par un signal modulé en largeur d'impulsion

La présente invention se rapporte de manière générale aux dispositifs électroniques commutés avec commande à hystérésis, et plus particulièrement aux alimentations à découpage (ou SMPS, de l'anglais « Switched Mode Power Supply ») de ce type.

L'invention trouve des applications, en particulier, dans les alimentations à découpage pour l'alimentation des calculateurs de véhicule automobile.

Les alimentations à découpage à hystérésis sont des dispositifs électroniques commutés, typiquement commandées par un signal à deux états modulé en largeur d'impulsion (PWM, de l'anglais « Puise Width Modulation »), dont les changements d'état résultent de la comparaison d'une valeur contrôlée à un seuil bas et à un seuil haut.

Ce signal a une fréquence de commande qui est variable en fonction du point de fonctionnement (tension, courant). A tension de sortie sensiblement constante, elle varie de façon continue avec la valeur du courant de sortie. Plus le courant de sortie absorbé par la charge est important, plus la fréquence de commande est élevée. De ce fait, cette fréquence de commande peut entrer dans des bandes de fréquences spécifiques et aboutir à un non respect de spécifications en termes de compatibilité électromagnétique (CEM) lors de la qualification du produit. Ces bandes de fréquences sont dites « interdites ».

Les alimentations à découpage sont donc conçues et dimensionnées pour fonctionner jusqu'à une fréquence maximum « autorisée », qui est en deçà de la bande de fréquences interdites la plus basse. Ceci permet généralement de garantir les exigences en termes de CEM.

Ce résultat est toutefois obtenu au prix de compromis difficiles entre des exigences relatives aux plages de fonctionnement (courant, tension) désirées, et aux valeurs économiquement admissibles des composants de l'alimentation à découpage les plus critiques, plus particulièrement de l'inductance et du condensateur. En effet, limiter la fréquence de fonctionnement nécessite l'emploi de composants ayant de fortes valeurs, donc chers et par ailleurs encombrants, pour obtenir certains point de fonctionnement à courant et/ou tension élevés. L'invention vise à améliorer la situation. Elle repose sur l'observation faite par les inventeurs de ce que, dans les dispositifs commandés en mode à hystérésis, la fréquence de fonctionnement est conditionnée par les seuils d'hystérésis.

A cet effet, un premier aspect de l'invention propose un dispositif électronique comprenant :

un circuit commuté ayant une sortie adaptée pour délivrer une tension de sortie, et commandé par un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion ;

un premier comparateur à hystérésis, avec une première tension de seuil basse et une première tension de seuil haute supérieure à ladite première tension de seuil basse, adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la première tension de seuil basse et la première tension de seuil haute, d'autre part ;

- au moins un deuxième comparateur à hystérésis, avec une seconde tension de seuil basse et une seconde tension de seuil haute supérieure à ladite seconde tension de seuil basse, adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la seconde tension de seuil basse et la seconde tension de seuil haute, d'autre part ; et,

une unité de pilotage adaptée pour mesurer la fréquence du signal de commande, et pour activer soit le premier comparateur à hystérésis soit le deuxième comparateur à hystérésis en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, le premier comparateur à hystérésis étant activé pour des fréquences du signal de commande relativement basses, et le deuxième comparateur à hystérésis étant activé pour des fréquences du signal de commande relativement hautes.

Avantageusement, la différence entre la seconde tension de seuil haute et la seconde tension de seuil basse est inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute et la première tension de seuil basse.

De cette façon, quand l'unité de pilotage provoque l'activation du second comparateur en remplacement du premier comparateur, la fréquence de commutation du signal de commande augmente franchement. Inversement quand l'unité de pilotage provoque l'activation du premier comparateur en remplacement du second comparateur, la fréquence de commutation du signal de commande diminue brutalement. Dit autrement, le passage d'un comparateur à l'autre provoque des sauts de fréquence du signal de commande qui permettent d'éviter certaines bandes de fréquences.

Cette nouvelle architecture pour les dispositifs commutés fonctionnant en mode à hystérésis permet donc de travailler sur une plage étendue de fréquences sans pour autant traverser des zones de fréquences interdites. En effet, le circuit commuté peut être commandé de manière que la fréquence de fonctionnement ou fréquence de commutation reste en dehors de bandes de fréquence spécifiques où les spécifications CEM sont plus exigeantes. A cet effet, les seuils de tension des comparateurs à hystérésis, et au moins un seuil de fréquence utilisé pour l'activation d'un comparateur à hystérésis peuvent être choisis de manière à éviter que la fréquence du signal de commande n'entre dans des bandes interdites.

Le dimensionnement du dispositif électronique peut dès lors profiter de cette augmentation de l'étendue de fréquences pour accepter des valeurs plus faibles de composants externes (L et C plus particulièrement), ou bien augmenter les exigences du cahier des charges apportant ainsi une plus-value générale.

La mise en œuvre de l'invention permet d'éviter, par exemple à une alimentation à découpage à hystérésis, de fonctionner dans des bandes de fréquence spécifiques où les contraintes CEM sont élevées.

Cela se fait par une sélection d'un comparateur à hystérésis avec des seuils d'hystérésis adaptés à maintenir la fréquence de commutation à l'intérieur de bandes de fréquences autorisées, plus particulièrement en évitant les bandes de fréquences interdites.

L'activation de l'un parmi au moins deux comparateurs à hystérésis permet de faire varier l'ondulation de la tension de sortie de manière discrète (i.e. non continue). La fréquence du signal de commande modulé en largeur d'impulsion, qui dépend de la valeur de cette ondulation, varie elle aussi de manière discrète pour passer d'une bande de fréquences à une autre sans passer par des bandes de fréquences non souhaitées.

Dans des modes de réalisation, l'activation des comparateurs à hystérésis est réalisée par une technologie numérique, ce qui permet une souplesse et une simplicité que le contrôle analogique ne permet pas. Dans un deuxième aspect, l'invention concerne également une alimentation à découpage comprenant au moins un dispositif de hachage d'une tension d'entrée. Le dispositif de hachage comprend un dispositif électronique selon le premier aspect.

Un autre aspect de l'invention prévoit également l'utilisation d'une alimentation à découpage selon le deuxième aspect, avec un dispositif de hachage de la tension d'entrée ayant une structure de convertisseur de tension continu-continu de type abaisseur de tension, pour l'alimentation d'un calculateur de véhicule automobile.

Enfin, un dernier aspect de l'invention propose un procédé de commutation d'un circuit adapté pour générer une tension de sortie à partir d'un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion. Le procédé comprend :

la mesure de la fréquence du signal de commande ; et,

l'activation d'un premier comparateur à hystérésis ou d'un deuxième comparateur à hystérésis en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, pour générer le signal de commande.

Dans ce procédé, le premier comparateur à hystérésis ayant une première tension de seuil basse et une première tension de seuil haute supérieure à ladite première tension de seuil basse, et étant adapté pour générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la première tension de seuil basse et la première tension de seuil haute, d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande relativement basses.

Egalement, le deuxième comparateur à hystérésis ayant une seconde tension de seuil basse et une seconde tension de seuil haute supérieure à ladite seconde tension de seuil basse, et étant adapté pour générer le signal de commande en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie d'une part, et la seconde tension de seuil basse et la seconde tension de seuil haute, d'autre part, est activé pour des fréquences du signal de commande relativement hautes.

Enfin, la différence entre la seconde tension de seuil haute et la seconde tension de seuil basse est inférieure à la différence entre la première tension de seuil haute et la première tension de seuil basse.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :

la Figure 1 , est un schéma d'un dispositif commuté commandé par un signal modulé en largeur d'impulsion avec hystérésis, de type connu ; les Figures 2a à 2e sont des chronogrammes de signaux illustrant le fonctionnement du dispositif de la Figure 1 ;

la Figure 3 est un schéma d'un dispositif commuté commandé par un signal modulé en largeur d'impulsion avec hystérésis, selon des modes de réalisation de l'invention ;

la Figure 4 montre un exemple de réalisation d'une unité de pilotage du dispositif de la Figure 3 ;

les Figures 5a à 5e sont des chronogrammes de signaux illustrant le fonctionnement du dispositif de la Figure 3; et,

- la Figure 6 est un graphe de la fréquence de commutation du dispositif de la

Figure 3 en fonction du courant dans sa charge.

La Figure 1 montre un exemple de dispositif commuté par un signal de commande modulé en largeur d'impulsion. Il s'agit d'une structure de convertisseur continu-continu (DC-DC), de type abaisseur de tension (structure de convertisseur « Buck »).

Dans cette structure, un élément de hachage, en général un transistor de puissance Q1 tel qu'un MOSFET (en anglais « Métal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor » pour un transistor à effet de champs à structure métal - oxyde - semi-conductrice) ou un IGBT (en anglais « Insulated Gâte Bipolar Transistor » pour un transistor bipolaire à grille isolée), commute d'un état passant (« ON ») à un état bloqué (« OFF »), ou réciproquement, en fonction des changements d'état logique du signal de commande CTRL appliqué sur sa grille de commande.

Dans le cas où Q1 est un transistor NMOS, son drain est par exemple couplé à la borne positive d'une source de tension continue V _g dont la borne négative peut être reliée à la masse. La source de Q1 est couplée à une première borne d'une charge, symbolisée ici par une résistance R, à travers une inductance L. La seconde borne de la charge R est couplée à la masse. Un condensateur C est couplé en parallèle sur la charge R. Enfin, une diode de roue libre D-> est couplée à la source de Q1 par sa cathode, et à la masse par son anode. La diode permet à l'énergie accumulée dans l'inductance d'être évacuée quand Q1 passe de l'état ON à l'état OFF.

Le rapport cyclique du signal de commande CTRL détermine les durées pendant lesquelles Q1 est alternativement à l'état ON et à l'état OFF et donc, en moyenne, le niveau d'une tension V aux bornes de la charge R sensiblement lissée grâce au condensateur C. Avec une telle structure de convertisseur abaisseur de tension, le niveau de la tension Vout est abaissé par rapport à celui de la tension V _g .

Le courant absorbé par la charge R peut varier dans le temps en fonction du fonctionnement des équipements ou appareils compris dans la charge. Cette variation du courant de charge est équivalente à une perturbation de la tension Vout, qui décroît plus vite quand le courant de charge augmente et réciproquement.

Afin de pallier ces perturbations de la grandeur à contrôler, le dispositif peut être utilisé en combinaison avec une commande à hystérésis. Le signal de commande CTRL est alors généré par une unité de commande 10, qui comprend un comparateur à hystérésis 11 ayant un seuil bas Vmin et un seuil haut Vmax.

La technique de commande à hystérésis consiste à générer le signal de commande CTRL directement à partir de la grandeur à contrôler, ici la tension Vout aux bornes de la charge, par des décisions de type tout ou rien. Lorsque Vout < Vmin, le signal CTRL passe de l'état OFF à l'état ON. Inversement, lorsque Vout > Vmax, le signal CTRL passe de l'état ON à l'état OFF. Le dispositif fonctionne alors en boucle fermée, le rapport cyclique et la fréquence du signal CTRL évoluant naturellement en fonction des perturbations affectant la grandeur à commander.

Ce fonctionnement est illustré par les courbes de la Figure 2.

A la Figure 2a, on a représenté un exemple d'évolution du courant de charge l _R en fonction du temps. On rappelle que l _R évolue selon les appels de courant dans la charge R. Par exemple, lorsque la charge est un calculateur de véhicule automobile, le besoin en courant dépend du nombre de calculs effectués. Les pics d'activité du calculateur créent des appels de courant importants qui correspondent à des perturbations de la tension Vout. Dans l'exemple représenté, le courant l _R augmente de façon régulière dans le temps.

La Figure 2b montre l'évolution correspondante de la tension Vout aux bornes de la charge, compte tenu de la commande à hystérésis. Cette tension Vout est la grandeur commandée. Les lignes horizontales en traits pointillés représentent les tensions de seuil Vmin et Vmax, constantes, du comparateur à hystérésis de l'unité de commande 10. La tension Vout présente une ondulation résiduelle dont la fréquence est liée à la fréquence de commutation du transistor Q1 , c'est-à-dire aussi à la fréquence du signal CTRL. La Figure 2c montre l'évolution du courant l _L dans l'inductance L. Ainsi qu'on peut le voir, il existe dans cet exemple des parties du temps où l _L est égal à zéro, traduisant ce qu'on appelle un fonctionnement discontinu.

La Figure 2d montre le signal CTRL. Comme on peut le voir, il est à l'état logique haut (en sorte que Q1 est dans l'état ON) quand la tension Vout est inférieure à Vmin. Dans ce cas, le courant l _L croît. Inversement, il est à l'état logique bas (en sorte que Q1 est dans l'état OFF) quand la tension Vout est supérieure à Vmax. Dans ce cas, le courant l _L décroît.

Enfin, à la Figure 2e, on a représenté l'évolution de la fréquence Fq du signal de commande CTRL, ou fréquence de commutation du dispositif. Comme on peut le voir, Fq augmente quand l _R augmente, afin de maintenir la tension Vout aux bornes de la charge entre les tensions de seuil Vmin et Vmax du comparateur à hystérésis 11 de l'unité de commande 10.

L'un des avantages de la technique de commande à hystérésis décrite ci- dessus, est un temps de réponse aux perturbations très court. L'inconvénient majeur est l'absence de contrôle de la fréquence de commutation des transistors, qui rend difficile le respect des normes CEM évoquées en introduction. En effet, plus le courant de sortie absorbé par la charge est important, plus la fréquence de commande est élevée. De ce fait, la fréquence de commande peut entrer dans des bandes de fréquences interdites (zone hachurée sur la Figure 2c), sauf si on utilise des composants L et/ou C de forte valeur, mais qui sont chers.

Afin de pallier cet inconvénient, il est proposé un dispositif du genre illustré à la Figure 3, sur laquelle les mêmes éléments qu'à la Figure 1 portent les mêmes références.

De façon générale, l'invention s'applique à tout circuit commuté 20 ayant une sortie 21 adaptée pour délivrer une tension de sortie Vout, et commandé par un signal de commande CTRL à deux états modulé en largeur d'impulsion. Un exemple typique correspond à une alimentation à découpage comprenant un dispositif de hachage d'une tension d'entrée V _g . Dit autrement, la tension de sortie Vout correspond dans cet exemple à une tension d'alimentation délivrée par l'alimentation à découpage. Le dispositif de hachage comprend le dispositif électronique commuté 20 qui a déjà été décrit en référence à la Figure 1 illustrant l'art antérieur.

Comme dans le cas de la Figure 1 , des modes de réalisation de l'invention sont décrits, en référence à la Figure 3, dans un exemple se rapportant à un dispositif de hachage d'une tension d'entrée V _g ayant une structure de convertisseur de tension continu-continu, de type abaisseur de tension (ou structure « Buck »). Bien entendu, toutefois, d'autres modes de réalisation peuvent concerner une structure convertisseur de tension continu-continu de type élévateur de tension (ou structure « Boost »), ou de type abaisseur-élévateur de tension (ou structure dite « Buck-Boost »). Egalement, l'enseignement de l'invention peut s'appliquer à d'autres types de dispositif électroniques commutés, dans des applications telles que la conversion numérique- analogique, l'amplification (par ex. dans les amplificateurs en classe D, pour l'audio ou autre), la commande électronique de puissance (par exemple des variateurs de vitesse pour des moteurs électriques, etc.).

Le transistor de puissance Q1 du dispositif de hachage de la tension d'entrée peut, par exemple, être de type MOSFET ou IGBT.

A la place de l'unité de commande 10 de la Figure 1 , l'unité de commande 30 du dispositif représenté à la Figure 3 comprend deux comparateurs à hystérésis 31 et 32. Le fonctionnement sera décrit en référence, en tant que de besoin, aux chronogrammes des Figures 5a à 5e qui sont à rapprocher de ceux des Figures 2a à 2e et qui montrent les mêmes signaux, respectivement. La Figure 5a montre un courant l _R qui croît linéairement dans une première partie du temps, et décroît linéairement dans la seconde partie du temps.

Le premier comparateur à hystérésis 31 a une première tension de seuil basse Vmin et une première tension de seuil haute Vmax supérieure à Vmin. Il est adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande CTRL en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie Vout d'une part, et Vmin et Vmax d'autre part.

Le deuxième comparateur à hystérésis 32 a une tension de seuil basse Vmin2, et une tension de seuil haute Vmax2, supérieure à Vmin2. Il est adapté pour, lorsqu'il est activé, générer le signal de commande CTRL en fonction du résultat de la comparaison entre la tension de sortie Vout d'une part, et Vmin2 et Vmax2 d'autre part. La différence AV2 entre la tension de seuil haute Vmax2 et la tension de seuil basse Vmin2 du second comparateur 32 est inférieure à la différence AV entre la tension de seuil haute Vmax et la tension de seuil basse Vmin du premier comparateur 31.

Dit autrement, et comme illustré sur le graphe de la Figure 5b sur lequel on reviendra plus loin, les ondulations résiduelles (« Ripple » en anglais) de la tension de sortie Vout sont en principe comprises dans l'intervalle [Vmin - Vmax] (qui est noté AV à la Figure 3b) lorsque le comparateur 31 est activé, et dans l'intervalle [Vmin2 - Vmax2] (qui est noté Δ\/2 à la Figure 3b), lorsque le comparateur 32 est activé. Δ\/2 est faible devant AV de sorte que la fréquence du signal de commande puisse effectuer un saut significatif lors du passage de l'utilisation du comparateur 31 à l'utilisation du comparateur 32. En moyenne, la tension Vout a un niveau sensiblement égal quelque soit le comparateur, 31 ou 32, qui est activé. Dans l'exemple représenté, la tension de seuil basse Vmin2 est supérieure à la tension de seuil basse Vmin, et la tension de seuil haute Vmax2 est inférieure à la tension de seuil haute Vmax. Cet exemple n'est toutefois nullement limitatif, puisque d'autres configurations sont possibles quant aux niveaux des quatre tensions de seuils, du moment que la différence ΔΝ/2 est substantiellement inférieure à la différence AV.

De retour à la Figure 3, le dispositif comprend aussi une unité de pilotage 34 adaptée pour mesurer la fréquence Fq du signal de commande CTRL, montrée par le graphe de la Figure 5e. Il est aussi adapté pour activer soit le premier comparateur à hystérésis 31 soit le deuxième comparateur à hystérésis 32, en fonction de la fréquence Fq mesurée. Plus particulièrement, le premier comparateur à hystérésis 31 est activé pour des fréquences basses du signal de commande, et le deuxième comparateur à hystérésis est activé pour des fréquences hautes du signal de commande. Les termes « basses » et « hautes » s'entendant ici pour des fréquences dont les valeurs respectives sont appréciées relativement entre elles. La définition des valeurs de fréquence pour lesquelles tel ou tel des comparateurs 31 et 32 est activé dépend de l'application.

En référence à la Figure 5e, et en partant d'une situation où la fréquence Fq est basse en sorte que le comparateur à hystérésis 31 est activé, l'unité de pilotage 34 est adaptée pour désactiver le premier comparateur 31 et pour activer le deuxième comparateur 32 lorsque la fréquence Fq du signal de commande CTRL devient supérieure à un premier seuil de fréquence Fq1. Ceci se produit à l'instant noté t1 à la Figure 5e.

Inversement, le deuxième comparateur à hystérésis 32 étant activé, le circuit de pilotage 34 est adapté pour le désactiver et pour activer le premier comparateur 31 lorsque la fréquence Fq du signal de commande CTRL devient inférieure à un deuxième seuil de fréquence Fq2, supérieur au premier seuil de fréquence Fq1. Ceci se produit à l'instant noté t2 à la Figure 5e.

Il existe de préférence une hystérésis pour le pilotage de l'activation des comparateurs 31 et 32, de sorte que le saut fréquentiel obtenu lors du passage d'un comparateur à l'autre, dépasse franchement la bande de fréquence interdite, ce qui permet d'éviter les basculements intempestifs et nombreux de l'un à l'autre dans la zone de transition du spectre des fréquences, entre les fréquences basses et les fréquences hautes.

Dans un exemple, le premier seuil de fréquence Fq1 est d'environ 150 kHz, et/ou le deuxième seuil de fréquence Fq2 est d'environ 300 kHz.

L'avantage obtenu par le dispositif ainsi décrit est qu'on évite le fonctionnement avec une fréquence de commutation (fréquence du signal de commande CTRL) comprise dans la bande [Fq1 - Fq2]. Il suffit alors de configurer l'unité de pilotage afin que les seuils Fq1 et Fq2 correspondent aux limites basse et haute, respectivement, de la bande interdite qu'il est souhaitable d'éviter.

Ainsi configurée, l'unité de pilotage 34 assure l'activation du comparateur 31 dont l'intervalle d'hystérésis AV est relativement élevé, pour les faibles valeurs du courant l _R . Si l _R augmente vers les valeurs élevées au point d'atteindre une première valeur par valeurs inférieures, comme à l'instant t1 de la Figure 2e, l'unité 34 provoque la désactivation du comparateur 31 et l'activation du comparateur 32 dont l'intervalle d'hystérésis AV2 est relativement moins élevé. Cela fait brutalement monter la fréquence Fq. Si le courant l _R décroît ensuite vers les valeurs basses jusqu'à atteindre une seconde valeur (plus élevée que la première valeur ci-dessus) par valeurs supérieures, l'unité 34 provoque la désactivation du comparateur 32 et l'activation du comparateur 31 dont l'hystérésis AV est relativement plus élevé. Cela fait brutalement chuter la fréquence Fq.

Le graphe de la Figure 6 montre l'évolution de la fréquence Fq du signal CTRL lorsque le courant de charge l _R augmente linéairement, ici dans la plage comprise entre 0 et 1 Ampère. Ceci détaille le saut de fréquence qui a lieu à l'instant t1 de la Figure 5e, lorsque le courant l _R atteint la première valeur mentionnée au paragraphe précédent. Comme on le voit, les fréquences comprises dans la bande [Fq1 - Fq2] sont évitées,

L'utilisation sélective du comparateur 31 ou du comparateur 32, résulte de la mesure de la fréquence du signal de commande. En fonction de sa valeur, l'un ou l'autre de ces comparateurs est activé par l'unité 34. La méthode de mesure de la fréquence n'est pas limitative, et peut donner lieu à plus d'un mode de réalisation du dispositif. A ce titre, seul un exemple de moyens de mesure de la fréquence est proposé ci-après.

En référence à la Figure 4, l'unité de pilotage 34 peut comprendre un compteur d'impulsions. Un tel compteur 41 est adapté pour délivrer en sortie un nombre d'impulsions du signal de commande comptées par unité de temps, en tant que mesure de la fréquence du signal de commande CTRL. Plus particulièrement, ce nombre d'impulsions est proportionnel à la période 1/Fq du signal de commande CTRL.

Le compteur 41 comprend par exemple une entrée d'activation 42 recevant un signal d'activation En, et une entrée d'horloge 43 recevant un signal d'horloge CLK de fréquence substantiellement supérieure à la plage de fréquences du signal de commande CLK, par exemple de l'ordre de quelques mégahertz à quelques dizaines de mégahertz. Il comprend aussi une entrée de remise à zéro 44, recevant le signal CTRL dont on mesure la fréquence, à travers un détecteur de fronts 45, par exemple un détecteur de fronts montants. Comme on l'aura compris le compteur compte le nombre de coups de l'horloge CLK entre deux fronts montants du signal CTRL, tant que le signal En est activé. Ce nombre, délivré en sortie, est une mesure de la fréquence Fq puisqu'il est représentatif de la période 1/Fq du signal CTRL.

Le compteur 41 et le détecteur de fronts 45 peuvent être réalisés sous la forme d'un circuit FPGA (de l'anglais « Field Programmable Gâte Array »). Tout ou partie de l'unité de pilotage peut aussi être réalisée sous forme logicielle.

Par exemple, une alimentation à découpage telle que décrite ci-dessus peut être utilisée pour l'alimentation d'un calculateur de véhicule automobile. Dans ce cas, le dispositif de hachage de la tension d'entrée a de préférence une structure de convertisseur de tension continu-continu de type abaisseur de tension. La tension d'entrée V _g est typiquement la tension batterie, comprise entre 12 et 14 volts ou entre 24 et 28 volts. Et la tension de sortie Vout est une tension fixe de l'ordre de 1 ,5 à 2,4 volts selon la technologie du calculateur, par exemple 1 ,8 volts.

Un autre aspect de l'invention concerne un procédé de commutation d'un circuit adapté pour générer une tension de sortie à partir d'un signal de commande à deux états modulé en largeur d'impulsion.

Le procédé comprend la mesure de la fréquence du signal de commande, et l'activation du comparateur à hystérésis 31 ou du comparateur à hystérésis 32 en fonction de la fréquence du signal de commande mesurée, pour générer le signal de commande.

La présente invention a été décrite et illustrée dans la présente description détaillée et dans les figures. La présente invention ne se limite pas aux formes de réalisation présentées. D'autres variantes et modes de réalisation peuvent être déduits et mis en oeuvre par la personne du métier à la lecture de la présente description et des figures annexées.

En particulier, le principe de l'invention peut être étendu à l'exclusion de plus d'une bande de fréquences interdites, en augmentant le nombre des comparateurs à hystérésis, qui n'est pas limité à deux.

Dans les revendications, le terme « comporter » n'exclut pas d'autres éléments ou d'autres étapes. L'article indéfini « un » n'exclut pas le pluriel. Un seul processeur ou plusieurs autres unités peuvent être utilisées pour mettre en œuvre l'invention. Les différentes caractéristiques présentées et/ou revendiquées peuvent être avantageusement combinées. Leur présence dans la description ou dans des revendications dépendantes différentes, n'exclue pas cette possibilité. Les signes de référence ne sauraient être compris comme limitant la portée de l'invention.