以下、本発明の実施の形態を、図3を参照し て説明する。
図3において、直流電圧入力端子であるコネ� �タCN21から直流電圧が入力される。インダク� ��L21とコンデンサC21からなるローパス・フィ� ��タによってコネクタCN21から入力される直流 電圧の安定化、ノイズの除去等を行っている 。その後段にDC-DCコンバータ回路として降圧� ��ョッパ回路22が接続されている。本実施例� �は、入力電圧が高い場合を想定しているた� �、降圧チョッパ回路としているが、入力電� �が低い場合などは昇圧チョッパ回路にする� �とや、状況に応じて昇降圧チョッパ回路に� �ることが可能であることは言うまでもない� �

 降圧チョッパ回路22はFET等の半導体スイ� �チ素子からなるスイッチング素子Q21、ダイ� �ードD21、インダクタL22、コンデンサC22から� �成される。降圧チョッパ回路22は入力される 直流電圧を所望の電圧値に降圧するための回 路であって、ディジタル制御回路26によって� ��イッチング素子Q21のオン/オフが制御され、 所望の出力電圧を得る仕組みとなっている。

 降圧チョッパ回路22から出力される出力� �圧は、出力電圧検出回路である抵抗R22及びR2 3によって分圧され、その分圧された電圧が� �ィジタル制御回路26に入力される。これによ ってディジタル制御回路26は降圧チョッパ回� ��22の出力電圧をモニタすることが可能とな� �、一定の出力電圧を得るための制御が可能� �なる。

なお、降圧チョッパ回路22の前段にある3端 子レギュレータ21は、ディジタル制御回路26� �電源電圧を生成するためのものであり、3端� ��レギュレータ21から出力される電圧が、デ� �ジタル制御回路26の電源電圧として使用され る。

降圧チョッパ回路22の出力は、スイッチン� ��素子Q21のオン期間中にコンデンサC22にエネ� ��ギーをチャージし、スイッチング素子Q21の� ��フ期間中はコンデンサC22及び後段の極性反� ��回路23にエネルギーが供給される。

 極性反転回路23は4つのスイッチング素子Q 22~Q25、インダクタL23、コンデンサC24、スイッ チング素子Q22~Q25を駆動するためのドライバ24 から構成される、所謂フルブリッジ型インバ ータ回路を構成している。本実施例では極性 反転回路23にフルブリッジ回路を用いている� ��、状況に応じて、ハーフブリッジ回路、プ� ��シュプル回路等を用いることが可能である� ��とは言うまでもない。

 ドライバ24は、ディジタル制御回路26から の指令信号によって、スイッチング素子Q22と Q25、Q23とQ24の組合せで、それらを相補的にオ ン/オフさせ、直流電圧を交流電圧に変換す� �DC-ACインバータ回路として動作している。こ こで生成された交流電圧は、コネクタCN23に� �続される高圧放電ランプ(図示なし)に供給さ れる。

 また、コネクタCN23までの交流電圧の出力 ライン上には、双方向2端子サイリスタS21と� �トランスT21からなるイグナイタ回路25が形成 されている。高圧放電ランプは一般的に点灯 時にかなりの高電圧を印加しないと点灯しな いという性質を持ち、一度点灯してしまえば 比較的低電圧で点灯し続けるという特性を持 つことから、点灯開始時にディジタル制御回 路26からの指令信号によって、双方向性2端子 サイリスタS21を一定期間オン/オフさせるこ� �で定常動作時よりも高い電圧を発生させ、� �圧放電ランプに瞬時的に高電圧を印加する� �組みとなっている。

 また、負荷に相当する高圧放電ランプに� ��れるランプ電流は、定常点灯時において等� ��的にランプ電流と一致するインダクタL22に� ��れる電流を、降圧チョッパ回路22内に設け� �れたランプ電流検出回路として作用する抵� �R21によって検出し、ディジタル制御回路26に てモニタされる。

 ディジタル制御回路26に接続されている� �ネクタCN22は、フロントプロジェクタ等の機� ��側のマイクロコンピュータ等と接続するた� ��のものであり、このコネクタを通して高圧� ��電ランプ点灯装置の動作状況や、出力電圧� ��出力電流の指令信号等のやり取りを通信で� ��るようになっている。

 ディジタル制御回路26は、抵抗R22及びR23� �よって検出される降圧チョッパ回路22の出力 電圧値と、抵抗R21によって検出されるインダ クタL22に流れる電流値と、コネクタCN22によ� �て行われる機器側からの指令等に応じて、� �圧チョッパ回路22のスイッチング素子Q21に対 するオン/オフ指令、極性反転回路のスイッ� �素子Q22~Q25のオン/オフを制御するためのドラ イバ24に対する指令、及び点灯時のイグナイ� ��回路25への指令等を一元的に管理している� �

 ここで、降圧チョッパ回路22のスイッチ� �グ素子Q21は、ディジタル制御回路26から出力 されるオン/オフの指令信号によって、PWM制� �される。スイッチング素子Q21をPWM制御すれ� �、スイッチング周波数は固定となるため、� �イッチング素子Q21のスイッチング周波数を� �イグナイタ回路25の双方向2端子サイリスタS2 1の整数倍に設定することで、必然的にスイ� �チング素子Q21のスイッチングタイミングと� �双方向2端子サイリスタS21のスイッチングタ� ��ミングの同期をとることができる。但し、P AM制御等のスイッチング周波数固定の他の制� ��方法を用いても同様の効果が得られること� ��言うまでもない。

 ここで、降圧チョッパ回路22の出力電圧� �形と、負荷として接続される高圧放電ラン� �に流れるランプ電流と、降圧チョッパ回路22 のスイッチング素子Q21と、イグナイタ回路25� ��双方向2端子サイリスタS21のタイミングチャ ートを図4に示す。

 高圧放電ランプが不点灯状態にある時間t 1において、降圧チョッパ回路22のスイッチン グ素子Q21がオンする。スイッチング素子Q21は 固定のスイッチング周波数でオン/オフされ� �おり、所定の出力電圧V1を安定して出力して いる。時間t1から予め決められた一定時間を� ��いた時間t2において、高圧放電ランプを点� �させるべく、イグナイタ回路25の双方向2端� �サイリスタS21がオンされる。双方向2端子サ� ��リスタS21がオンすると、トランスT21には高� ��圧が印加され、負荷である高圧放電ランプ� ��も高電圧が印加される。その結果、高圧放� ��ランプはブレークダウン(絶縁破壊)し、瞬� �的に負荷短絡状態となる。これによって抵� �R22及びR23によって検出される降圧チョッパ� �路22の出力電圧は急激に降下し、同時にラン プ電流は急激に増大する。

 ディジタル制御回路26は、与えられるク� �ック周波数に基づいて定期的に降圧チョッ� �回路22の出力電圧をサンプリングして検出し 、監視している。所定のサンプリング周期の 間に、降圧チョッパ回路22の出力電圧が一定� ��以上下がる(V2→V3)と、ディジタル制御回路2 6は高圧放電ランプがブレークダウンを開始� �たと判断して、降圧チョッパ回路22が必要以 上のエネルギーをコンデンサC22にチャージし ないように、スイッチング素子Q21のオンタイ ミングが来てもオンパルスを出さないように 制御している。すなわち定電流制御モードに 切り換える。こうすることにより、コンデン サC22にそれ以上エネルギーがチャージされな いため、高圧放電ランプの点灯時に瞬時的に 流れるランプの突入電流を最小限に抑えるこ とができる。

 以上の制御動作の後、高圧放電ランプのグ� ��ー放電からアーク放電への移行区間が存在� ��るが、この間、降圧チョッパ回路22の出力� �圧V4はほぼ一定に制御される。この時、一度 オンパルスを出さない周期を挟んで再びスイ ッチング素子Q21に対するPWM制御が復帰するた め、復帰直後の制御ゲイン(ディジタル制御� �路26が行う、降圧チョッパ回路22の出力電流� ��変動に対する、その出力電流の安定化のた� ��の負帰還制御のゲイン)は高めに設定される 。これはランプの突入電流を抑えるために、 一時的に降圧チョッパ回路の動作を止めたた め、コンデンサC22にはエネルギーが残ってい ない。よって制御ゲインが低いままだと、PWM 制御復帰直後のオンデューティが狭くなって しまい、コンデンサC22へのエネルギーチャー ジが足りなくなって、高圧放電ランプがアー ク放電を維持できず、そのまま消灯してしま う恐れがあるからである。
 上述のような制御を経て、高圧放電ランプ� ��定常点灯モードに移行する。

 ここで、ディジタル制御回路26としてはDS P(ディジタル・シグナル・プロセッサ)を用い ることが望ましい。他のディジタル制御回路 としてはマイクロコンピュータ等が考えられ るが、処理速度の速さという点において、DSP が有効である。