TITRE : Circuit intégré comportant un réseau d’adaptation et de filtrage et procédé d’adaptation et de filtrage correspondant. Des modes de réalisation et de mise en œuvre concernent les circuits intégrés comportant un réseau d’adaptation et de filtrage, typiquement entre une sortie d’un amplificateur de puissance et une antenne.

D’une part, les amplificateurs de puissance fonctionnement avec une efficacité maximale lorsque la charge sur leurs sorties est à une impédance optimale. L’impédance optimale en sortie d’un amplificateur de puissance diffère typiquement de l’impédance des antennes qui y sont connectées.

Par conséquent, des circuits d’adaptation d’impédance sont classiquement prévus entre la sortie des amplificateurs de puissance et les antennes afin de transformer les impédances des antennes aux impédances idéales des amplificateurs. Les circuits d’adaptation d’impédance sont typiquement réalisés par des composants passifs tels que des éléments résistifs, des éléments inductifs, et des éléments capacitifs. Les circuits d’adaptation d’impédance consomment une surface pouvant être encombrante, ce qui peut être particulièrement gênant lorsque le circuit d’adaptation d’impédance est réalisé dans un circuit intégré de petite taille.

D’autre part, les spectres d’émission des amplificateurs de puissance contiennent typiquement des signaux parasites, tels que des fréquences harmoniques de la fréquence fondamentale ou du bruit dû à la non-linéarité interne des amplificateurs de puissance.

Par conséquent, des circuits de filtrage sont classiquement prévus entre la sortie des amplificateurs de puissance et les antennes afin de filtrer notamment les bandes de fréquences d’harmoniques, par exemple jusqu’au cinquième ordre. Les circuits de filtrage sont typiquement réalisés par des composants passifs tels que des éléments résistifs, des éléments inductifs, et des éléments capacitifs, et consomment eux aussi une surface pouvant être encombrante, et particulièrement gênante lorsque le circuit d’adaptation d’impédance est réalisé de façon intégrée.

Les circuits d'adaptation d’impédance et de filtrage présentent des contraintes spécifiques et sont classiquement conçus séparément. Bien que les techniques séparant les deux fonctions (adaptation d’impédance et filtrage) soient satisfaisantes sur le plan des performances, ces techniques nécessitent de nombreux composants passifs, ce qui les rendent coûteuses et encombrantes.

Or, la réduction de la taille des circuits intégrés réduit la surface disponible pour les dispositifs passifs, ce qui rend plus difficile l'intégration des deux fonctions avec des performances satisfaisantes.

L’utilisation de filtres à onde de surface « SAW » (pour « Surface Acoustic Wave » en anglais), permet de réduire l’encombrement mais augmente le coût. Par conséquent, il existe un besoin de proposer des solutions compactes et peu coûteuses permettant de mettre en œuvre l’adaptation d’impédance et le filtrage avec de bonnes performances.

Selon des modes de mise en œuvre et de réalisation, il est proposé d’assurer l'adaptation d'impédance et le filtrage dans un seul réseau, dans lequel l'adaptation d’impédance est assurée par un réseau à facteur de qualité minimal, afin d'obtenir la meilleure réponse sur une gamme de fréquences la plus large possible tout en maintenant un nombre d’éléments passifs aussi bas que possible ; le filtrage est assuré en remplaçant des éléments passifs par des montages inductifs- capacitifs judicieusement choisis pour résonner dans les fréquences à filtrer sans modifier la transformation d'impédance dans les fréquences d’émission. Les fréquences de résonance des montages inductifs- capacitifs sont notamment choisies de manière à optimiser la taille et la réponse du réseau. A cet égard, il est proposé selon un aspect un circuit intégré comportant un amplificateur de puissance destiné à fournir un signal dans une bande de fréquences fondamentale, une antenne, et un réseau d’adaptation et de filtrage comportant :

- une première section entre un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et un premier nœud intermédiaire,

- une deuxième section entre le premier nœud intermédiaire et un deuxième nœud intermédiaire, et

- une troisième section entre le deuxième nœud intermédiaire et un nœud d’entrée de l’antenne, les trois sections comportant des montages inductif-capacitif « LC » configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale. Les montages LC de la première section et de la deuxième section sont en outre configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

Par convenance et selon l’usage conventionnel en électronique, on utilisera la notation « LC » pour désigner les termes « inductif- capacitif ».

Ainsi, il est proposé un réseau d’adaptation et de filtrage à trois sections de montages LC, dans lequel tous les montages LC de la première section et de la deuxième section sont configurés à la fois pour adapter l’impédance et pour filtrer les fréquences harmoniques. On notera en particulier que tous les montages LC de chacune des première et deuxième sections sont configurés pour les fonctions simultanées d’adaptation et de filtrage, contrairement aux techniques classiques dans lesquelles un montage est dédié à l’adaptation et un autre montage, au moins partiellement distinct, est dédié au filtrage. La troisième section est quant à elle dédiée à l’adaptation d’impédance, et, en particulier, n’est pas configurée pour avoir une fréquence de résonance, afin de maintenir une atténuation dans les hautes fréquences.

En conséquence, la conception selon cet aspect proposant une fusion complète des fonctions d’adaptation et de filtrage dans les montages LC de la première section et de la deuxième section permet une réalisation du circuit intégré particulièrement compacte, sans perdre en performance ni augmenter les coûts. Selon un mode de réalisation, les montages LC de la première section sont configurés pour avoir des fréquences de résonances inférieures aux fréquences de résonances des montages LC correspondants de la deuxième section. En effet, pour l’adaptation d’impédance, les éléments capacitifs ont usuellement une plus grande taille du côté de l’amplificateur de puissance, dans la première section, que du côté de l’antenne, dans la deuxième section. D’autre part, la fréquence de résonance d’un montage LC est inversement proportionnelle à la taille des éléments inductifs et capacitifs du montage LC. Par conséquent, ce mode de réalisation propose de positionner les fréquences de résonances de manière optimisée pour les tailles des éléments inductifs prévues pour le filtrage. L’encombrement global est ainsi optimisé au plus faible.

Selon un mode de réalisation, la première section comporte un montage LC en parallèle couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et le premier nœud intermédiaire et un montage LC en série couplé entre le premier nœud intermédiaire et un nœud de masse, et la deuxième section comporte un montage LC en parallèle couplé entre le premier nœud intermédiaire et le deuxième nœud intermédiaire et un montage LC en série couplé entre le deuxième nœud intermédiaire et le nœud de masse.

Ainsi, les montages LC en parallèles bloquent les signaux à leurs fréquences de résonance, tandis que les montages LC en série évacuent vers la masse les signaux à leurs fréquences de résonance. Selon un mode de réalisation, chaque montage LC en série est configuré pour avoir une impédance équivalente correspondant à une impédance d’un élément capacitif adapté pour ladite adaptation d’impédance dans la bande de fréquences fondamentale, et dans lequel les fréquences de résonance de chaque montage LC en série sont choisies de manière à être réparties dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et de sorte que les montages LC en série ayant des impédances équivalentes correspondant aux impédances des éléments capacitifs ayant les plus petites valeurs capacitives, ont les plus grandes fréquences de résonances.

En d’autres termes, la fréquence de résonance des montages LC en série dans la première section et dans la deuxième section est choisie de manière à introduire un élément inductif de taille minimale en combinaison avec un élément capacitif prévu pour l’adaptation d’impédance.

En effet, étant donné que la valeur de l’élément inductif nécessaire pour faire résonner un élément capacitif est inversement proportionnelle à la valeur capacitive et au carré de la fréquence de résonance, on associe avantageusement les plus grandes fréquences de résonance aux plus petites valeurs capacitives, pour minimiser la valeur de l’élément inductif à aj outer.

Ce mode de réalisation propose là encore d’optimiser l’encombrement global en positionnant les fréquences de résonances de manière optimisée pour les tailles des éléments inductifs permettant la fonction de filtrage dans chacune des première et deuxième sections.

Selon un mode de réalisation, les fréquences de résonance de chaque montage LC en parallèle sont choisies de manière à être réparties, avec les fréquences de résonnances des montages LC en série, dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

Ainsi, ce mode de réalisation permet de couvrir un filtrage sur toutes les bandes de fréquences d’harmoniques, en positionnant les fréquences de résonances dans les bandes de fréquences d’harmoniques restant à filtrer, par combinaison d’éléments capacitifs avec des éléments inductifs prévus pour l’adaptation d’impédance.

En effet, étant donné que les éléments inductifs sont typiquement beaucoup plus encombrants que les éléments capacitifs, le positionnement des fréquences de résonance avec la valeur capacitive dans les montages LC en parallèle, introduit un encombrement supplémentaire d’ampleur acceptable par rapport à l’encombrement des éléments inductifs équivalents prévus pour l’adaptation d’impédance, et aussi par rapport au gain d’encombrement par l’optimisation des éléments inductifs dans les filtres LC en série.

Selon un mode de réalisation, les montages LC de la première section et de la deuxième section sont configurés selon au moins l’un des critères suivants :

- le montage LC en parallèle de la première section est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques ;

- le montage LC en parallèle de la deuxième section est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques ;

- le montage LC en série de la première section est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques ; - le montage LC en série de la deuxième section est configuré pour avoir une fréquence de résonance soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques, soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques.

Ce mode de réalisation propose des possibilités de positionnement des fréquences de résonance permettant d’optimiser l’encombrement global, et pour des performances optimales.

En particulier, on notera le positionnement de la fréquence de résonance du montage LC en série de la première section dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques, et non dans la moitié supérieure de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques. Ce positionnement permet avantageusement d’éviter d’éventuels problèmes de couplage entre la fréquence de résonance du montage LC en parallèle de la première section (qui est dans la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques), avec la fréquence de résonance du montage LC en série de la première section (qui n’est pas dans la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques). Selon un mode de réalisation, la troisième section comporte un montage LC comprenant un élément inductif couplé entre le deuxième nœud intermédiaire et le nœud d’entrée de l’antenne, et un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne et un nœud de masse, le montage LC de la troisième section étant configuré pour avoir un facteur de qualité minimal.

Selon un autre aspect, il est proposé un procédé d’adaptation d’impédance et de filtrage entre une sortie d’un amplificateur de puissance fournissant un signal dans une bande de fréquences fondamentale et une antenne, comprenant un dimensionnement d’un réseau d’adaptation virtuel comportant :

- une première section entre un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et un premier nœud intermédiaire,

- une deuxième section entre le premier nœud intermédiaire et un deuxième nœud intermédiaire, et

- une troisième section entre le deuxième nœud intermédiaire et un nœud d’entrée de l’antenne, les trois sections comportant chacune un élément inductif et un élément capacitif, le dimensionnement étant réalisé de manière à présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale, dans lequel le procédé comprend une réalisation d’un réseau d’adaptation et de filtrage réel comprenant un remplacement de chaque élément inductif et de chaque élément capacitif de la première section et de la deuxième section du réseau d’adaptation virtuel, par des montages inductifs-capacitifs « LC » respectifs, configurés pour présenter une impédance équivalente adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

Le procédé selon cet aspect propose un dimensionnement d’un réseau d’adaptation d’impédance virtuel, ne prévoyant pas la fonction de filtrage, afin de dimensionner les besoins pour l’adaptation d’impédance.

Par virtuel, on entend par exemple « qui existe à l'état de simple possibilité ou d'éventualité, mais pas à l’état de réalisation matérielle », comme en particulier en tant qu’intermédiaire de calculs.

Le filtrage est ensuite introduit dans le réseau d’adaptation et de filtrage réel, c’est-à-dire, par opposition à « virtuel », qui existe effectivement pour la mise en œuvre de l’adaptation et le filtrage sur un signal d’émission. Ce réseau d‘adaptation et de filtrage réel est obtenu en remplaçant les éléments virtuels par des élément réels équivalents pour les besoins de l’adaptation d’impédance, et présentant en sus leurs fonctions de filtrage.

Ce procédé permet de réaliser en pratique, pour toute réalisation de l’amplificateur de puissance et de l’antenne, la fusion complète des fonctions d’adaptation et de filtrage dans les montages LC de la première section et de la deuxième section de manière compacte, performante et peu coûteuse.

Selon un mode de mise en œuvre, les fréquences de résonances des montages LC de la première section du réseau d’adaptation et de filtrage réel sont choisies inférieures aux fréquences de résonances des montages LC correspondants de la deuxième section du réseau d’adaptation et de filtrage réel.

Selon un mode de mise en œuvre, la première section du réseau d’adaptation virtuel comporte un élément inductif couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et le premier nœud intermédiaire et un élément capacitif couplé entre le premier nœud intermédiaire et un nœud de masse, et la deuxième section du réseau d’adaptation virtuel comporte un élément inductif couplé entre le premier nœud intermédiaire et le deuxième nœud intermédiaire et un élément capacitif couplé entre le deuxième nœud intermédiaire et le nœud de masse, et dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend un remplacement de chaque élément inductif par un montage LC en parallèle, et un remplacement de chaque élément capacitif par un montage LC en série.

Selon un mode de mise en œuvre, les fréquences de résonance sont d’abord choisies pour chaque montage LC en série de manière à être réparties dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et de sorte que les montages LC en série remplaçant les éléments capacitifs du réseau d’adaptation virtuel ayant les plus petites valeurs capacitives, ont les plus grandes fréquences de résonances. Selon un mode de mise en œuvre, les fréquences de résonance sont ensuite choisies pour chaque montage LC en parallèle de manière à être réparties, avec les fréquences de résonnances des montages LC en série, dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale. Selon un mode de mise en œuvre, la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel est faite selon au moins l’un des critères suivants :

- le montage LC en parallèle de la première section a une fréquence de résonance dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;

- le montage LC en parallèle de la deuxième section a une fréquence de résonance dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;

- le montage LC en série de la première section a une fréquence de résonance dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques;

- le montage LC en série de la deuxième section a une fréquence de résonance soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques, soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques.

Selon un mode de mise en œuvre, la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend une reproduction de la troisième section du réseau d’adaptation virtuel comportant un élément inductif couplé entre le deuxième nœud intermédiaire et le nœud d’entrée de l’antenne, et un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne et un nœud de masse, le montage LC de la troisième section étant dimensionné pour avoir un facteur de qualité minimal. D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mise en œuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :

[Fig 1] [Fig 2]

[Fig 3]

[Fig 4]

[Fig 5] illustrent des modes de réalisation et de mise en œuvre de l’invention. La figure 1 illustre un réseau d’adaptation et de filtrage MFN entre un nœud de sortie d’un amplificateur de puissance PA et un nœud d’entrée d’une antenne ANT, par exemple réalisé de façon intégrée dans un circuit intégré.

L’amplificateur de puissance PA est configuré pour fournir un signal d’émission dans une bande de fréquences fondamentale, en particulier des fréquences radio adaptées pour des communications sans fil, telles que par exemple des télécommunications du type 4G, 5G ou LTE, Wifi ou encore Bluetooth.

Le réseau d’adaptation et de filtrage MFN comporte trois sections d’adaptation et de filtrage SCT1, SCT2, SCT3, et un étage d’alimentation en courant continu DCFD.

L’étage d’alimentation en courant continu DCFD comporte un élément inductif en série entre une borne de tension d’alimentation VCC et le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance, et un élément capacitif entre la borne de tension d’alimentation VCC et une borne de tension de référence de masse GND.

L’étage d’alimentation en courant continu DCFD permet de fournir le niveau de tension et le courant nécessaires au réseau d’adaptation et filtrage MFN à partir du nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.

La première section SCT1 se situe entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA et un premier nœud intermédiaire NI, la deuxième section SCT2 se situe entre le premier nœud intermédiaire NI et un deuxième nœud intermédiaire N2, et la troisième section SCT3 se situe entre le deuxième nœud intermédiaire N2 et un nœud d’entrée de l’antenne ANT.

Chacune des trois sections SCT1, SCT2, SCT3 comporte des éléments inductifs et des éléments capacitifs, c’est-à-dire des montages inductifs-capacitifs que l’on désignera par commodité et conventionnellement montages « LC ».

Les montages LC des trois sections SCT1, SCT2, SCT3 sont configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance PA dans la bande de fréquences fondamentale.

L’impédance est adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance PA en ce qu’à cette impédance, la puissance optimale du signal d’émission est transférée de l’amplificateur de puissance PA à l’antenne ANT, notamment afin d'assurer une réflexion minimale de la puissance du signal d’émission.

En outre, les montages LC de la première section SCT1 et de la deuxième section SCT2 sont configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

Les fréquences harmoniques sont des multiples entiers de la fréquence fondamentale du signal d’émission.

En particulier, la première section SCT1 comporte un montage LC en parallèle 11 couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA et le premier nœud intermédiaire NI, ainsi qu’un montage LC en série 12 couplé entre le premier nœud intermédiaire NI et un nœud de masse GND.

De manière analogue, la deuxième section SCT2 comporte un montage LC en parallèle 21 couplé entre le premier nœud intermédiaire NI et le deuxième nœud intermédiaire N2, ainsi qu’un montage LC en série 22 couplé entre le deuxième nœud intermédiaire N2 et le nœud de masse GND.

La troisième section SCT3 comporte quant à elle un élément inductif couplé entre le deuxième nœud intermédiaire N2 et le nœud d’entrée de l’antenne ANT, ainsi qu’un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne ANT et la masse GND.

Le montage LC de la troisième section est configuré pour avoir un facteur de qualité minimal, c’est-à-dire qu’il n’a pas vocation à assurer une fonction de filtrage sur une fréquence de résonance, mais permet néanmoins de maintenir une atténuation dans les hautes et très hautes fréquences. Le montage LC de la troisième section est dédié à l’adaptation d’impédance.

On notera qu’un condensateur de couplage CC est prévu de façon classique entre le nœud d’entrée de l’antenne ANT et l’antenne, afin de bloquer la composante continue de la tension, et sa valeur capacitive est choisie suffisamment grande pour avoir un impact négligeable sur l’adaptation d’impédance.

Ainsi, les montages LC en parallèle 11 , 21, vont bloquer la transmission des signaux à leurs fréquences de résonances le long de la voie série allant de la sortie de l’amplificateur de puissance PA à l’antenne ANT, par l’intermédiaire des nœuds intermédiaires NI, N2.

Et, les montages LC en série 12, 22, vont évacuer vers la masse GND (usuellement « shunt » en anglais) les signaux à leurs fréquences de résonances circulants de la sortie de l’amplificateur de puissance PA à l’antenne ANT, par l’intermédiaire des nœuds intermédiaires NI, N2.

Selon un exemple de réalisation avantageux, chaque montage LC en parallèle 11 , 21 est configuré de manière duale pour d’une part avoir une impédance équivalente correspondant à une impédance d’un élément inductif destiné à ladite adaptation d’impédance dans la bande de fréquences fondamentale (figure 2), et d’autre part pour avoir une fréquence de résonance fi l, f21 (figure 5) choisie dans l’une des bandes de fréquences d’harmoniques (figure 5). De façon analogue, chaque montage LC en série 12, 22 est avantageusement configuré de manière duale pour d’une part avoir une impédance équivalente correspondant à une impédance d’un élément capacitif adapté pour ladite adaptation d’impédance dans la bande de fréquences fondamentale (figure 2), et pour avoir une fréquence de résonance fl2, f22 (figure 5) choisie dans l’une des bandes de fréquences d’harmoniques (figure 5) pour minimiser la valeur inductive du montage LC en série à cette impédance équivalente.

On notera en particulier que chaque montage LC 11, 12, 21, 22 de la première section SCT1 et de la deuxième section SCT2 sont dans leurs entièretés configurés simultanément pour les fonctions d’adaptation et de filtrage. C’est-à-dire qu’il n’y a pas de composant dans les montages LC de la première section SCT1 et de la deuxième section SCT2 qui ne sont dédiés qu’à la fonction d’adaptation d’impédance ou qu’à la fonction de filtrage.

On se réfère aux figures 2 à 4 pour présenter un procédé avantageux de dimensionnement des éléments inductifs et des éléments capacitifs du réseau d’adaptation d’impédance et de filtrage MFN décrit ci-avant en relation avec la figure 1. La figure 2 illustre un réseau d’adaptation virtuel MNO qui va servir de base de référence pour dimensionner les éléments inductifs et capacitifs du réseau d’adaptation et de filtrage MFN décrit en relation avec la figure 1 .

Le réseau d’adaptation MNO est qualifié de « virtuel » car ce réseau n’a qu’une vocation calculatoire pour dimensionner les besoins pour l’adaptation d’impédance. Les résultats du dimensionnement vont servir de base de calcul pour évaluer les composants effectivement réalisés pour mettre en œuvre l’adaptation et le filtrage par le réseau MFN décrit en relation avec la figure 1. Le réseau d’adaptation virtuel MNO comporte trois sections d’adaptation virtuelles SCT01, SCT02, SCT03, et un étage d’alimentation en courant continu DCFD.

Les trois sections virtuelles SCT01, SCT02, SCT03 sont similaires à la structure de la troisième section SCT3, c’est-à-dire qu’elles comportent chacune un élément inductif sur la voie série allant du nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA jusqu’au nœud d’entrée de l’antenne ANT, via les nœud intermédiaires NI , N2, ainsi qu’un élément capacitif couplé à la masse GND, en « shunt », et sur les nœuds intermédiaires NI, N2 et le nœud d’entrée d’antenne ANT.

Le réseau d’adaptation virtuel MNO correspond ainsi à un réseau passe-bas à facteur de qualité minimum en trois sections SCT01, SCT02, SCT03, prévu pour adapter l’impédance entre la sortie de l’amplificateur de puissance PA et l’antenne ANT. On se réfère à la figure 3.

La figure 3 représente un abaque de Smith normalisé par l’impédance de l’antenne ANT, de sorte que l’impédance de l’antenne RANT est située au centre de l’abaque de Smith.

Le dimensionnement est réalisé de manière à transformer l’impédance de l’antenne RANT jusqu’à l’impédance idéale de l’amplificateur de puissance RPA.

Pour cela, des impédances intermédiaires RI, R2 sont calculées par moyenne géométrique entre l’impédance de l’antenne RANT et l’impédance idéale RPA présentée sur le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.

C’est-à-dire :

RI = (RA ² x RL) ^1/3 R2 = (RA x RL ² ) ^1/3

En toute rigueur, le calcul est fait avec RPA étant l'inverse de la partie réelle de l'admittance présentée au nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA, et RANT étant l'inverse de la partie réelle de l'admittance présentée par l'antenne ANT.

Les impédances intermédiaires RI, R2 correspondent aux impédances (en toute rigueur l'inverse des parties réelles des admittances) qui vont être présentées sur les nœuds intermédiaires NI, N2 du réseau d’adaptation virtuel MNO.

Les valeurs des éléments capacitifs Co et des éléments inductifs Lo sont dérivées pour chaque section SCT01, SCT02, SCT03 (ou SCTk - figure 4) par lecture de l’abaque de Smith, et par les équations EQ1 et EQ2 définies en relation avec la figure 4.

Avec w la pulsation à une fréquence (fo) choisie dans la bande de fréquences fondamentale, R _L l’impédance (en toute rigueur l'inverse de la partie réelle de l'admittance) présentée à gauche de chaque section SCTk (k<º [01 ; 02 ; 03]) et R _G l’impédance (en toute rigueur l'inverse de la partie réelle de l'admittance) présentée à droite de chaque section SCTk, tel qu’illustré par la figure 4. La partie imaginaire de l'admittance de la charge sur le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA est faite par l'élément inductif de l’étage d'alimentation en courant continu DCFD, par lequel l’amplificateur de puissance PA est alimenté.

Le procédé comprend ensuite une réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel MFN, tel que décrit précédemment en relation avec la figure 1, à partir des éléments inductifs Lo et capacitifs Co ainsi dimensionnés dans chaque section SCT01, SCT02, SCT03 du réseau d’adaptation virtuel MN0.

On se réfère à cet égard aux figures 1 et 2. La réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel MFN comprend un remplacement de chaque élément inductif et de chaque élément capacitif de la première section SCT01 et de la deuxième section SCT02 du réseau d’adaptation virtuel MN0, par des montages inductifs-capacitifs « LC » résonnants respectifs. Les montages inductifs-capacitifs « LC » sont configurés pour présenter une impédance équivalente à l’impédance adaptée du réseau d’adaptation virtuel MN0 dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

En particulier, les éléments inductifs Lo du réseau d’adaptation virtuel MN0 sont remplacés par des montages LC en parallèles 11, 12, ayant la même impédance à une fréquence fo choisie à l'intérieur de la bande de fréquences fondamentale, et une fréquence de résonance f _r respective.

Les valeurs inductives L et les valeurs capacitives C des composants des montages LC en parallèle 11, 21 sont données, pour chaque section SCT1 , SCT2, par les équations EQ3 et EQ4.

EQ3 : L = L ₀ 1 - (t) ²

1 EQ4 : C = I ₀ ((2p/ _G ) ² -(2p/ ₀ ) ² )

Avec Lo la valeur inductive de l’élément inductif respectivement remplacé dans chaque section SCT01, SCT02, fo une fréquence dans la bande de fréquences fondamentale, et f _r la fréquence de résonance du montage LC en parallèle respectif.

Et en particulier, les éléments capacitifs Co du réseau d’adaptation virtuel MN0 sont remplacés par des montages LC en série 12, 22, ayant la même impédance à une fréquence fo choisie à l'intérieur de la bande de fréquences fondamentale, et une résonance à une fréquence de résonance f _r respective.

Les valeurs capacitives C et les valeurs inductives L des composants des montages LC en série 12, 22 sont données, pour chaque section par les équations EQ5 et EQ6

EQ5 : C EQ6 : L Ί / ₀ ) ² )

Avec Co la valeur capacitive de l’élément capacitif respectivement remplacé dans chaque section SCT01, SCT02, fo une fréquence dans la bande de fréquences fondamentale, et f _r la fréquence de résonance du montage LC en parallèle respectif.

Les fréquences de résonance f _r sont choisies de manière à atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.

On se réfère à la figure 5.

La figure 5 représente des résultats du réseau d’adaptation et de filtrage MFN tel que décrit en relation avec la figure 1 et obtenu tel que décrit en relation avec les figures 2 à 4, avec un positionnement des fréquences de résonance (f _r ) fi l , fl2, f21, f22 avantageux. Le graphique 51 représente le gain en transmission du réseau d’adaptation et de filtrage MFN, le graphique 52 représente le gain en transmission du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentales FB, le graphique 53 représente la partie réelle de l’impédance du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentale FB, et le graphique 54 représente la partie imaginaire de l’impédance du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentale FB.

La fréquence de résonance du montage LC en parallèle 1 1 de la première section SCT1 est notée fi l, la fréquence de résonance du montage LC en série 12 de la première section SCT1 est notée fl2, la fréquence de résonance du montage LC en parallèle 21 de la deuxième section SCT2 est notée f21, la fréquence de résonance du montage LC en série 22 de la deuxième section SCT2 est notée f22 (en référence à la figure 1). On désignera les différentes fréquences de résonances directement par leurs références respectives.

Dans un exemple avantageux, la fréquence de résonance fi l est positionnée dans une moitié, par exemple la moitié inférieure, de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2.

La fréquence de résonance fl2 est positionnée dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3.

La fréquence de résonance f21 est positionnée dans l’autre moitié, par exemple la moitié supérieure, de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2.

La fréquence de résonance f22 est positionnée entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques HB5, c’est-à-dire, en cas de recouvrement des bandes de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et des cinquièmes harmoniques HB5, dans la portion commune desdites bandes HB4 et HB5. Cela permet d’une part de fournir plus de 38dB d'atténuation à la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2 et plus de 40 dB à toutes les autres harmoniques. En outre, cet exemple correspond à une optimisation en matière d’encombrement de la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage MFN.

En effet, étant donné que les éléments inductifs ont une taille et un encombrement beaucoup plus grand que les éléments capacitifs dans ce type de réalisation ; que les éléments capacitifs Co couplés à la masse dans le réseau d’adaptation virtuel MNO ont des valeurs plus faibles près de l’antenne ANT et plus élevées près de l’amplificateur de puissance PA ; et que la valeur de l’élément inductif nécessaire pour faire résonner un élément capacitif est inversement proportionnelle à la valeur capacitive et au carré de la fréquence de résonance ; ce sont les éléments inductifs ajoutés pour faire résonner les éléments capacitifs couplés à la masse qu’il convient de minimiser.

On associe donc d’abord la plus petite valeur capacitive Co à la plus grande fréquence de résonance, dans cet exemple entre les bandes de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et des cinquièmes harmoniques HB5. Cela permet de minimiser la valeur de l’élément inductif L, déterminée par l’équation EQ6, du montage LC en série 22 de la deuxième section SCT2. Ensuite, on choisit de faire résonner l’élément capacitif de la première section SCT01 du réseau virtuel MNO dans la bande de fréquences d’harmoniques la plus haute qui n’est pas encore filtrée, c’est-à-dire la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3. Cela permet de minimiser la valeur de l’élément inductif L, déterminée par l’équation EQ6, du montage LC en série 12 de la première section SCT1, tout en couvrant additionnellement la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3.

Ainsi, l’ensemble des deux éléments inductifs des montages LC en série 12, 22 des deux sections SCT1, SCT2 présente un encombrement global minimal, tout en présentant des fréquences de résonances respectivement réparties de façon adaptée pour atténuer plusieurs bandes de fréquences d’harmoniques HB3, HB4, HB5.

On peut alors positionner plus librement les fréquences de résonances des montages LC en parallèle 11 et en T 30 dans les bandes de fréquences des harmoniques restantes HB2, puisque l’encombrement supplémentaire des éléments capacitifs ajoutés est petit par rapport à l’encombrement des éléments inductifs, en particulier par rapport au gain en encombrement obtenu par l’optimisation des éléments inductifs des montages LC en série 12, 22.

On choisit alors de répartir les fréquences de résonance fi l et f21 dans la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2, par exemple une fréquence de résonance fi l , f21 dans chaque moitié de la bande HB2. L’élément inductif et l’élément capacitif de la troisième section

SCT3 ne sont pas remplacés par un montage LC résonnant, afin de maintenir un certain niveau d’atténuation sur les hautes fréquences.

En résumé, les fréquences de résonance f22, fl2 sont d’abord choisies pour chaque montage LC en série de manière à être réparties dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et de sorte que les montages LC en série remplaçant les éléments capacitifs du réseau d’adaptation virtuel ayant les plus petites valeurs capacitives, ont les plus grandes fréquences de résonances. Ensuite, les fréquences de résonance sont choisies pour chaque montage LC en parallèle 11, 21 de manière à être réparties, avec les fréquences de résonances des montages LC en série 12, 22, dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale. Le graphique 52 montre que la perte maximale dans la bande fondamentale FB est de l’ordre de l,6dB.

Les graphiques 53 et 54 montrent que la partie réelle de l’impédance est contenue à sensiblement 10% autour de par exemple 4,5 ohms, et que la partie imaginaire est elle aussi bien contenue à sensiblement 15 pF (pico farads).

Ainsi, il a été décrit une technique d’adaptation et de filtrage avantageuse à la fois en matière de taille et de performance, avec des montages de composants passif très peu coûteux. En récapitulative, l'adaptation est effectuée par un filtre passe- bas à trois sections à facteur de qualité minimum pour fournir la transformation d'impédance de la partie réelle.

La partie imaginaire de l'impédance optimale de l'amplificateur de puissance est réalisée par l’élément inductif de l’étage d'alimentation en courant continu.

Un élément capacitif de couplage est aj outé avant l'antenne pour bloquer la tension continue. Sa valeur est choisie suffisamment grande pour avoir peu d'impact sur la transformation de l'impédance. Le rej et (filtrage) des harmoniques est assuré par le remplacement des éléments inductifs en série par des montages LC en parallèle, et par le remplacement du condensateur « shunt » par des montages LC en série. La réactance équivalente des montages LC est maintenue égale à la réactance de l'élément qu'ils remplacent respectivement, dans la bande de fréquences fondamentale.

Les fréquences de résonance des montages LC sont avantageusement choisies de la manière suivante :

- Le premier montage LC en parallèle, du côté de la sortie de l’amplificateur de puissance, bloque la partie supérieure de la bande des deuxièmes harmoniques ;

- Le premier montage LC en parallèle bloque la partie inférieure de la bande des deuxièmes harmoniques ;

- Le premier montage LC en série « shunt », du côté de la sortie de l’amplificateur de puissance, évacue les fréquences dans la bande des troisièmes harmoniques ;

- Le deuxième montage LC en série « shunt », évacue les fréquences dans les bandes des quatrièmes et des cinquièmes harmoniques.

- L’élément inductif et l’élément capacitif de la dernière section, du côté de l’antenne, ne sont pas remplacés par un circuit résonnant afin de fournir une atténuation pour les harmoniques d'ordre plus élevé, c’est-à-dire supérieur à cinq.