils possèdent deux bus d’alimentation, comme ceux de la classe G, mais seule la tension d'alimentation la plus élevée est modulée. L’alimentation modulée est généralement réalisée grâce à un amplificateur de classe D.

L’objet de l’invention porte en particulier sur ces deux dernières catégories d’amplificateurs.

La figure 3 illustre la partie supérieure d’un étage d’amplification de puissance 204. Ce dernier est connecté à un circuit d’alimentation 150. Bien entendu, cet étage d’amplification de puissance comprend également une partie inférieure non représentée, en miroir de la partie supérieure avec un circuit d’alimentation équivalent. De même, le

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) circuit comprend également un étage de pré-amplification, par exemple connecté à une alimentation indépendante ou encore à un bus d’alimentation fort, également connecté au circuit d’alimentation 150.

Le circuit d’alimentation 150 permet de sélectionner un niveau d’alimentation de l’étage d’amplification de puissance 204 adapté à la puissance d’amplification demandée. Ainsi, lorsque la tension d’amplification est supérieure à une valeur seuil, le premier bus d’alimentation fort doit être utilisé alors que, lorsque la tension d’amplification est inférieure à cette valeur seuil, un second bus d’alimentation plus faible peut être utilisé. Les phases d’utilisation du bus d’alimentation plus faible permettent d’améliorer le rendement global de l’amplificateur en comparaison des amplificateurs de classes A, B, et AB.

Par ailleurs, le circuit d’alimentation 150 présente une structure indépendante de l’étage de pré-amplification 201 et de l’étage d’amplification de puissance 204. Dans l’exemple de la figure 3, l’étage d’amplification de puissance 204 comporte un transistor Q10 dont la base est reliée à l’émetteur du transistor Q8. Cette configuration dite de « Darlington » permet d’augmenter le gain en courant. Les émetteurs des transistors Q8 et Q10 sont couplés au haut-parleur R44 par leurs résistances respectives R16 et R19. Ils ont, par exemple, un courant de repos respectif égal à 6 mA pour le transistor Q8 et égal à 75 mA pour le transistor Q10.

L’étage d’amplification de puissance 204 est relié au circuit d’alimentation 150 au niveau des collecteurs des transistors Q8 et Q10. Ce circuit d’alimentation 150 est connecté à deux bus de tensions présentant des niveaux distincts V+, V++. Le circuit d’alimentation 150 permet donc de sélectionner l’un ou l’autre de ces niveaux de tension en fonction de l’amplification demandée. Typiquement, un premier bus d’alimentation délivre 65V et un second bus d’alimentation délivre 35V. Le second bus d’alimentation est destiné à être utilisé pour alimenter l’étage d’amplification de puissance 204 lorsque le signal de sortie à générer ne présente pas une tension très importante, typiquement inférieure à 32V.

Du fait du courant relativement faible traversant le transistor Q8, typiquement inférieur à 10 % du courant traversant le transistor Q10, le collecteur du transistor Q8 peut être directement relié au premier bus d’alimentation V++, sans que cela n’engendre une

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) dissipation de puissance supplémentaire significative. Ce mode de réalisation peut améliorer la stabilité de l’amplificateur, que le fonctionnement en amplificateur de courant a tendance à mettre à mal.

Afin de réaliser la sélection du niveau de tension adapté, un transistor MOSFET Ml est directement relié au premier bus d’alimentation V++ par son drain et au second bus d’alimentation V+ par sa source via une quatrième diode D3. Le transistor MOSFET Ml commute typiquement pour un seuil de 27 V, puis il fonctionne en linéaire au-delà de ce seuil. Il laisse passer le premier bus d’alimentation V++ lorsqu’une tension de commande supérieure à une valeur seuil lui est appliquée. Cette tension est commandée par l’association de la première diode D8, D10 connectée entre la grille du transistor MOSFET Ml et le haut-parleur R44 et d’une deuxième résistance R8, R27 connectée entre le drain et la grille du transistor MOSFET Ml.

Une diode D15 est connectée entre le collecteur du transistor Q10 et le haut-parleur R44, la cathode de la diode étant reliée au collecteur du transistor Q10.

Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur la figure 4.

Ainsi, le signal numéroté 1 sur les figures 3 et 4 représente le signal de grille du transistor MOSFET Ml. Le signal de sortie numéroté 3 sur les figures 3 et 4 représente le signal de sortie de l’amplificateur, c’est-à-dire le signal aux bornes du haut-parleur R44. Le signal de sortie numéroté 2 sur les figures 3 et 4 représente le signal de sortie du circuit d’alimentation 150. On remarque ainsi que le signal de sortie 3 est déformé. En effet, la crête de la sinusoïde est aplatie et des décrochements ont lieu vers 27ps. Cette saturation du signal de sortie 3 s’explique par le fait que la tension d’alimentation du transistor MOSFET Ml est insuffisante pour que l’amplificateur puisse délivrer la tension de sortie correctement.

De même, le signal 2 présente, entre 40 et 47ps, un pic anormal de tension correspondant à une surtension au niveau de la grille du transistor MOSFET Ml. Ceci entraine une perte de puissance et une dégradation du rendement de l’amplificateur.

Le problème technique que se propose de résoudre l’invention est donc d’obtenir un amplificateur audio haute puissance permettant de limiter les déformations identifiées sur les signaux et donc d’améliorer le rendement et de réduire la saturation de l’amplificateur.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) EXPOSE DE L’INVENTION

Pour résoudre ce problème, l’invention propose un circuit d’alimentation comportant un transistor MOSFET commandé par un sous-circuit d’aide à la charge, un sous-circuit d’aide à la décharge et un sous-circuit de décalage de tension permettant d’obtenir un meilleur rendement de l’amplificateur tout en limitant les saturations et les déformations du signal de sortie de l’amplificateur.

Autrement formulé, l’invention concerne un amplificateur audio haute puissance destiné à commander au moins un haut-parleur, ledit amplificateur comportant :

- un étage de pré-amplification recevant un signal d’entrée ;

- un étage d’amplification de puissance connecté à l’étage de pré-amplification et fournissant un signal de sortie destiné à alimenter ledit au moins un haut-parleur ; les étages de pré-amplification et d’amplification de puissance comportant une partie supérieure et une partie inférieure montées en miroir ;

- une contre-réaction fournissant à l’étage de pré-amplification une image du signal de sortie,

- un circuit d’alimentation supérieur, connecté à la partie supérieure de l’étage d’amplification de puissance, et permettant de l’alimenter par un premier ou un second bus d’alimentation ;

- un circuit d’alimentation inférieur connecté à la partie inférieure de l’étage d’amplification de puissance et permettant de l’alimenter par un premier ou un second bus d’alimentation ;

- chaque circuit d’alimentation comportant un transistor MOSFET et des moyens de supervision, le transistor MOSFET étant commandé par les moyens de supervision de sorte à réaliser la commutation entre l’un ou l’autre des deux bus d’alimentation, le transistor MOSFET étant relié au second bus d’alimentation par l’intermédiaire d’une quatrième diode dont une première borne est reliée à la source du transistor MOSFET, et le drain du transistor MOSFET étant relié au premier bus d’alimentation.

L’invention se caractérise en ce que chaque circuit d’alimentation comporte en outre :

- un sous-circuit d’aide à la charge dudit transistor MOSFET comportant au moins une première résistance, une première borne de la première résistance étant connectée à la

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) grille du transistor MOSFET et une seconde borne de la première résistance étant connectée à un point d’interconnexion ;

- un sous-circuit d’aide à la décharge dudit transistor MOSFET comportant au moins une deuxième et une troisième résistance et un transistor bipolaire ; la base du transistor bipolaire étant connectée sur une première borne de la troisième résistance, son émetteur étant connecté à la grille du transistor MOSFET et son collecteur étant connecté à la source du transistor MOSFET par l’intermédiaire de la deuxième résistance, la seconde borne de la troisième résistance étant connectée sur le point d’interconnexion ; et

- un sous-circuit de décalage de tension comportant une première diode montée en parallèle avec un premier condensateur ; une première borne de la première diode et une première borne du premier condensateur étant connectés sur un premier nœud d’interconnexion ; une seconde borne de la première diode et une seconde borne du premier condensateur étant connectés sur un second nœud d’interconnexion.

En particulier, le sous-circuit d’aide à la charge permet au transistor MOSFET de se charger plus rapidement. En effet, il comprend tout d’abord la première résistance, qui présente de préférence une résistance de forte valeur afin de ne pas échanger trop d’énergie avec la sortie de l’amplificateur et d’engendrer davantage de distorsion, c’est- à-dire environ 15 kQ. Cette première résistance ne laisse passer qu’un courant faible pour charger ou décharger la grille du transistor MOSFET. La grille se comportant comme un condensateur, la combinaison du transistor MOSFET avec la première résistance augmente cependant la durée des temps de charge et de décharge.

Le sous-circuit d’aide à la décharge permet au transistor MOSFET de se décharger plus rapidement. Le transistor bipolaire permet notamment de décharger la grille du transistor MOSFET lorsque le signal d’entrée sinusoïdal est sur sa phase décroissante.

Le sous-circuit de décalage de tension fait en sorte que le potentiel de la grille du transistor MOSFET soit toujours plus élevé que celui de la sortie de l’amplificateur. Typiquement, le potentiel de la grille du transistor MOSFET peut être plus élevé de 15 V par rapport à celui de la sortie de l’amplificateur. Le sous-circuit de décalage de tension permet également de compenser les chutes de tensions du transistor MOSFET. Selon un deuxième mode de réalisation, le sous-circuit de décalage de tension comporte en outre au moins une quatrième résistance et une deuxième diode, montées en parallèle.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Une première borne de la deuxième diode et une borne de la quatrième résistance sont reliées au premier nœud d’interconnexion, une seconde borne de la quatrième résistance et une seconde borne de la deuxième diode étant reliée à un troisième nœud d ’ interconnexion.

L’ajout de ces composants permet de réduire les distorsions observées sur le signal de sortie de l’amplificateur. Cette amélioration de la distorsion est efficace pour un signal sinusoïdal d’entrée, si celui-ci est de fréquence relativement basse, c’est-à-dire environ 1 kHz.

Avantageusement, selon un troisième mode de réalisation, le sous-circuit d’aide à la charge comporte en outre une cinquième résistance montée en série avec une troisième diode, la cinquième résistance et la troisième diode étant montées en parallèle de la branche du sous-circuit d’aide à la charge incluant la première résistance.

La troisième diode, montée en parallèle de la première résistance, permet de laisser passer le courant destiné à charger la grille du transistor MOSFET et de bloquer le courant destiné à décharger la grille du transistor MOSFET. La cinquième résistance est de préférence de valeur faible, c’est-à-dire environ 300 Q. Cette cinquième résistance permet de charger beaucoup plus rapidement la grille du transistor MOSFET, puisque la constante de temps de chargement est égale au produit de la résistance par la capacité. L’ajout de ces composants permet ici encore d’améliorer la distorsion pour un signal sinusoïdal d’entrée allant jusqu’à une fréquence de 20kHz. La distorsion est donc améliorée sur l’entièreté du spectre sonore. La restitution sonore d’un haut-parleur branché sur l’amplificateur de l’invention est donc améliorée. L’auditeur perçoit moins de distorsions en comparaison des amplificateurs de l’art antérieur.

Selon un quatrième mode de réalisation, le sous-circuit de décalage de tension comporte en outre un deuxième condensateur et un troisième condensateur, le deuxième condensateur étant monté en parallèle du premier condensateur et de la première diode et le troisième condensateur étant monté en parallèle de la troisième diode et de la cinquième résistance. Ces composants supplémentaires permettent de limiter les perturbations, c’est-à-dire les signaux parasites venant se superposer au signal de sortie attendu.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) En pratique, chaque circuit d’alimentation comporte une première diode de protection dont une première borne est connectée à la source du transistor MOSFET et dont une seconde borne est connectée à la grille du transistor MOSFET. De même, chaque circuit d’alimentation comporte en outre une seconde diode de protection connectée entre la source et le drain du transistor MOSFET.

La première diode de protection est ajoutée afin de protéger le transistor MOSFET des surtensions sur sa grille, qui pourraient l’endommager voire le rendre inutilisable, en rompant l’isolation entre la grille et le canal qui ne peut supporter que +/- 20V en continu et +/- 30V de façon transitoire.

La seconde diode de protection a pour rôle de protéger le transistor MOSFET d’une tension drain-source inverse qui pourrait survenir si la tension du premier bus d’alimentation n’apparaît qu’après celle du second bus d’alimentation. Les différents bus d’alimentation ont chacun leurs enroulements de transformateur et leurs condensateurs de lissage, d’où des constantes de temps différentes.

Selon un cinquième mode de réalisation, chaque circuit d’alimentation comporte en outre un condensateur monté en parallèle de la quatrième diode. Ce condensateur permet d’éliminer les pics parasites générés par la diode dont une première borne est reliée à la source du transistor MOSFET, lorsque cette dernière commute. Le taux de distorsion par harmoniques (THD) est également amélioré. Ce taux est une mesure de la linéarité du traitement effectuée. Il est calculé en comparant le signal en sortie d'un appareil à un signal d'entrée parfaitement sinusoïdal.

En pratique, l’étage de pré-amplification est connecté au premier bus d’alimentation de chaque circuit d’alimentation par le biais d’un circuit d’amortissement des variations de puissance dudit premier bus d’alimentation, ledit circuit d’amortissement des variations de puissance comportant au moins un condensateur et au moins une résistance montés en filtre passe-bas. Autrement formulé, la résistance est connectée en série avec le condensateur, qui est lui connecté à la masse.

Ce montage permet d’isoler du bruit et des creux de tension. Ce phénomène survient notamment lorsque l’amplificateur haute-tension délivre un courant élevé. Le condensateur joue alors un rôle de réservoir d’énergie.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Avantageusement, ledit circuit d’amortissement des variations de puissance comporte en outre un condensateur supplémentaire monté en parallèle de l’au moins un condensateur. Le condensateur monté en parallèle présente une valeur plus modeste, typiquement inférieure d’un facteur 10 ³ . Il permet de supprimer les parasites en haute- fréquence.

Selon un mode de réalisation spécifique de l’invention, la contre-réaction appliquée à l’étage de pré-amplification fournit un signal proportionnel au courant traversant le haut- parleur. Ce mode de réalisation permet d’obtenir un amplificateur haute-puissance en courant. Tel que décrit en référence à la figure 2 de l’état de la technique, cette catégorie d’amplificateurs haute-puissance en courant présente la même topologie que pour les amplificateurs haut-puissance en tension, à savoir un étage de pré-amplification couplé à un étage d’amplification. Cependant, la contre réaction appliquée à l’étage de préamplification diffère.

En utilisant le circuit d’alimentation de l’invention pour un amplificateur haute- puissance en courant, l’amplificateur haute-puissance en courant présente une consommation très limitée.

En effet, lorsque l’ amplificateur délivre en sortie une tension faible, le circuit d’alimentation de l’invention ne sera pas actif. Ainsi, la puissance fournie par l’alimentation sera égale au produit du courant de sortie multiplié par la tension délivrée par le bus d’alimentation de plus faible puissance, au lieu de la tension maximale délivrée par l’unique bus d’alimentation pour un amplificateur de classe AB standard. A puissance égale, et en supposant par exemple que la tension délivrée par le bus d’alimentation de plus faible puissance soit égale à la moitié de celle du bus d’alimentation de plus grande puissance, deux fois moins de puissance sera fournie par l’alimentation. Les transistors, qui dissipent la différence entre la puissance fournie par l’alimentation et la puissance fournie au haut-parleur, chaufferont nettement moins.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES

La manière de réaliser l’invention, ainsi que les avantages qui en découlent, ressortiront bien de la description des modes de réalisation qui suivent, à l’appui des figures annexées dans lesquelles :

[Fig 1] est un schéma électrique d’un amplificateur haute-puissance en tension de l’art antérieur,

[Fig 2] est un schéma électrique d’un amplificateur haute-puissance en courant de l’art antérieur,

[Fig 3] est un schéma électrique d’un amplificateur haute-puissance en tension de l’art antérieur comportant un étage d’alimentation,

[Fig 4] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 3.

[Fig 5a] et [Fig 5b] est un schéma électrique de l’amplificateur haute-puissance en tension selon un mode de réalisation de l’invention,

[Fig 6] est un schéma électrique du circuit d’alimentation de l’amplificateur haute- puissance selon un deuxième mode de réalisation,

[Fig 7] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 6 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 20kHz,

[Fig 8] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 6 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 1kHz,

[Fig 9] est un schéma électrique du circuit d’alimentation de l’amplificateur haute- puissance selon un troisième mode de réalisation,

[Fig 10] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 9 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 20kHz,

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) [Fig 11] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 9 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 1kHz,

[Fig 12] est un schéma électrique du circuit d’alimentation de l’amplificateur haute- puissance selon un quatrième mode de réalisation,

[Fig 13] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 12 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 20kHz,

[Fig 14] est un schéma électrique du circuit d’alimentation de l’amplificateur haute- puissance selon un cinquième mode de réalisation,

[Fig 15] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 14 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 20kHz,

[Fig 16] est un schéma électrique du circuit d’alimentation de l’amplificateur haute- puissance selon le premier mode de réalisation de la figure 5,

[Fig 17] est un graphique représentant l’évolution de la tension de la grille du transistor MOSFET, de la tension de sortie de l’amplificateur, et du signal de sortie du circuit d’alimentation pour le circuit de la figure 16 avec en entrée une sinusoïde de fréquence 20kHz,

[Fig 18a] et [Fig 18b] est un schéma électrique de l’amplificateur haute-puissance en courant selon un mode de réalisation de l’invention, et

[Fig 19] est un schéma électrique d’une structure de protection d’un amplificateur haute- puissance en courant selon un mode de réalisation de l’invention.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) DESCRIPTION DÉTAILLÉE DES MODES DE RÉALISATION

Tel qu'illustré sur la figure 5a-5b, l’amplificateur haute-puissance 102 de l’invention est symétrique, il comporte une partie supérieure, qui amplifie l’alternance positive du signal d’entrée SI et une partie inférieure, qui amplifie l’alternance négative du signal d’entrée SI.

L’amplificateur haute-puissance 102 comporte un étage de pré-amplification recevant le signal d’entrée SI et fournissant des signaux provenant du collecteur des transistors Q5, Q6, par l’intermédiaire d’un réseau constitué de la résistance R23, R57, montée en parallèle avec un condensateur C7, C8. Ces signaux sont fournis à un étage d’amplification de puissance 302 sur la base du transistor Q8, Q9. Ce dernier fournit un signal de sortie 3 destiné à alimenter un haut-parleur R44. Une contre-réaction fournit à l’étage de pré-amplification 201 une image du signal de sortie 3.

L’amplificateur haute-puissance 102 comporte également un circuit d’alimentation supérieur 155a, connecté à la partie supérieure de l’étage d’amplification de puissance 302, et un circuit d’alimentation inférieur 155b connecté à la partie inférieure de l’étage d’amplification de puissance 302.

L’étage de pré-amplification 301 comporte deux paires différentielles 110a, 110b comprenant chacune deux transistors QI, Q2 et Q3, Q4 montés en miroir l’un de l’autre. Ainsi, l’émetteur des transistors Qi, Q2 est relié au bus d’alimentation en - 65V par l’intermédiaire d’une résistance R2, R3 et d’une première source de courant constant II, tandis que l’émetteur des transistors Q3, Q4 est relié au bus d’alimentation en + 65V par l’intermédiaire d’une résistance R4, R5 et d’une seconde source de courant de même valeur II.

Les sources de courant II et 12 comprennent chacune un transistor Q23, Q24 dont le collecteur est respectivement relié aux résistances R2, R3 et R4, R5. L’émetteur des transistor Q23, Q24 est connecté à une résistance R6, RIO. La seconde borne de la résistance R6 est connectée d’une part au bus d’alimentation en - 65V et d’autre part à la masse, par l’intermédiaire d’un condensateur Cil monté en série avec une résistance R46. La seconde borne de la résistance RIO est connectée d’une part au bus d’alimentation en + 65V et d’autre part à la masse, par l’intermédiaire d’un condensateur C12 monté en série avec une résistance R48.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Une diode DI, D2 est montée entre la base du transistor Q23, Q24 et la seconde borne de la résistance R6, RIO, tandis qu’une résistance R45, R47 est montée entre la base du transistor Q23, Q24 et le point d’interconnexion entre le condensateur Cil, C12 et la résistance R46, R48.

Le collecteur des transistors Q2, Q4 peut être directement relié, respectivement, au bus d’alimentation en +65V et en -65V. En variante, le collecteur des transistors Q2, Q4 peut être relié, respectivement, au bus d’alimentation en +65 V et en -65V par l’intermédiaire d’un circuit d’amortissement des variations de puissance 304, 305.

Le circuit d’amortissement des variations de puissance 304, 305 comporte une résistance R52, R55 montée en série avec un condensateur C15, C19 connecté à la masse. La seconde borne de la résistance R52, R55 est connectée au bus d’alimentation en +/-65V. Avantageusement, un autre condensateur Cl 6, C20 peut être monté en parallèle du condensateur C15, C19. En pratique, le condensateur C15, C19 présente une valeur comprise entre 150 et 300 pF, tandis que le condensateur C16, C20 présente une valeur comprise entre 150 et 300 nF.

Le collecteur des transistors Qi, Q3 est respectivement relié au bus d’alimentation en +65 V et en -65V par l’intermédiaire d’une résistance RI, Rll et avantageusement par l’intermédiaire du circuit d’amortissement des variations de puissance 304, 305. En l’absence de contre-réaction, le gain du premier étage de pré-amplification 102 dépend du rapport des résistances R1/R2 et R11/R4.

Les bases des transistors Q1 et Q3 sont reliées entre elles et connectées à la masse par l’intermédiaire d’une résistance R7. Les bases des transistors Q2 et Q4 sont également reliées entre-elles. Les bases des transistors Q1 et Q3 sont alimentées par le signal d’entrée SI. La source de tension VI, connectée entre le point SI et la masse représente le générateur du signal d’entrée SI. Un circuit intermédiaire de filtrage peut être intercalé entre le signal d’entrée SI et les bases des transistors Q1 et Q3. Ce circuit comporte par exemple un filtre passe-bande comportant une résistance R9 et un condensateur CIO connecté à la masse, et deux condensateurs Cl, C6, montés en parallèle.

Les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées au haut-parleur R44 par l’intermédiaire d’une résistance R18, de sorte à former la contre-réaction appliquée sur l’étage de pré-

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) amplification 301. Les collecteurs des transistors Q1 et Q3 assurent le couplage de l’étage de pré-amplification 301 avec les circuits 306, 303, 307 et les résistances R12, R13

L’étage d’amplification de puissance 302 comporte deux transistors Q8, Q9 reliés par leur base respective à l’étage de pré-amplification 301 par l’intermédiaire du circuit 306, 307.

Le circuit 306, 307 comporte un transistor Q5, Q6 dont l’émetteur est relié au bus de tension en +/-65V par l’intermédiaire d’une résistance R12, R13 et dont la base est connectée au niveau du collecteur des transistors Qi, Q3. Un condensateur C2, C3 est connecté entre la base et le collecteur des transistors Q5, Q6 afin d’améliorer la stabilité de l’amplificateur. Le collecteur des transistors Q5, Q6 est relié d’une part à une résistance R57, R23 montée en parallèle avec un condensateur C8, C7 et d’autre part, à un circuit de polarisation 303. Ce dernier comporte un transistor Q7 dont l’émetteur est relié au collecteur du transistor Q5 et dont le collecteur est relié au collecteur du transistor Q6. Une résistance R14 est montée entre le collecteur et la base du transistor Q7 et une autre résistance R15 est montée entre l’émetteur et la base du transistor Q7. Enfin, un condensateur C5, présentant par exemple une valeur de IpF, est connecté entre l’émetteur et le collecteur du transistor Q7. Ce condensateur C5 améliore la stabilité de l’amplificateur. En variante, la résistance R13, R12 peut être reliée, respectivement, au bus d’alimentation en +65V et en -65V par l’intermédiaire d’un circuit d’amortissement des variations de puissance 304, 305.

Les circuits 306, 307 réalisent une seconde amplification en tension. Le gain de cette amplification est proportionnel au rapport de la résistance « vue par le collecteur » par celle présente sur l’émetteur de Q5, Q6. Lorsque l’un des transistors Q5, Q6 conduit, son dual est bloqué, le transistor qui est passant voit donc une très forte résistance d’où un gain en tension très conséquent.

L’étage d’amplification de puissance 302 comporte en outre deux transistors Q10, Qll dont les bases sont respectivement reliées à l’émetteur des transistors Q8 et Q9. Cette configuration dite de « Darlington » permet d’augmenter le gain en courant. Les émetteurs des transistors Q8 et Q10 sont couplés au haut-parleur R44 par leurs résistances respectives R16 et R19, tandis que les émetteurs des transistors Q9 et Qll

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) sont couplés au haut-parleur R44 par leurs résistances respectives R17 et R20. Ils ont par exemple un courant de repos respectif égal à 6 mA pour les transistors Q8, Q9 et égale à 75 mA pour les transistors Q10, Qll.

L’étage d’amplification de puissance 302 est relié à deux circuits d’alimentation 155a, 155b au niveau des collecteurs des transistors Q8-Q11. Ces circuits d’alimentation 155a, 155b sont connectés à deux bus de tensions présentant des niveaux distincts V+, V++. Le circuit d’alimentation 155a, 155b permet donc de sélectionner l’un ou l’autre de ces niveaux de tension en fonction de l’amplification demandée. Typiquement, un premier bus d’alimentation délivre +/-65V et un second bus d’alimentation délivre +/ 32V. Le second bus d’alimentation est destiné à être utilisé pour alimenter l’étage d’amplification de puissance 302 lorsque le signal de sortie à générer ne présente pas une tension très importante, typiquement inférieure à 27V.

Du fait du courant relativement faible traversant les transistors Q8 et Q9, typiquement inférieur à 10 % du courant traversant les transistors Q10 et Qll, les collecteurs de Q8 et Q9 peuvent être directement reliés au premier bus d’alimentation V++ sans que cela n’engendre une dissipation de puissance supplémentaire significative. Ce mode de réalisation améliore la stabilité de l’amplificateur au niveau de sa marge de phase et de sa marge de gain.

En outre, les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées à une ligne de protection comportant une résistance R28 montée en série avec un condensateur C4 connecté à la masse. Ce montage est un diviseur de tension. En pratique, le condensateur C4 se comporte comme un court-circuit lorsque la tension parcourant le circuit est alternative. En revanche, lorsque la tension parcourant le circuit est continue, le condensateur C4 se comporte comme un circuit ouvert. Dans ce cas, la sortie de E amplificateur haute- puissance 100 est directement reliée au point S2. Le gain en tension de l’amplificateur haute-puissance 100 est alors égal à 1, ce qui permet de limiter une éventuelle composante continue indésirable sur la tension appliquée aux bornes du haut-parleur R44.

Plusieurs modes de réalisations sont possibles pour le circuit d’alimentation 151-155, 155a, 155b.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Pour tous les modes de réalisation qui suivent, le signal numéroté 1 représente le signal de grille du transistor MOSFET Ml, M2. Le signal de sortie numéroté 3 représente le signal de sortie de l’amplificateur, c’est-à-dire le signal aux bornes du haut-parleur R44. Le signal de sortie numéroté 2 représente le signal de sortie du circuit d’alimentation 151-155, 155a, 155b, c’est-à-dire le signal présent sur le collecteur des transistors Q8 et Q10.

Dans la suite de la description, seul le circuit d’alimentation supérieur est illustré mais la figure 5a-5b permet de comprendre le positionnement des composants correspondants pour le circuit d’alimentation inférieur.

Tel qu’illustré sur la figure 6, dans un premier mode de réalisation, le circuit d’alimentation 151 comporte un transistor MOSFET Ml, M2 directement relié au premier bus d’alimentation V++ par son drain et au second bus d’alimentation V+ par sa source via une quatrième diode D3, DU, qui peut être une diode classique ou une diode schottky. En pratique, l’anode de la quatrième diode D3 est connectée au second bus d’alimentation V+ et sa cathode au signal de sortie numéroté 2 représentant le signal de sortie du circuit d’alimentation 151-155, 155a, 155b ; la cathode de la quatrième diode DU est connectée au second bus d’alimentation -V+. Le transistor MOSFET Ml, M2 est bloqué pour une tension inférieure à un seuil, typiquement de 35 V, puis commute et fonctionne en linéaire au-delà de ce seuil. Le transistor MOSFET Ml, M2 laisse passer le premier bus d’alimentation V++ lorsqu’une tension de commande supérieure à la valeur seuil lui est appliquée. Cette tension est commandée par l’association d’un sous-circuit d’aide à la charge 131, d’un sous-circuit d’aide à la décharge 141 et d’un sous-circuit de décalage de tension 161.

Le sous-circuit d’aide à la charge 131 comporte une première résistance R24, R31 connectée entre la grille du transistor MOSFET Ml, M2 et un point d’interconnexion Al, A2.

Le sous-circuit d’aide à la décharge 141 comporte un transistor Q12, Q13 dont l’émetteur est connecté d’une part à la grille du transistor MOSFET Ml, M2 et d’autre part au sous-circuit d’aide à la charge 131. Le collecteur du transistor Q12, Q13 est connecté au signal de sortie 2 du circuit d’alimentation 151 par l’intermédiaire de la

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) deuxième résistance R8, R27. La base du transistor Q12, Q13 est reliée au point d’interconnexion Al, A2 par l’intermédiaire d’une troisième résistance R21, R39.

Le sous-circuit de décalage de tension 161 comporte un premier condensateur C18, C23 monté en parallèle d’une première diode D8, D10. La cathode de la première diode D8 est connectée à un premier nœud d’interconnexion NI et l’anode de la première diode D8 est connectée à un second nœud d’interconnexion N2. La diode D10 est connectée en sens inverse, c’est-à-dire que sa cathode est connectée au nœud d’interconnexion N3 et son anode est connectée au nœud d’interconnexion N4, tel qu’illustré sur la figure 5a- 5b. Le premier nœud d’interconnexion est relié au point d’interconnexion Al et le second nœud d’interconnexion est relié au haut-parleur R44.

Le sous-circuit de décalage de tension fait en sorte que le potentiel de la grille du transistor MOSFET Ml soit toujours plus élevé de 15 V par rapport à celui de la sortie de l’amplificateur.

En outre, le montage de type Darlington constitué par les transistors Q8 et Q10 nécessite 5 V de tension de déchet, c’est-à-dire la tension égale à la différence entre la tension d’entrée sur le collecteur du transistor Q8 et la tension de sortie de l’émetteur du transistor Q10. Le MOSFET Ml, quant à lui, nécessite 10 V de tension de déchet ; c’est- à-dire la tension égale à la différence entre la tension d’entrée sur sa grille et la tension de sortie sur sa source dans le cas où le courant est maximal et en étant saturé. Le sous- circuit de décalage en tension doit donc compenser les chutes de tensions des deux transistors bipolaires Q8 et Q10, ainsi que du MOSFET Ml soit 5 + 10 = 15 V.

Le circuit d’alimentation 151 comporte avantageusement une première diode de protection D5, D13. L’anode de la diode D5 est connectée au signal de sortie 2 du circuit d’alimentation 151 et sa cathode est connectée à la grille du transistor MOSFET Ml. La cathode de la diode D13 est connectée à la sortie du circuit d’alimentation 155b et son anode est connectée à la grille du transistor MOSFET M2. De même, le circuit d’alimentation 151 comporte une deuxième diode de protection D4, DI 2. La cathode de la diode D4 est connectée au drain du transistor MOSFET Ml et son anode est connectée à la source du transistor MOSFET Ml. La cathode de la diode D12 est connectée à la source du transistor MOSFET M2 et son anode est connectée au drain du transistor MOSFET M2.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur les figures 7 et 8. Les signaux illustrés sur la figure 7 correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102. On remarque ainsi que le signal de sortie 3 est déformé au niveau des sommets des sinusoïdes qui prennent un aspect triangulaire. Ainsi, il n’est pas possible de reproduire correctement une sinusoïde à 20 kHz. En revanche, on n’observe pas de pics anormaux de tension. Les pertes de puissance sont donc limitées.

Les signaux illustrés sur la figure 8 correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 1kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102. On remarque ainsi que le signal de sortie 3 est moins déformé qu’à 20kHz. A l’œil nu, la sinusoïde du signal de sortie 3 semble même parfaitement reproduite. Il s’avère cependant que le taux de distorsion par harmoniques (THD) est supérieur à 0,1%.

Tel qu’illustré sur la figure 9, dans un deuxième mode de réalisation, le sous-circuit de décalage de tension 162 de l’étage d’alimentation 152 comporte en outre une deuxième diode D6, D29 montée en parallèle avec une quatrième résistance R22, R26. La cathode de la deuxième diode D6 est connectée au point d’interconnexion NI et l’anode de la deuxième diode D6 est connecté au troisième nœud d’interconnexion N10. La diode D29 est connectée en sens inverse, c’est-à-dire que sa cathode est connectée au nœud d’interconnexion N20 et son anode est connectée au nœud d’interconnexion N4, tel qu’illustré sur la figure 5a-5b.

Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur les figures 10 et 11. Les signaux illustrés sur la figure 10 correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102. On observe toujours que le signal de sortie 3 est déformé au niveau des sommets des sinusoïdes, qui prennent un aspect triangulaire. Ainsi, il n’est toujours pas possible de reproduire correctement une sinusoïde à 20 kHz.

Les signaux illustrés sur la figure 11 correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 1kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102. A l’œil nu, la sinusoïde du signal de sortie 3 semble parfaitement reproduite sur l’alternance positive et légèrement déformée sur l’alternance négative. La distorsion par

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) harmoniques THD est égale à 0,45 % car la déformation observée correspond à la production d’harmoniques.

L’ajout de ces composants ne permet donc pas de réduire les distorsions observées sur le signal de sortie de l’amplificateur. L’ajout de la deuxième diode D6, D29 et de la quatrième résistance R22, R26 dégrade la performance dynamique du circuit. Il faut une circuiterie plus complexe pour que ces composants soient bénéfiques, c’est-à-dire qu’ils améliorent les dégradations en basses fréquences et en hautes fréquences. Pour obtenir un gain de performance, il est possible d’ajouter d’autres éléments autour du transistor Q12, Q13.

Tel qu’illustré sur la figure 12, dans un troisième mode de réalisation, le sous-circuit d’aide à la charge 132 de l’étage d’alimentation 153 comporte en outre une branche de circuit comprenant une troisième diode D9, DI 4 en série avec une cinquième résistance R29, R30, montée en parallèle de la première résistance R24, R31. La cathode de la troisième diode D9 est par exemple reliée à la grille du transistor MOSFET Ml. L’anode de la troisième diode D14 est reliée à la grille du transistor MOSFET M2. En variante, les composants D9, R29 et DI 4, R30 peuvent être inversés, de telle sorte que la troisième diode D9, D14 est connectée à la grille du transistor MOSFET Ml, M2 par l’intermédiaire de la résistance R29, R30.

Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur la figure 13. Ces derniers correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102.

On observe que la sinusoïde de sortie correspondant au signal de sortie numéroté 3 est bien restituée. En revanche, le signal de sortie 2, représentant la tension de sortie du circuit d’alimentation 153, présente des déformations entre 0 et 5ps et entre 18 et 20ps. Le taux de THD est égal à 0.26%. L’ajout de ces composants permet ici d’améliorer la distorsion pour un signal sinusoïdal d’entrée allant jusqu’à une fréquence de 20kHz.

Tel qu’illustré sur la figure 14, dans un quatrième mode de réalisation, le sous-circuit de décalage de tension de l’étage d’alimentation 154 comporte en outre un troisième condensateur C21, C24 monté en parallèle de la quatrième résistance R22, R26 et de la deuxième diode D6, D29, ainsi qu’un deuxième condensateur C17, C22, monté en parallèle de la première diode D8, D10 et du premier condensateur C18, C23.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur la figure 15. Ces derniers correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102.

On observe ainsi que le signal 2 est moins perturbé mais la commutation de la quatrième diode D3 génère toujours des parasites, notamment entre 45 et 50ps.

En effet, le deuxième condensateur Cl 7, C22, par exemple utilisant la technologie électrochimique, présente une valeur importante, typiquement comprise entre 5 et 15pF, constitue un réservoir d’énergie, tandis que le premier condensateur C18, C23, par exemple utilisant la technologie à film plastique, présente une valeur plus faible, typiquement comprise entre 50 et 150nF, permet de lisser les parasites en haute- fréquences. La THD est réduite à 0,21 %

Cette association permet de rendre le circuit plus performant dans les phases transitoires de croissance et de décroissance du signal.

Tel qu’illustré sur les figures 5a-5b et 16, dans un cinquième mode de réalisation, l’étage d’alimentation 155, 155a, 155b comporte en outre un quatrième condensateur C14, C25 monté en parallèle de la quatrième diode D3, DU.

Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur la figure 17. Ces derniers correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102.

On observe que les parasites générés par la quatrième diode D3, DU ont disparu entre 45 et 50ps. Ceci se traduit par une légère baisse de la THD de 0,21 à 0,2 %.

Bien que l’invention soit précédemment décrite en référence aux figures 5a-5b à 17 pour un amplificateur audio haute puissance 102 permettant d’alimenter un haut-parleur R44 en tension, il est également possible d’utiliser le circuit d’alimentation de l’invention pour un amplificateur audio haute puissance en courant, c’est-à-dire pour alimenter un haut-parleur en courant.

Pour ce faire, tel qu’illustré sur la figure 18a- 18b une résistance de mesure de courant R61 est insérée entre le haut-parleur R44 et la masse. En outre, l’amplificateur en courant 103 ne présente pas de ligne de protection 403. Les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées à un point d’ inter connexion situé entre la résistance R61 et le haut-

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) parleur R44 par l’intermédiaire d’un condensateur C40. Ce condensateur C40 ne laisse donc passer que la composante alternative du signal.

Dans cette configuration, le haut-parleur R44 est donc traversé par un courant alternatif dont une image est appliquée au point S2. Il s’ensuit que la transconductance de l’amplificateur est égale à 1/R61 pour un signal alternatif.

En variante, afin de protéger le haut-parleur R44 et l’amplificateur lui-même, une résistance peut être ajoutée à la contre-réaction, entre le point S2 et la sortie de l’amplificateur 3. Dans le cas d’une composante continue aux bornes du haut-parleur R44, la composante continue est appliquée aux bases des transistors Q2 et Q4 par l’intermédiaire d’une résistance R18. La contre-réaction va tendre à annuler cette composante continue. En outre, la résistance RI 8 permet de limiter le gain de l’amplificateur en Eabsence de haut-parleur R44, Eempêchant également d’osciller.

Lorsque le courant est alternatif, le condensateur C40 a une impédance négligeable par rapport à la valeur de la résistance R18. En fonctionnement normal, c’est-à-dire, lorsqu’il n’y a pas de composante continue et lorsqu’un haut-parleur R44 est effectivement présent en sortie de l’amplificateur, la résistance R18 n’a quasiment aucun effet. En revanche, en Eabsence de haut-parleur R44 en sortie de l’amplificateur, on peut considérer que le point S2 est relié, d’une part, à la sortie de l’amplificateur par E intermédiaire de la résistance R18, et, d’autre part, à la masse par E intermédiaire de la résistance R61 puisque le condensateur C40 se comporte comme un court-circuit en courant alternatif. L’amplification en tension sera donc limitée à (RI 8 + R61) / R61 puisque la tension de sortie de l’amplificateur multipliée par R61/ (R18 + R61) est comparée à la tension d’entrée appliquée au point SI par les paires différentielles formées par les transistors Q1/Q2 et Q3/Q4. L’amplificateur ne fournira alors pas sa tension de sortie maximale, ce qui aurait pu être dangereux. De même, en présence d’une composante continue et en présence ou en Eabsence de haut-parleur R44 en sortie de l’amplificateur, le condensateur se comporte comme un circuit ouvert, la composante continue est ainsi réinjectée au point S2 par E intermédiaire de la résistance R18. Le gain en tension est ainsi limité à 1 pour les tensions continues, ce qui ne risque pas d’endommager le haut-parleur R44.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Dans une autre variante, un circuit de protection de l’amplificateur en courant peut être ajouté. Pour ce faire, tel qu’illustré sur la figure 19, le point d’interconnexion PI situé entre la résistance R61 et le haut-parleur R44 est connecté à une première borne d’une résistance R70. Dans ce mode de réalisation, la seconde borne de la résistance R70 est connectée au collecteur d’un transistor Q16. Le collecteur du transistor Q16 est également connecté à la base d’un deuxième transistor Q15. Le diviseur de tension constitué par les résistances R71 et R72 permet d’adapter le seuil de courant à partir duquel le circuit de protection agit. La première borne de la résistance R71 est connectée au second bus d’alimentation V+ d’une valeur de 32 V. La seconde borne de la résistance R71 est connectée à la base du transistor Q15 et au collecteur du transistor Q16. La première borne de la résistance R72 est connectée à la seconde borne de la résistance R70 et la seconde borne de la résistance R72 est reliée à la masse. La tension de seuil de conduction du transistor Q15 est ainsi décalée de : V+*R72 / (R71 + R72). Ceci permet d’augmenter la sensibilité, c’est-à-dire que le seuil de courant à partir duquel la protection agit est abaissé.

De préférence, le transistor Q15 est un darlington. Ceci permet de limiter la distorsion due au circuit en prélevant un courant moindre aux bornes de la résistance de mesure R61 tout en conservant une sensibilité suffisante grâce au réseau diviseur R71 / R72. Un autre pont diviseur constitué des résistances R73 et R74 est inséré entre le point 3 et la masse. La première borne de la résistance R73 est connectée au point 3. La seconde borne de la résistance R73 est connectée à la base du transistor Q16 et à la première borne de la résistance R74. La seconde borne de cette dernière est reliée à la masse. Ainsi, on adapte le seuil de tension à partir duquel la protection en courant est neutralisée. Les émetteurs des transistors Q16 et Q15 sont connectés entre eux et à la masse, et le collecteur du transistor Q15 est connecté à la base du transistor Q8 par l’intermédiaire d’une diode D21, dont la cathode est reliée au collecteur du transistor Q15.

Ce circuit doit être dupliqué en miroir pour gérer la protection en courant lors de l’alternance négative, les transistors de type NPN sont alors remplacés par des transistors de type PNP.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26) Ce circuit permet de limiter les risques de casse en puissance de l’amplificateur en courant, notamment lorsque celui-ci est surchargé ou lorsque sa sortie est court- circuitée. En effet, dans ces cas de figure, le produit du courant de sortie par la tension des bus d’alimentation sera intégralement dissipé par les transistors et ceux-ci pourraient être endommagés.

Avec le circuit de la figure 19, si le courant dans la résistance de mesure de courant R61 est suffisant pour rendre le transistor Q15 passant, celui-ci peut, par l’intermédiaire de la diode D21, évacuer le signal provenant de la base du transistor Q8 vers la masse, de sorte à le bloquer. En revanche, si la tension aux bornes du haut-parleur R44 est suffisante pour rendre le transistor Q16 passant, le signal provenant de la base du transistor Q15 sera dérivé à la masse et c’est ce dernier qui sera bloqué. Le circuit de protection est ainsi neutralisé en présence d’une tension suffisante en sortie de l’amplificateur.

Pour conclure, l’invention permet d’obtenir un amplificateur audio haute puissance permettant de limiter les déformations identifiées sur les signaux et donc d’améliorer le rendement et de réduire la saturation de l’amplificateur.

FEUILLE DE REMPLACEMENT (RÈGLE 26)