Stand der Technik Bei der Ansteuerung von Endstufen über eine elek- trische Leitung von nicht vernachlässigbarer Länge tritt immer das Problem auf, zwischen"gewollter Ansteuerung"und Störeinflüssen, z. B. in Form von elektromagnetischen Induktionserscheinungen an der Leitung, zu unterscheiden. Im ersten Fall soll die Endstufe einen Strom von der Leitung aufnehmen, im zweiten Fall soll sie vorzugsweise das fehlerhaft anliegende Störsignal ignorieren. Dieses Problem- feld ist unter dem Begriff"elektromagnetische Ver-

traglichkeit" (EMV) bekannt. Die gewünschte elek- tromagnetische Verträglichkeit läßt sich prinzi- piell durch Auswertung der unterschiedlichen an der Endstufe anliegenden Spannungsniveaus erreichen : Beabsichtigte Steuersignale haben in der Regel ei- nen festgelegten Spannungshub, der oberhalb eines für eine gegebene Anwendung charakteristischen Grenzwerts liegt. Auch auf elektromagnetische Stö- rungen zurückgehende Signale hingegen haben einen geringeren Spannungshub, der von einem Störereignis zum anderen unterschiedlich sein kann und in der Regel kleiner ist als der der gewollten Steuersi- gnale. So erfolgt z. B. bei einer Zündendstufe ei- nes Kraftfahrzeugs die"gewollte"Ansteuerung mit Spannungen von mehr als 3 Volt, wohingegen durch elektrische oder elektromagnetische Störungen be- dingte Signale auf der Steuerleitung einer solchen Zündendstufe typischerweise Werte von bis zu 2 Volt aufweisen. Zwar wird bei diesen unter dem Sollwert von 3 Volt liegenden Spannungen der Zünder nicht global aufgesteuert, die Störsignalpegel können je- doch insbesondere bei hoher Temperatur ausreichen, um Lastströme von mehr als 0, lA fließen zu lassen, so daß eine Auswirkung der Störung im Lastkreis nachweisbar ist.

Zur Unterdrückung der Störsignale sind diverse dis- krete Eingangsbeschaltungen einer solchen Endstufe

bekannt, die jedoch durch ihren diskreten Aufbau aufwendig in der Herstellung sind und unerwünscht viel Platz benötigen.

Es sind auch auf einem einzelnen Halbleitersubstrat integrierte Komparatoren bekannt, die immer dann ein diskretes Ausgangssignal erzeugen, wenn der Pe- gel eines anliegenden Eingangssignals einen Refe- renzwert uberschreitet. Solche Komparatoren können einer Endstufe vorgeschaltet werden, um alle ein- treffenden Impulse zu unterdrücken, die den Refe- renzwert (im oben erwähnten Fall einer Zündendstufe eine Referenzspannung von z. B. 3V) nicht über- schreiten. Diese Komparatoren benötigen jedoch eine Versorgungsspannung sowie eine von außen zugeführte Referenzspannung, um ihre Aufgabe erfüllen zu kön- nen. Diese Referenzspannung aus einer Entfernung zuzuführen, ist nicht zweckmäßig, da dann die Zu- leitung für die Referenzspannung in der gleichen Weise Störungen ausgesetzt ist wie die Steuerlei- tung. Wenn hingegen die Referenzspannung direkt in der Ansteuerschaltung erzeugt wird, so erhöht dies wieder den Aufwand, der zu ihrer Fertigung getrie- ben werden muß, die Kosten und den Platzbedarf.

Vorteile der Erfindung Die Ansteuerschaltung für eine Endstufe mit den im Anspruch 1 genannten Merkmalen bietet demgegenüber den Vorteil, daß sie eine zuverlässige Unterdrük- kung von Störsignalen ermöglicht, ohne daß hierfür eine Referenzspannung zur Verfügung gestellt werden muß, daS sie ohne Versorgungsspannung arbeitet und daß sie zum Funktionieren lediglich Komponenten be- nötigt, die sich leicht auf einem Halbleiter- substrat integrieren lassen.

Solange am Signaleingang der Ansteuerschaltung kein Signal anliegt, befinden sich beide Schalterstufen in ihrem ersten Zustand. Wenn beim Eintreffen eines Signals das Potential am Signaleingang zunimmt, folgen die Potentiale beider Ausgabeanschlüsse nach, so daß zunächst auch ein ansteigendes Poten- tial vom Signalausgang ausgegeben wird. Mit zuneh- mendem Potential am Signaleingang wird zuerst der Schwellwert der zweiten Schalterstufe überschrit- ten, diese geht in ihren zweiten Zustand über, in dem ihr Ausgabeanschluß auf Masse gezogen ist. Da dieser auch der Signalausgang ist, wird kein Signal mehr ausgegeben ; der am Signaleingang eintreffende Impuls wird unterdrückt. Steigt das am Signalein- gang anliegende Potential weiter an, so wird auch der Schwellwert der ersten Schalterstufe über-

schritten, ihr Ausgang wird auf Masse gezogen, wor- aufhin die zweite Schalterstufe in ihren ersten Zu- stand zurückkehrt, in dem das Potential am Ausgabe- anschluß dem am Signaleingang folgt. So wird ein Eingangssignal, das den Schwellwert der ersten Schalterstufe übersteigt, am Signalausgang ausgege- ben, kleinere Signale werden unterdrückt.

Jede Schalterstufe kann in einfacher Weise durch einen Widerstand und einen Transistor gebildet wer- den, wobei der Widerstand zwischen den Kollektor des Transistors und den Signaleingang geschaltet ist und der Emitter des Transistors mit der Masse verbunden ist.

Die Basis dieses ersten beziehungsweise zweiten Transistors kann direkt den Steueranschluß der er- sten beziehungsweise zweiten Schalterstufe bilden, im Fall der ersten Schalterstufe ist allerdings be- vorzugtermaßen ein dritter Transistor vorgesehen, dessen Basis den Steueranschluß der Schalterstufe bildet und dessen Emitter die Basis des ersten Transistors steuert. Hierdurch wird ein steilerer Anstieg des Potentials an der Basis des ersten Transistors und damit eine schärfere Trennung zwi- schen oberhalb und unterhalb des Schwellwerts der ersten Schalterstufe liegenden Eingangssignalen er- reicht.

Vorzugsweise ist noch ein vierter Transistor als Teil der zweiten Schalterstufe vorgesehen, dessen Kollektur mit dem Signaleingang verbunden ist, des- sen Emitter den Ausgabeanschluß der zweiten Schal- terstufe bildet und dessen Basis vom Kollektor des zweiten Transistors gesteuert wird. Dieser Transi- stor ist im ersten Zustand der zweiten Schalterstu- fe zwischen Emitter und Kollektor durchlässig und sperrt im zweiten Zustand die Verbindung zwischen Signaleingang und Signalausgang der Ansteuerschal- tung.

Der Emitter des vierten Transistors kann über einen Widerstand mit Masse verbunden sein.

Die zweite Schwellspannung der Ansteuerschaltung ist diejenige Spannung, oberhalb derer kleine Stör- signale wirksam unterdrückt werden. Diese sollte zweckmäßigerweise möglichst niedrig sein, vorzugs- weise im Bereich der Halbleitergrenzschicht- übergangsspannung. Die erste Schwellspannung kann je nach beabsichtigter Anwendung der Ansteuerschal- tung weitgehend frei gewählt werden, bei einer Ver- wendung in Verbindung mit einer Zündendstufe eines Kraftfahrzeugs liegt die erste Schwellspannung zweckmäßigerweise oberhalb von 2 Volt.

Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und nachfolgend näher er- läutert. Es zeigen : Figur 1 eine Schaltskizze einer ersten Ausgestal- tung einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung ; Figur 2 eine Schaltskizze einer weiterentwickelten Ausgestaltung ; Figur 3 eine Strom-Spannungskennlinie der Ausge- staltung aus Figur 2 ; und Figur 4 eine Schaltskizze einer abermals weiterent- wickelten Ausgestaltung.

Die in Figur l dargestellte Ansteuerschaltung hat drei Anschlüsse, einen Signaleingang I, einen Signalausgang O und einen Masseanschluß. Der Si- gnaleingang ist über einen Vorwiderstand Rl mit ei- ner Eingangssignalleitung 3 verbunden, an die ein Spannungsteiler aus Widerständen R2, R3, eine erste Schalterstufe 1 und eine zweite Schalterstufe 2 an- geschlossen sind. Die erste Schalterstufe enthält einen Transistor Tl, dessen Kollektor über einen Widerstand R5 an die Eingangssignalleitung 3 ange-

schlossen ist, dessen Basis einen Steueranschluß 4 der Schalterstufe 1 bildet, der mit dem Mittenpunkt des Spannungsteilers R2, R3, verbunden ist und des- sen Emitter an Masse angeschlossen ist. Ein Ausga- beanschluß 5 der ersten Schalterstufe ist direkt an den Kollektor des Transistors Tl angeschlossen.

Der Ausgabeanschluß 5 ist gleichzeitig Eingangsan- schluß der zweiten Schalterstufe 2 und ist direkt mit der Basis eines zweiten Transistors T2 verbun- den. Dessen Emitter ist ebenfalls an Masse ange- schlossen, sein Kollektor ist über einen Widerstand R6 an die Eingangssignalleitung 3 sowie direkt an den Signalausgang O angeschlossen.

Wenn infolge des Eintreffens eines Signals am Ein- gang I das Potential auf der Eingangssignalleitung 3 zu steigen beginnt, fließt über den Widerstand R6 zunächst ein Strom in den Signalausgang O. Solange das Potential am Anschluß 5 kleiner ist als die Halbleitergrenzschicht-Übergangsspannung, ist der Transistor T2 undurchlässig, und der vom Signalaus- gang O ausgegebene Strom wächst mit dem Eingangs- signal an. Da der Anschluß 5 über den Widerstand R5 mit der Eingangssignalleitung 3 verbunden ist, steigt jedoch an diesem Anschluß das Potential ebenfalls, und sobald es die Grenzschichtspannung überschritten hat, wird der Transistor T2 durchläs-

sig, und der Strom am Signalausgang O fällt auf ei- nen geringen Wert ab, der vom Kollektor-Emitter- Widerstand des Transistors T2 und dem Innenwider- stand der dem Signalausgang O nachgeschalteten End- stufe abhängt.

Wenn das Potential auf der Eingangssignalleitung weiter ansteigt, erreicht auch das Potential am Steueranschluß 4 einen Wert, bei dem der Transistor Tl durchlässig wird. Daraufhin fällt das Potential am Anschluß 5 wieder ab, der Transistor 1 sperrt, so daß der gesamte durch den Widerstand R6 fließen- de Strom über den Signalausang O die Endstufe er- reicht.

Figur 2 zeigt eine weiterentwickelte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung, die sich von der mit Bezug auf Figur 1 beschriebenen im Auf- bau der ersten Schalterstufe 1 unterscheidet. Die erste Schalterstufe 1 enthält einen dritten Transi- stor T3, dessen Basis an den Mittenpunkt des Span- nungsteilers R2, R3, angeschlossen ist, dessen Kol- lektor tuber einen Widerstand R4 an die Eingangs- signalleitung 3 angeschlossen ist und dessen Emit- ter direkt mit der Basis des Transistors Tl verbun- den ist.

Das Verhalten dieser Ansteuerschaltung ist in Figur 2 dargestellt. Figur 3 zeigt ein Strom- Spannungsdiagramm, auf dessen Abszisse die Ein- gangsspannung Uin am Signaleingang I aufgetragen ist und dessen Ordinate den Ausgangsstrom Lg am Signal- ausgang O angibt. Die gezeigte mit dem Symbol"a" bezeichnete Kennlinie der Schaltung aus Figur 2 hat fünf Phasen, die mit I bis V bezeichnet sind. In der ersten Phase, die sehr geringen Eingangssigna- len entspricht, sind Eingangsspannung Uin und Aus- gangsstrom I8 linear proportional. In der zweiten Phase II nimmt der Ausgangsstrom mit zunehmender Eingangsspannung ab. Diese Phase entspricht dem Übergang der zweiten Schalterstufe 2 von ihrem er- sten in den zweiten Zustand. In der Phase III be- findet sich die zweite Schalterstufe in ihrem zwei- ten Zustand, in dem der Transistor T2 durchlässig ist, so daß das Eingangssignal im wesentlichen über diesen Transistor gegen Masse abfließt und nicht mehr zum Signalausgang O gelangt. Der Ausgangsstrom IB ist daher klein.

Die Phase IV entspricht dem Übergang der ersten Schalterstufe vom ersten in den zweiten Zustand.

Diese Phase erstreckt sich über ein Spannungsinter- vall von im Vergleich zur Phase II vernachlässigba- rer Breite. Dies wird erreicht durch die Verwendung des Transistors T3. Dieser sorgt dafür, daß das an

der Basis des Transistors Tl anliegende Potential nicht mehr linear mit dem Eingangspotential Uin zu- nimmt, wie dies bei der Ausgestaltung nach Figur 1 der Fall ist, sondern er hält dieses Basispotential bei geringen Eingangsspannungen konstant auf einem niedrigen Wert, bei dem der Transistor Tl undurch- lässig ist, und erzeugt, sobald er bei höheren Ein- gangsspannungen selber durchlässig wird, einen schnellen Anstieg des Basispotentials des Transi- stors Tl, was ein abruptes Umschalten des Transi- stors Tl vom undurchlässigen in den durchlässigen Zustand ermöglicht.

Das Umschalten des Transistors Tl führt zu einem Rückgang des Potentials am Anschluß 5 auf einen niedrigen Wert, der dazu führt, daß der Transistor T2 der zweiten Schalterstufe 2 genauso wie in der Phase I undurchlässig wird. Folglich ist in der Phase V der Ausgangsstrom Ig wieder linear propor- tional zur Eingangsspannung Uin, wie in Phase I.

Figur 4 zeigt eine abermals weiterentwickelte Aus- gestaltung der Ansteuerschaltung. Sie unterscheidet sich von der in Figur 2 gezeigten dadurch, daß die zweite Schalterstufe 2 zusätzlich einen Transistor D4 enthält, dessen Kollektor über einen Widerstand R7 an die Eingangssignalleitung 3 angeschlossen ist, dessen Basis über einen Widerstand R8 an den

Kollektor des Transistor T2 angeschlossen ist und dessen Emitter den Signalausgang O der Ansteuer- schaltung bildet. Diese Ausgestaltung hat die in Figur 3 mit"b"bezeichnete Kennlinie.

Der Transistor T4 ist zwischen Kollektor und Emit- ter undurchlässig, solange die Eingangsspannung Uin nicht die Halbleitergrenzschicht-Übergangsspannung übersteigt. Dieser Zustand entspricht der Phase I der Kurve b aus Figur 3. Mit zunehmender Eingangs- spannung steigt über die Widerstände R6 und R8 auch das Potential an der Basis des Transistors T4, so daß dieser wenigstens teilweise durchlässig werden kann. Er bewirkt aber in jedem Fall eine Unterdrük- kung des Ausgangsstroms in den Phasen I und II der Kurve b im Vergleich zum mit Bezug auf Figur 2 be- schriebenen Ausführungsbeispiel.

In der Phase III ist der Transistor T2 wie bei den zuvor beschriebenen Ausgestaltungen durchlässig.

Infolgedessen ist das Basispotential des Transi- stors T4 niedrig, dieser sperrt, und I. ist prak- tisch Null. In der Phase V hingegen ist das Poten- tial an der Basis des Transistors T4 groß genug, um diesen vollständig durchlässig zu machen, so daß sich das Verhalten der in Figur 4 gezeigten Schal- tung in dieser Phase nicht wesentlich von der Schaltung aus Figur 2 unterscheidet. Die Kurven a

und b der Figur 3 sind deshalb in Phasen IV und V nahezu deckungsgleich.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen bestehen ausschließlich aus Widerständen und Kondensatoren, welche sich ohne Schwierigkeiten auf einem gemein- samen Halbleiter-Substrat integrieren lassen.

Das Verhalten der Transistoren beziehungsweise die Schwellspannungen Uinl, Uin2 der ersten und der zwei- ten Schalterstufe können eine Temperaturabhängig- keit aufweisen. Bei der Schwellspannung Uin2 der zweiten Schalterstufe 2 hat dies keine praktische Bedeutung. Eine Temperaturabhängigkeit der Schwellspannung Uinl der ersten Schalterstufe 1 ist jedoch störend. Sie läßt sich allerdings ohne Schwierigkeiten dadurch unterdrücken, daß die nega- tiven Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter- Spannungen der Transistoren Tl und T3 durch Verwen- dung von integrierten Widerständen R2, R3 mit un- terschiedlichen Temperaturkoeffizienten ausgegli- chen werden, wobei für die Temperaturkoeffizienten TK gilt : TK (R2) > TK (R3).

Damit wird eine von der Eingangsschaltung völlig unbeeinflußte Ansteuerung der Endstufe für Ein- gangsspannungen oberhalb der Schwellspannung Uinl der ersten Schalterstufe 1 und ein weitgehender Schutz gegen elektrische und elektromagnetische Störeinflüsse sichergestellt.