本明細書において、「負荷」とは、回路� ��出力に接続され、その回路から電力を受け� ��るものを意味するものとする。また、「蓄� ��」とは、電気的エネルギーを一時的に蓄え� ��おく事を意味し、「消費」とは、電気的エ� ��ルギーを熱エネルギーや機械エネルギーな� ��に変換し、拡散することを意味する。すな� ��ち、「負荷で消費されない電力」とは、負� ��中に、電気的エネルギーとして一時的に蓄� ��られているエネルギー(電力)のことを意味� �る。また、本明細書において、同様な形態� �使用される上記文言については、同意であ� �。

 実施の形態1.
 図1は、この発明の実施の形態1による、誘� �加熱装置、電力変換装置、および、それら� �用いた電力処理装置を備えたエレベータの� �御装置の主回路構成を示すブロック図であ� �。本実施の形態においては、制御装置は、� �相交流電源R、S、Tを直流に変換するための� �流ダイオードブリッジ等から構成されたコ� �バータ1と、コンバータ1の出力に接続された 電源平滑用のコンデンサ2と、コンデンサ2に� ��列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換� ��て、電動機4に供給する電動機駆動用のイン バータ3(電動機駆動用電力変換装置)と、イン バータ3の出力に接続された電動機4(誘導電動 機)と、電動機4の回転を伝達するための減速� ��ア5と、減速ギア5により駆動される駆動綱� �6と、駆動綱車6に接続されたカウンタウエイ ト7とエレベータかご8と、電源平滑用のコン� ��ンサ2に並列に接続された誘導加熱装置9と� �電源平滑用のコンデンサ2の両端電圧(インバ ータ3に印加される電圧)を検出する電圧検出� ��路10と、電圧検出回路10の検出電圧と基準電 圧11とを比較し、その差に応じた信号を出力� ��る比較器12と、比較器12の出力によって、誘 導加熱装置9に設けられた後述するインバー� �を構成するスイッチング素子の駆動波形を� �定する、スイッチング波形決定回路13と、ス イッチング波形決定回路13からの信号に応じ� ��、スイッチング素子を駆動する、スイッチ� ��グ素子ドライブ回路14とにより構成される� �

 本実施の形態1においては、コンバータ1� �、電源平滑用のコンデンサ2と、電動機駆動� ��のインバータ3とが、電源から供給される電 力を負荷に供給するための電力変換回路を構 成している。

 上述したように、本実施の形態1のエレベ ータの制御装置では、回生電力の電力処理装 置として、電源平滑用のコンデンサ2に並列� �誘導加熱装置9を接続する。誘導加熱装置9は 、電源平滑用のコンデンサ2の電圧や電流の� �動を抑えるための、インダクタとコンデン� �などで構成される入力フィルタ回路15と、直 流電圧を数kHz~数百kHz程度の交流電圧に変換� �、誘導加熱機18に供給するための、少なくと も1つ以上のスイッチング素子から構成され� �誘導加熱機駆動用のインバータ16と、誘導加 熱機18とそれに直列もしくは並列に接続した1 つ以上のインダクタもしくはコンデンサもし くはその両方等とにより構成される共振回路 17とを備えている。なお、誘導加熱機18を駆� �するための誘導加熱機駆動用のインバータ16 を構成する素子としては、MOSFET、IGBT、サイ� �スタ、ダイオードなど、スイッチング機能� �有するものなら、どのような素子を用いて� �良い。また、入力フィルタ回路15は、電源平 滑用のコンデンサ2の電圧変動や電流変動が� �電源平滑用のコンデンサ2自身やその他の回� ��に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良� ��。

 まず、本実施の形態において誘導加熱機1 8を用いることの利点について以下に説明す� �。

 一般的な抵抗器110の構造を図2に示す。抵 抗器は、ニクロム線などの抵抗体(発熱体)120� ��、抵抗体120と端子121とを支える基体122と、� ��抗体120と基体122とを外気や機械的衝撃から� ��るための外装123と、外部との接続用の端子1 21とリード124とにより構成される。

 抵抗器110に電力を与えると、まず抵抗体1 20にて電力が熱エネルギーに変換される。抵� ��体120で発生した熱エネルギーは、基体122か� ��外装123を通り、空気中に放熱される。ここ� ��、抵抗器110は、ある一定以上の温度となる� ��発火などにより破壊される。また、抵抗器1 10の温度が上昇すると、端子121やリード124な� ��が熱疲労により劣化するため、これらの信� ��性が低くなる。そこで、抵抗器110が破壊せ� ��、かつ、端子121やリード124などの信頼性を� ��保できる温度にて使用できるよう、抵抗器1 10の定格電力が定められる。すなわち、放熱� ��の良い抵抗器110の方が、より大電力で使用� ��き、信頼性も高いといえる。

 次に、誘導加熱機18の構造の簡略図を図3� ��示す。誘導加熱機18は、主に金属で構成さ� �る発熱体20と、発熱体20に磁束を通すための� ��イル21と、コイル21に外部回路を接続するた めの端子22とリード23とからなる。なお、コ� �ル21は1つと限らず、複数個設けるようにし� �もよい。また、発熱体20は、コイル21で発生� ��た磁束が通る位置に設けられ、この磁束に� ��り誘導加熱されるものである。

 誘導加熱機18では、発熱体20とコイル21と� ��分離しており、非接触で発熱体20に給電を� �う。また、発熱体20は鉄などの金属の塊であ り、外気や機械的衝撃から守る必要性が図2� �示したような抵抗器に比べて低い。これら� �ことから、基体や外装が必要なく、発熱体20 を直接空気と接触させることができる。

 誘導加熱機18における定格電力は、給電� �ために使用されるコイル21の線材の耐熱温度 で決定される。上述したが、給電は非接触で 行われるため、コイル21は発熱体20からの輻� �、コイル21と発熱体20との間の空気などの媒� ��を通した熱伝達、コイル21自身の電力損失� �どにより発熱する。したがって、コイル21と 発熱体20との間の熱伝達を小さくすることが� ��きれば、発熱体20の温度は、溶融や変形、� �たは電気的特性の変化(キュリー点を超えた� ��合の磁化率の変化)などの現象が生じなけれ ば、何度になってもよい。

 ここで、コイル21と発熱体20との間の熱伝 達を低下させるためには、その間の媒質の熱 伝達率を低減すればよい。コイル21と発熱体2 0との間の媒質の熱伝達率の低減は、例えば� �図4(a)に示すように、コイル21と発熱体20との 間に板状の断熱材30を挿入する、あるいは、� ��4(b)に示すように、コイル21と発熱体20とを� �閉容器31に入れて空間的に密閉し、同密閉空 間を真空にするというような方法により、実 現することが可能である。ここで、コイル21� ��発熱体20との間に挿入する断熱材30としては 、グラスウール、ロックウール、フェノール フォーム、ポリスチレンフォームなど、その 熱伝達率が低く、発熱体20の温度に耐久でき� ��ものであれば、どのようなものを用いても� ��い。また、コイル21と発熱体20との間の熱伝 達率を低減する方法は、上記に限定されるも のではなく、同熱伝達率を下げることができ れば、どのような方式を用いても良い。また 、コイル自身の発熱が問題となる場合には、 コイルと発熱体との間に空気を流し、コイル を放熱させる方法をとることもできる。

 誘導加熱機18と抵抗器110との放熱の形態� �比較した模式図を図5に示す。図5(a)に示すよ うに、抵抗器110では、発熱体120から空気への 放熱までの間に、基体122の熱抵抗と外装123の 熱抵抗および外装123から空気への熱抵抗を介 して空気への放熱を行う。このため、放熱効 率を上げるためには、基体122の熱抵抗、外装 123への熱抵抗、外装123から空気への熱抵抗の それぞれを小さくする必要がある。これに対 し、誘導加熱機では、図5(b)に示すように、� �熱体20と空気とが直接接触しており、発熱体 20は、発熱体20から空気への熱抵抗のみを介� �て放熱を行う。このため、誘導加熱機18では 、発熱体20から空気への熱抵抗を小さくする� ��けで、放熱性を改善することができる。

 ここで、発熱体から空気への熱抵抗を小� ��くする方法としては、外装もしくは発熱体� ��、空気の接触断面積を大きくする方法、フ� ��ンなどで強制空冷する方法がある。

 外装もしくは発熱体と空気の接触断面積� ��大きくする方法としては、その形状をフィ� ��形状とする方法がある。

 抵抗器110の外装123や発熱体120本体をフィ� ��とする場合、その形状の一例を図6に示す。 図6(a)は、抵抗器110の外装123をフィンで構成� �た例である。また、図6(b)は、誘導加熱機18� �発熱体20をフィンで構成し、発熱体兼フィン とした構成の例である。フィンは、例えば、 板に、ついたてを立てたような形状をしてお り、ついたての個数を多くすればするほど、 空気との接触断面積を増やすことができる。 一般にフィンの熱抵抗は、空気の風速などに より異なるが、1℃/W以下であり、小さいもの なら、0.1℃/W以下のものまである。これに対� ��、抵抗器における、抵抗体(発熱体)や基体� �熱抵抗は、材質により異なるが、数℃/W程度 である。このため、抵抗器110と誘導加熱機18� ��て、空気との接触面を同様とした場合でも� ��抵抗器110の空気への熱抵抗は、数℃/W程度� �なるのに対し、誘導加熱機18の熱抵抗は1℃/W から0.1℃/W以下とすることができる。すなわ� ��、同じ体積における熱抵抗を数分の1から数 十分の1とすることができ、同じ熱を処理す� �場合には、その体積を抵抗器の数分の1から� ��十分の1とすることができる。

 以上から、誘導加熱機は、本実施の形態� ��ように、電力を熱に変えて消費するような� ��合には、抵抗器に比べて、その体積を小さ� ��することができるという利点がある。

 次に、誘導加熱機18の駆動について説明す� �。
 誘導加熱機18を駆動する場合には、コイル21 に比較的高周波の交流電流を流す必要がある 。一般的な誘導加熱機18の等価回路のうち最� ��簡単なものは、コイルと抵抗との直列回路� ��表され、この等価回路における抵抗で電力� ��消費されることになる。誘導加熱機の抵抗� ��大部分は、上記発熱体の表皮抵抗であり、� ��熱体が金属であるため、一般には誘導加熱� ��の等価回路で示される抵抗値は小さい。ま� ��、この抵抗に電流を流すためには、発熱体� ��誘導起電力を生じさせる必要がある。

 誘導起電力は、発熱体に鎖交する磁束の� ��間変化によって発生する。磁束は、電流値� ��比例するため、誘導起電力を発生させるた� ��には、コイルに、時間変化する電流を流す� ��要がある。

 ここで、単純に理想コイルに直流電源を� ��続し、直流電圧を供給した場合、コイルの� ��流は以下の式で時間変化する。

  I _L =(V/L)t

 ここで、I _L :コイル電流、V:印加電圧、L:コイルの自己イ� ��ダクタンス、t:電圧の印加時間とする。

 上式よりわかるように、コイルに直流電� ��を印加すると、時間経過と共にコイルの電� ��は増加する。ここで、コイルの電流が大き� ��なりすぎると、コイル自身の抵抗による損� ��が大きくなり、コイルが発熱し発火などの� ��壊を起こす場合がある。このため、コイル� ��所定時間以上電圧を印加しないよう、電圧� ��極性を所定時間毎に反転する必要がある。� ��なわち、交流電圧でコイルを駆動する必要� ��ある。電圧の極性を反転すると、コイルの� ��流は電圧の極性に対応した極性で増加する� ��め、コイルの電流をある一定以上増加しな� ��ようにすることができる。すなわち、コイ� ��に交流電圧を印加することにより、比較的� ��さい電流で発熱体に誘導起電力を生じさせ� ��発熱体に電力を投入することが可能となる� ��

 コイルに交流電圧を印加する場合には、� ��源と誘導加熱機の間に、インバータを接続� ��、同インバータのスイッチング素子をオン� ��フする必要がある。ここで、上記したよう� ��、誘導加熱機の抵抗は小さいので、誘導加� ��機への電力投入量を大きくしようとすると� ��発熱体に発生する誘導起電力を大きくする� ��要があり、磁束の時間変化を大きくする必� ��がある。すなわち、コイルを流れる電流の� ��間変化を大きくする必要がある。インバー� ��のスイッチング動作では、コイルに電流が� ��れるのを遮断する必要があるため、スイッ� ��ング素子に電流を流した状態でスイッチン� ��動作をする。従って、大きな電流でスイッ� ��ングする場合には、このスイッチングによ� ��損失が大きくなり、インバータの素子が発� ��し、破壊に至ることがある。このような事� ��を避けるためには、インバータのスイッチ� ��グによる損失を低減する必要がある。そこ� ��、一般的には、誘導加熱機に、コンデンサ� ��どを接続することにより、共振回路を形成� ��、その共振動作に従った共振電圧、もしく� ��共振電流を誘導加熱機に印加し、インバー� ��を駆動する。この場合、スイッチング素子� ��も共振電流や、共振電圧が印加されるため� ��スイッチングのタイミングによっては、イ� ��バータを流れる電流が小さい場合、もしく� ��インバータの素子の電圧が小さい場合に、� ��イッチング動作を行うことが可能となる。� ��のため、スイッチングの損失が大きく低減� ��きる。

 ここで、上記した共振回路を用いる場合� ��周波数は、比較的高くする必要がある。一� ��に、共振回路を用いて電力投入を行う場合� ��インバータの周波数を、共振回路の共振周� ��数近辺とする。これは、駆動周波数が共振� ��波数と大きく異なると、共振回路を構成す� ��抵抗以外の素子、インダクタやキャパシタ� ��どのインピーダンスが大きくみえ、発熱体� ��抵抗に電力を投入し難くなるためである。� ��記共振回路の共振周波数は、インダクタと� ��ャパシタと抵抗の値によって定まる。一般� ��には、上記共振回路のインダクタとキャパ� ��タの値が小さいほど、共振周波数は高くな� ��。インダクタやキャパシタの値は、そのサ� ��ズに比例するため、なるべく小さい方が良� ��。従って、共振周波数はなるべく高いほう� ��良いことになる。ところが、インバータの� ��動周波数は、その構成素子により異なるが� ��数Hz~数MHzまでに限定される。このため、共� ��回路の共振周波数も、上記数Hzから数MHzの� �に設定する必要がある。以上から、誘導加� �機は、なるべく高周波の交流波形にて駆動� �る必要があるといえる。

 ここで、誘導加熱機駆動用インバータの� ��例として、フルブリッジインバータ41と直� �共振回路42とを用いたエレベータの制御回路 を図7に示す。図7において、Q1、Q2、Q3、Q4は� �その出力に誘導加熱機18を接続して、フルブ リッジインバータ41を構成しているスイッチ� ��グ素子である。また、誘導加熱機18にはコ� �デンサが直列に接続されて直列共振回路42が 構成されている。このように、図7において� �、誘導加熱装置40は、入力フィルタ回路15と� ��イッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4から構成され� �フルブリッジインバータ41と誘導加熱機18と� ��ンデンサから構成された直列共振回路42と� �ら構成されている。他の構成については、� �1と同じであるため、ここでは同一符号を付� ��て示し、その説明は省略する。

 図7の構成を例として、誘導加熱機18を用� ��て回生電力を消費する場合の装置の動作を� ��下に示す。

 エレベータかご8がカウンタウエイト7に� �して軽い場合には、かご上昇時に、一方、� �レベータかご8がカウンタウエイト7に対して 重い場合には、かご下降時に、電動機の端子 間に起電圧が生じ、駆動回路側に電力を回生 する、回生運転となる。すなわち、負荷とし ての電動機4が電力を発生し、この負荷が発� �した回生電力を誘導加熱機18によって消費す る。

 回生運転が開始されると、電動機駆動用� ��ンバータ3は、電源平滑用のコンデンサ2側� �回生電流を流す。回生運転時の対策が成さ� �ていない場合、この回生電流により電源平� �用のコンデンサ2が充電され、その両端電圧� ��上昇する。上述したが、このコンデンサ2の 電圧上昇は、三相電源整流用のコンバータ1� �、電動機駆動用インバータ3、電源平滑用の� ��ンデンサ2自身などの破壊につながるため、 コンデンサ2の電圧がある一定以上上昇しな� �ようにする必要がある。

 そこで、回生電力処理装置では、電源平� ��用のコンデンサ2の電圧の上昇を防止するた めに、回生電力がコンデンサ2に充電されな� �よう、回生電力をバイパスする役割を果た� �。回生電力処理装置では、まず、電源平滑� �のコンデンサ2の電圧を、例えば抵抗分圧な� ��で構成される電圧検出回路10によって、0か� ��5V程度の範囲の電圧検出信号に変換する。� �圧検出回路10の出力電圧値は、例えば、電源 平滑用のコンデンサ2の電圧が100Vの場合に1V� �300Vの場合には3Vと、電源平滑用コンデンサ� �電圧に比例している。

 次に、比較器12により、上記電圧検出信� �を、あらかじめ定められている基準電圧11と 比較する。このときの基準電圧11は、例えば� ��電源平滑用のコンデンサ2の電圧の上限値を 電圧検出信号に変換したときの電圧値である 。

 回生運転が開始されると、電源平滑用の� ��ンデンサ2の電圧検出信号が、上記基準電圧 11よりも大きくなる。

 時間的な回生電力パターンの一例を、エレ� ��ータに用いられる電動機の場合において示� ��た図を図8に示す。図8において、横軸は時� �、縦軸は電力を示す。
 図8に示したとおり、電動機4からの回生電� �は時間的に変動する。このため、誘導加熱� �18で消費する電力も、時間的に変化する回生 電力に応じて調整する必要がある。

 以下に、本実施の形態1における、電力制 御時のフルブリッジインバータ41の動作につ� ��て説明する。現在の電源平滑用のコンデン� ��2の電圧検出信号Vcaと基準電圧Vbaに差が生じ ると、比較器12は、その差に応じた電圧信号� ��出力する。

 具体的には、比較器12は、上記したVcaとVb aの差を、例えば、-5Vから5Vの電圧信号に変換 し、出力する。例えば、Vca=Vbaのとき、比較� �の12出力が0Vであり、Vca>Vbaの場合には、比 較器の出力は0V以上であり、Vca<Vbaの場合に は、比較器12の出力は0V以下であり、VcaとVba� �差が大きくなる程、比較器12の出力電圧値が 、Vca>Vbaの場合には、正に大きくなり、Vca&l t;Vbaの場合には、負に大きくなる。比較器の� ��類によっては、上記VcaとVbaの差が変化した� ��合などに、新たに求まった差に応じた電圧� ��号まで、ある程度の時間をかけて出力を変� ��するものもある。

 次に、比較器12の出力信号は、スイッチ� �グ波形決定回路13に入力される。スイッチン グ波形決定回路13は、その信号に応じて、フ� ��ブリッジインバータ41の駆動波形を決定す� �。具体的には、比較器12の出力が上記した特 性であった場合に、例えば、比較器12の出力� ��0V以上であり、その電圧値が大きくなった� �合には、誘導加熱機18で消費する電力が大き くなるよう、フルブリッジインバータ41の駆� ��デューティーを大きくし、比較器12の電圧� �が小さくなった場合には、誘導加熱機18で消 費する電力が小さくなるよう、フルブリッジ インバータ41の駆動デューティーを小さくし� ��比較器12の出力が0V以下である場合には、そ の電圧値が負に大きくなった場合には、誘導 加熱機18で消費する電力が小さくなるよう、� ��ルブリッジインバータ41の駆動デューティ� �を小さくし、比較器12の電圧値が負に小さく なった場合には、誘導加熱機18で消費する電� ��が大きくなるよう、フルブリッジインバー� ��41の駆動デューティーを大きくするパルス� �変調制御方式(Pulse-Width Modulation:PWM)を用いて 電力を調整する。あるいは、他の制御方法で もよく、例えば、比較器12の出力が0V以上で� �り、その電圧値が大きくなった場合には、� �導加熱機18で消費する電力が大きくなるよう 、フルブリッジインバータ41の駆動周波数と� ��振周波数の差を小さくし、比較器12の電圧� �が小さくなった場合には、誘導加熱機18で消 費する電力が小さくなるよう、フルブリッジ インバータ41の駆動周波数と共振周波数の差� ��大きくし、比較器12の出力が0V以下である場 合には、その電圧値が負に大きくなった場合 には、誘導加熱機18で消費する電力が小さく� ��るよう、フルブリッジインバータ41の駆動� �波数と共振周波数の差を大きくし、比較器12 の電圧値が負に小さくなった場合には、誘導 加熱機18で消費する電力が大きくなるよう、� ��ルブリッジインバータ41の駆動周波数と共� �周波数の差を小さくする周波数変調制御方� �(Pulse-Frequency Modulation:PFM)、または、例えば� �比較器12の出力が0V以上であり、その電圧値� ��大きくなった場合には、誘導加熱機18で消� �する電力が大きくなるよう、フルブリッジ� �ンバータ41の駆動パルスと負荷の電流との位 相差を小さくし、比較器12の電圧値が小さく� ��った場合には、誘導加熱機18で消費する電� �が小さくなるよう、フルブリッジインバー� �41の駆動パルスと負荷の電流との位相差を大 きくし、比較器12の出力が0V以下である場合� �は、その電圧値が負に大きくなった場合に� �、誘導加熱機18で消費する電力が小さくなる よう、フルブリッジインバータ41の駆動パル� ��と負荷の電流との位相差を大きくし、比較� ��12の電圧値が負に小さくなった場合には、� �導加熱機18で消費する電力が大きくなるよう 、フルブリッジインバータ41の駆動パルスと� ��荷の電流との位相差を小さくする位相変調� ��御方式(Pulse-Phased Modulation:PPM)、または、例� ��ば、比較器12の出力が0V以上であり、その電 圧値が大きくなった場合には、誘導加熱機18� ��消費する電力が大きくなるよう、フルブリ� ��ジインバータ41の駆動パルスの出力頻度を� �くし、比較器12の電圧値が小さくなった場合 には、誘導加熱機18で消費する電力が小さく� ��るよう、フルブリッジインバータ41の駆動� �ルスの出力頻度を少なくし、比較器12の出力 が0V以下である場合には、その電圧値が負に� ��きくなった場合には、誘導加熱機18で消費� �る電力が小さくなるよう、フルブリッジイ� �バータ41の駆動パルスの出力頻度を少なくし 、比較器12の電圧値が負に小さくなった場合� ��は、誘導加熱機18で消費する電力が大きく� �るよう、フルブリッジインバータ41の駆動パ ルスの出力頻度を多くする間欠発振制御方式 などを用いて電力を調整する。このように、 スイッチング波形決定回路13は、上記したい� ��れかの制御方式に従って、比較器12の出力� �号に応じて、誘導加熱機18を駆動するフルブ リッジインバータ41の駆動パルスを制御する� ��とにより、誘導加熱機18で消費する電力を� �整する。

 こうして、スイッチング波形決定回路13� �、各制御方式に応じたパルス波形をスイッ� �ング素子ドライブ回路14に伝送する。スイッ チング素子ドライブ回路14は、スイッチング� ��形決定回路13から入力されたパルス波形を� �スイッチング素子Q1~Q4を駆動するのに最適な 電圧に変換し、それによりスイッチング素子 Q1~Q4をそれぞれ駆動する。

 各制御を用いた場合の、スイッチング素� ��Q1~Q4に入力されるパルスと、誘導加熱機18に 流れる電流波形との模式図を、それぞれ、PWM については図9に、PFMについては図10に、PPMに ついては図11に、間欠発振制御については図1 2に示す。なお、各図においては、スイッチ� �グ素子に印加される波形がプラスのとき、� �イッチング素子はオンし、スイッチング素� �に印加される波形が零もしくはマイナスの� �き、スイッチング素子はオフするものとし� �いる。また、図におけるQ1、Q2、Q3、Q4は図7� �おけるスイッチング素子の記号に対応して� �り、誘導加熱機に流れる電流においては、� �際には波形が歪む、スイッチング波形との� �相が異なるなど、図9~図12に示したものと異� ��る場合もある。

 また、上記したスイッチング素子Q1~Q4の� �制御方式は、誘導加熱機18で消費する電力を 制御できれば、どの制御方式を用いても良く 、それぞれの制御方式を複合で使用しても良 い。また、誘導加熱機18で消費する電力を制� ��できれば、どのようなスイッチング波形を� ��いても良い。

 以上のように、誘導加熱機18の電力をリ� �ルタイムに制御することにより、電動機4の� ��生動作時に、電源平滑用のコンデンサ2の電 圧を、上記した素子破壊などを引き起こす電 圧よりも小さい電圧に保つことができ、かつ 、電源平滑用のコンデンサ2の電圧の変動を� �さくすることができ、電源平滑用のコンデ� �サ2における電圧変動による損失を低減する� ��とができる。

 また、誘導加熱機18を用いる場合、その� �点から、従来の抵抗器を用いる場合に比べ� �体積を小さくすることができるが、その体� �を小さくすることにより、電力に対する温� �の変化率は大きくなる。

 図14に示す、従来のような抵抗器での回� �電力の処理装置においては、回生運転時に� �抗器への通電を制御するスイッチング素子� �、数Hz~数kHzのスイッチング周波数で駆動し� �いた。しかしながら、上記したように、誘� �加熱機はその体積の小ささから、電力に対� �る温度の変化率が大きいため、従来の抵抗� �と同様な通電制御では、熱の変動が大きく� �り、熱サイクルによる疲労によって、誘導� �熱機を保持する部材や、誘導加熱機自身の� �命への信頼性を低下させてしまう。

 従来の抵抗器で構成される回生電力の処� ��装置における抵抗器の温度変化と、これと� ��様な制御で誘導加熱装置を駆動した場合の� ��導加熱機の温度変化、および上記したリア� ��タイムな電力制御を用いた場合の誘導加熱� ��の温度変化の比較の模式図を図13に示す。� �13において、(a)が、従来の抵抗器で構成され る回生電力の処理装置における抵抗器の温度 変化、(b)が、これと同様な制御で誘導加熱装 置を駆動した場合の誘導加熱機の温度変化、 (c)が、上記したリアルタイムな電力制御を用 いた場合の誘導加熱機の温度変化である。図 13から明らかなように、(b)の場合が温度変化� ��最も大きく、次が(a)で、(c)の場合が最も温� ��変化が小さい。このように、図13に示した� �うに、本実施の形態においては、誘導加熱� �を用いた回生電力処理装置において、上記� �たようなリアルタイムで電力を制御する方� �を用いることにより、誘導加熱機の急激な� �度変化を防止することができ、誘導加熱機� �保持する部材や、誘導加熱機の、熱サイク� �による疲労を低減し、寿命に対する信頼性� �向上する効果がある。

 このように、電動機の回生電力処理装置� ��して、誘導加熱装置を用いることにより、� ��抗器を用いた場合に比べて、回生電力処理� ��置の体積、サイズを低減することができ、� ��動機の制御装置全体の体積、サイズを小さ� ��することが可能である。

 なお、本実施の形態にて説明した、誘導� ��熱機を駆動するインバータは、フルブリッ� ��の他にも、ハーフブリッジやスイッチング� ��子を1つ用いた1石式コンバータ、トランス� �用いたプッシュプル、フライバック、フォ� �ードなど、どのような回路構成を用いても� �い。

 また、誘導加熱機を含む共振回路は、誘� ��加熱機とコンデンサを直列につないだ直列� ��振回路、誘導加熱機とコンデンサを並列に� ��ないだ、並列共振回路など、どのような形� ��をとっても良い。

 以上のように、本実施の形態に係る電力� ��理装置は、図1および図7に示すように、電� �機4を駆動する電動機駆動用のインバータ3に 並列に接続される電源平滑用のコンデンサ2� �並列に接続される、直流電圧を数kHzから数� �kHzの交流電圧に変換するための、少なくと� �1つ以上のスイッチング素子から構成される� ��導加熱機駆動用のインバータ16またはフル� �リッジインバータ41と、同インバータ16,41の� ��力に接続され、少なくとも1つ以上のコイル 21と、コイル21で発生した磁束が通る位置に� �けられた、発熱体20とからなる誘導加熱機18� ��により構成される誘導加熱装置9,40を備え、 電動機4の電力回生時に、誘導加熱装置9,40を� ��動し、回生電力を誘導加熱機18により熱と� �て消費することを特徴としている。このよ� �に、本実施の形態によれば、電動機4の回生� ��力の電力処理装置として、誘導加熱機18を� �いることにより、同装置を小型で単純な構� �で実現することができるため、製造コスト� �減も図ることができる。

 また、図1に示すように、誘導加熱機18と� ��誘導加熱機18に直列もしくは並列に、一つ� �上のインダクタもしくはコンデンサもしく� �その両方を接続した共振回路17を備えるよう にした場合、誘導加熱機18を含む共振回路17� �備えることにより、同共振回路17の特性を利 用して、インバータの損失を低減するような スイッチングを行うことができる。

 また、図4に示すように、コイル21と発熱� ��20との間に、熱抵抗の大きい断熱材30を設け た場合には、発熱体の熱がコイルに伝達され るのを軽減し、コイルの上昇温度を抑えるこ とができ、コイルの温度で決定される誘導加 熱装置の上限温度を高くすることができ、同 じ電力を消費する場合の誘導加熱装置の体積 を小さくすることができる。また、コイルと 発熱体との間に空気を流し、コイルを放熱す ることによっても同様な効果が得られる。

 また、図6(b)に示すように、誘導加熱機18� ��おける発熱体20の形状を、フィン形状とし� �場合には、フィン形状とすることにより、� �気との接触面積を大きくすることができ、� �熱体の空気への熱伝達率を大きくすること� �できるため、同じ電力を消費する場合の発� �体の体積を小さくすることができる。

 また、本実施の形態においては、電動機4 を駆動するインバータ3に並列に接続される� �源平滑用のコンデンサ2の電圧を電圧検出回� ��10により検出した、電圧検出信号を、あら� �じめ定められた基準電圧11と比較し、その差 を出力する比較器12と、比較器12の出力に応� �て、誘導加熱機18を駆動するインバータ16の� ��イッチング波形を決定することにより、誘� ��加熱機18の電力を調整するスイッチング波� �決定回路13と、同スイッチング波形決定回路 13からの信号を、同インバータ16のスイッチ� �グ素子を駆動するのに最適な電圧に変換す� �、スイッチング素子ドライブ回路14により、 誘導加熱機18を駆動するインバータのスイッ� ��ングを行うので、このように、常に電源平� ��用のコンデンサ2の電圧を基準電圧11と比較� ��て電力制御を行うことにより、電源平滑用� ��コンデンサ2の電圧を、素子破壊などが起こ る電圧になることを防止することができ、か つ、電源平滑用のコンデンサ2の電圧変動を� �さくすることができるため、電源平滑用の� �ンデンサ2の損失を小さくすることができ、� ��源平滑用のコンデンサ2の寿命などにおける 信頼度を高めることができる。また、この電 力制御により、誘導加熱機18における熱の変� ��を抑え、熱サイクルによる誘導加熱機18自� �や、誘導加熱機18を支える部材の熱疲労を抑 制する効果がある。

 なお、本実施の形態では、本発明の回生� ��力処理装置をエレベータに適用する場合に� ��いて述べたが、これに限るものではなく、� ��動機を用いるエスカレータ、電車、ファン� ��どの他の装置に適用してもよく、同様の効� ��を奏する。

 実施の形態2.
 図15は、この発明の実施の形態2による誘導� ��熱装置、電力変換回路、および、電力処理� ��置を用いたエレベータの制御装置の主回路� ��成を示すブロック図である。本実施の形態2 においては、制御装置は、三相交流電源R、S� ��Tを直流に変換するための整流ダイオードブ リッジ等から構成されたコンバータ1と、コ� �バータ1の出力に接続された電源平滑用のコ� ��デンサ2と、コンデンサ2に並列に接続され� �直流電圧を電動機を駆動するのに必要な電� �に変換して、電動機に供給する電動機駆動� �の電力変換器53と、電力変換器53の出力に接� ��された電動機(直流電動機)54と、電動機54の� ��転を伝達するための減速ギア5と、減速ギア 5により駆動される駆動綱車6と、駆動綱車6に 接続されたカウンタウエイト7とエレベータ� �ご8と、電源平滑用のコンデンサ2に並列に接 続された誘導加熱装置9と、電源平滑用のコ� �デンサ2の両端電圧を検出する電圧検出回路1 0と、電圧検出回路10の検出電圧と基準電圧と を比較し、その差に応じた信号を出力する比 較器12と、比較器12の出力によって、誘導加� �装置9に設けられた後述するインバータ16を� �成するスイッチング素子の駆動波形を決定� �る、スイッチング波形決定回路13と、スイッ チング波形決定回路13からの信号に応じて、� ��イッチング素子を駆動する、スイッチング� ��子ドライブ回路14とにより構成される。

 上述したように、本実施の形態2のエレベ ータの制御装置では、回生電力の電力処理装 置として、電源平滑用のコンデンサ2に並列� �誘導加熱装置9を接続する。誘導加熱装置9は 、電源平滑用のコンデンサ2の電圧や電流の� �動を抑えるための、インダクタとコンデン� �などで構成される入力フィルタ回路15と、直 流電圧を数kHz~数百kHz程度の交流電圧に変換� �、誘導加熱機18に供給するための、少なくと も1つ以上のスイッチング素子から構成され� �誘導加熱機駆動用のインバータ16と、誘導加 熱機18とそれに直列もしくは並列に接続した1 つ以上のインダクタもしくはコンデンサもし くはその両方等とにより構成される共振回路 17とを備えている。なお、誘導加熱機18を駆� �するための誘導加熱機駆動用のインバータ16 を構成する素子としては、MOSFET、IGBT、サイ� �スタ、ダイオードなど、スイッチング機能� �有するものなら、どのような素子を用いて� �良い。また、入力フィルタ回路15は、電源平 滑用のコンデンサ2の電圧変動や電流変動が� �電源平滑用のコンデンサ2自身やその他の回� ��に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良� ��。

 本実施の形態2における誘導加熱機18を用� ��た場合の利点および誘導加熱機18を用いて� �生電力を消費する場合の装置の動作は実施� �形態1に記載したものと同様であるため、こ� ��では説明を省略する。

 ここで、従来の直流電動機を用いたエレ� ��ータの制御装置の構成を示したブロック図� ��図17および図18に示す。これらの図において 、101は、三相交流電源R、S、Tを直流に変換す るための整流ダイオードブリッジから構成さ れたコンバータ、102は、コンバータ101の出力 に接続された電源平滑用のコンデンサ、113は 、コンデンサ102に並列に接続され、直流電圧 を電動機を駆動するのに必要な電力に変換し 、電動機に供給する電動機駆動用の電力変換 器、114は、電力変換器113の出力に接続された 電動機(直流電動機)、105は、電動機114の回転� ��伝達するための減速ギア、106は、減速ギア1 05により駆動される駆動綱車、107および108は� ��それぞれ、駆動綱車106に接続されたカウン� ��ウエイトとエレベータかご、109および110は� ��それぞれ、電源平滑用のコンデンサ102に並� ��に接続される、回生電力を処理するための� ��イッチと抵抗器、100は、電源平滑用のコン� ��ンサ102の両端電圧を検出する電圧検出回路� ��112は、電圧検出回路100の検出電圧と基準電� ��111とを比較し、その差に応じた信号を出力� ��る比較器、116は、比較器112の出力によって� ��スイッチ109を駆動するスイッチング素子ド� ��イブ回路である。なお、スイッチ109と抵抗� ��110とは、回生電力を処理するための電力処� ��装置115を構成している。

 従来の直流電動機を用いたエレベータの� ��御装置では、電動機駆動用の電力変換器113� ��形態によって、電力処理装置115の接続箇所� ��異なる。すなわち、電動機駆動用の電力変� ��器113が、双方向の電力伝達が可能なもので� ��る場合には、電動機114で発生した回生電力� ��、電源平滑用のコンデンサ102に伝達される� ��め、図17に示すように、電力処理装置115は� �電源平滑用のコンデンサ102に並列に接続す� �。一方、これに対して、電動機駆動用の電� �変換器113が片方向のみに電力伝達が可能な� �のである場合には、回生電力は電源平滑用� �コンデンサ102に伝達されないため、図18に示 すように、回生電力は、電動機114と電力変換 器113との間の接続線に回生電力処理装置115を 並列に接続することにより消費するか、もし くは、電動機114内部で熱として消費される。

 上述したように、直流エレベータの制御� ��置では、電動機駆動用の電力変換器113の形� ��によって電力処理装置115の接続箇所が異な� ��。このことから、本実施の形態2における誘 導加熱機を用いた回生電力処理装置は、上述 の図15の構成に限定されることはなく、電動� ��駆動用の電力変換器の形態に従って、図16� �示すように、誘導加熱装置9を電力変換器53� �電動機54との間の接続線に並列に接続すると ともに、電圧検出回路10を電力変換器53と電� �機54との間に設けて、電動機54への出力電圧� ��センシングし、同出力電圧に応じて誘導加� ��機18を駆動するインバータ16の駆動を制御す るようにしても良い。

 以上のように、本実施の形態2によれば、 直流電動機54の回生電力の処理装置として、� ��導加熱機18を用いることにより、同装置を� �型で単純な構成で実現することができ、製� �コスト削減も図ることができる。

 実施の形態3.
 上記したように、誘導加熱装置を用いるこ� ��で、回生電力処理装置を小型にすることが� ��きる。このような誘導加熱装置は、電動機� ��回生電力処理装置としてのみではなく、電� ��変換器における、インダクタやコンデンサ� ��どの素子に蓄えられ、負荷に供給されずに� ��として消費されるような余剰エネルギーを� ��費する場合にも用いることができる。本実� ��の形態3においては、誘導加熱装置は、入力 される電力を消費するものであり、誘導加熱 回路に入力される電力は、電力変換回路中ま たはこの電力変換回路に接続された負荷中に 磁界または電界として蓄積され、負荷で消費 されない電力または負荷で発生し負荷で消費 されない電力である。

 上記余剰エネルギーが、負荷70に供給され� �に、熱として消費される例として、図19に、 一般的な出力電圧制御型のDC/DCコンバータの� ��路構成を示すブロック図を示す。
 DC/DCコンバータは、電源60と、電源電圧を所 定の電圧に変換するためのトランスT1と、ス� ��ッチング素子Q1と、トランスT1の出力を整流 する整流器61と、整流器61の出力に接続され� �電圧を直流化するための平滑コンデンサCoと 、平滑コンデンサCoの両端電圧を検出する電� ��検出器62と、電圧検出器62の電圧を検出して 、平滑コンデンサCoの両端電圧が所定の値に� ��るように、スイッチング素子Q1のスイッチ� �グ波形を決定する制御回路63と、スイッチン グ素子Q1のドレイン(もしくはコレクタ)に接� �され、回路の余剰エネルギーを消費するた� �のダイオードDs、コンデンサCs、及び、抵抗R sから構成されるスナバ回路64により構成され る。なお、図中点線で示したLgは、トランスT 1の漏れインダクタンス等の回路に寄生する� �ンダクタンスである。

 図19で示したDC/DCコンバータでは、その回 路動作において、インダクタンスLgに蓄えら� ��たエネルギーが放出される際に、スイッチ� ��グ素子Q1のドレインソース間の寄生容量(出� ��容量)が充電されることにより、高電圧がス イッチング素子Q1に印加され、この高電圧に� ��り、スイッチング素子Q1が破壊する虞があ� �。これを防止するために、スナバ回路64を設 置している。スナバ回路64は、インダクタン� ��Lgに蓄えられたエネルギーが放出される際� �、ダイオードDsが導通し、インダクタンスLg� ��エネルギーをコンデンサCsに充電し、かつ� �抵抗Rsで消費している。また、インダクタン スLgにエネルギーを蓄えている際には、ダイ� ��ードDsが非導通となり、抵抗Rsにてコンデン サCsのエネルギーを消費する。これにより、� ��ンデンサCsの電圧が一定以上に上昇しない� �うにすることができる。このとき、コンデ� �サCsを寄生コンデンサに対して充分大きくし ておくことで、電圧の過剰な上昇を防止する ことができ、スイッチング素子Q1に高電圧が� ��加されるのを防ぐ役割を果たす。すなわち� ��インダクタンスLgに蓄積される回路の余剰� �ネルギーを、抵抗Rsで熱として消費している 。

 図20は、本実施の形態3における、図19に� �したDC/DCコンバータのスナバ回路64の抵抗Rs� �、回生電力処理装置を用いて実現した例で� �る。図20において、回生電力処理装置部分以 外は、図19の構成と同様である。

 図20における回生電力処理装置は、スナ� �コンデンサCsに並列に接続された誘導加熱装 置9と、スナバコンデンサCsの両端電圧を検出 する電圧検出回路65と、電圧検出回路65の検� �電圧と基準電圧11とを比較し、その差に応じ た信号を出力する比較器12と、比較器12の出� �によって、誘導加熱装置9に設けられたイン� ��ータ16を構成するスイッチング素子の駆動� �形を決定するスイッチング波形決定回路13と 、スイッチング波形決定回路13からの信号に� ��じて当該スイッチング素子を駆動するスイ� ��チング素子ドライブ回路14とにより構成さ� �る。なお、図中点線で示したLgは、T1の漏れ� ��ンダクタンスなど、回路に寄生するインダ� ��タンスである。

 誘導加熱装置9は、インダクタとコンデン サなどで構成される入力フィルタ回路15と、� ��流電圧を数kHz~数百kHz程度の交流電圧に変換 し、誘導加熱機18に供給するための、少なく� ��も1つ以上のスイッチング素子から構成され る誘導加熱器駆動用のインバータ16と、誘導� ��熱機18と、それに直列もしくは並列に接続� �た1つ以上のインダクタもしくはコンデンサ� ��しくはその両方等とにより構成される共振� ��路17とを備えている。なお、誘導加熱機18を 駆動するための誘導加熱機駆動用のインバー タ16を構成する素子としては、MOSFET、IGBT、サ イリスタ、ダイオードなど、スイッチング機 能を有するものなら、どのような素子を用い ても良い。また、入力フィルタ回路15は、ス� ��バコンデンサCsの電圧変動や電流変動が、� �ナバコンデンサCs自身やその他の回路に影響 を及ぼさない場合は用いなくとも良い。

 誘導加熱装置9の駆動方法は、図20におけ� ��比較器12に入力する電圧検出器65の接続箇所 、および、誘導加熱装置9の接続箇所が、ス� �バコンデンサCsの両端である以外は、実施の 形態1とほぼ同様である。インダクタンスLgな どに蓄えられた回路の余剰エネルギーが放出 される際に、ダイオードDsが導通し、スナバ� ��ンデンサCsが充電され、電圧が上昇する。� �ナバコンデンサCsの両端電圧が、ある一定以 上となったことを電圧検出器65からの電圧検� ��信号と比較器12により検出し、誘導加熱装� �9の駆動を開始する。誘導加熱装置9を駆動す ることにより、スナバコンデンサCsの両端電� ��は、ほぼ一定に保たれる。すなわち、イン� ��クタンスLgなどに蓄えられた回路の余剰エ� �ルギーを誘導加熱機18によって消費するため 、スイッチング素子Q1への高電圧の印加が防� ��される。

 本実施の形態3によれば、図19のスナバ回� ��64の抵抗器Rsの代替として、誘導加熱装置9� �用いることと、前述した誘導加熱機18の利点 から、スナバ回路を小型にすることができる という効果がある。

 また、図20に示した回路は、スナバコン� �ンサCsを用いず、スイッチング素子Q1の両端� ��並列に誘導加熱装置9を接続し、スイッチン グ素子Q1の両端電圧を検知して、その両端電� ��がある一定以上にならないよう、誘導加熱� ��置9を駆動するという方式によっても実現す ることが可能である。この場合、図20におけ� ��スナバコンデンサCsと入力フィルタ回路15と が不要となり、更に簡単な構成で回路の余剰 エネルギーを処理することが可能である。

 また、図21に示すように、誘導加熱機を� �いたスナバ回路66は、スナバコンデンサCsに� ��列に誘導加熱機18を接続するのみでも実現� �ることができる。この場合、スナバコンデ� �サCsと誘導加熱機18を構成するインダクタン� ��成分と抵抗成分との自由共振により、回路� ��余剰エネルギーが消費されることになる。

 また、上述したような回路の余剰エネル� ��ーは、DC/DCコンバータのみではなく、フル� �リッジインバータやハーフブリッジインバ� �タ、その他種々の電力変換器で発生するも� �であり、その余剰エネルギーを消費する必� �がある場合に、上記誘導加熱装置を用いる� �とが可能であり、抵抗器などに比べて、小� �な構成で余剰エネルギーを消費することが� �来る効果がある。