技术领域 本发明涉及电力电子技术领域， 尤其涉及一种逆变器电路及逆变器电 路的控制方法。

背景技术 逆变器电路是一种将直流电转换成交流电的电 路,也是一种将直流能量 转换为交流能量的电路， 其包括输出交流电压形式， 如不间断电源； 以及 跟随外部交流电压而输出交流电流的形式， 如太阳能并网逆变器， 风力并 网发电机等。 现有的逆变器电路， 在使用过程中为实现将直流能量转换为交流能 量， 需要对逆变器电路中的开关元件进行高频切换 。 因开关元件在开通和关断 的切换过程中产生的开关损耗不同， 可以将开关分为软开关和硬开关， 具 体的， 在开关开通过程中， 开关两端电压下降与流过开关的电流上升在时 间上出现交叠而产生的功耗为开通损耗； 或在开关关断过程中， 流过开关 的电流下降与开关两端电压上升在时间上出现 交叠而产生的功耗为关断损 耗。 无法避免开关损耗的开关叫做硬开关， 可以避免开关损耗的开关叫做 软开关。

换为交流电的过程中功耗过大， 能量转换效率低。

发明内容 本发明实施例提供一种逆变器电路及逆变器电 路的控制方法， 用以在 逆变器电路中实现软开关。 本发明实施例提供了一种逆变器电路， 包括直流源、 交流电路和一个 以上的逆变电桥， 所述逆变电桥包括第一桥臂和第二桥臂， 所述第一桥臂 分别连接所述直流源的正极和负极， 所述第二桥臂分别连接所述直流源的 正极和负极， 所述第一桥臂和所述第二桥臂并联设置； 所述第一桥臂包括串联的第一开关元件组和第 二开关元件组， 所述第 一开关元件组包括并联的第一开关管和第一二 极管单元， 所述第一二极管 单元的负极与所述直流源的正极连接， 所述第二开关元件组包括并联的第 二开关管和第二二极管单元， 所述第二二极管单元的负极与所述直流源的 正极连接；

所述第二桥臂包括串联的第三开关元件组和第 四开关元件组， 所述第 三开关元件组包括并联的第三开关管和第三二 极管单元， 所述第三二极管 单元的负极与所述直流源的正极连接， 所述第四开关元件组包括并联的第 四开关管和第四二极管单元， 所述第四二极管单元的负极与所述直流源的 正极连接； 所述交流电路包括并联的第一交流源和第一电 容，或包括并联的第一交流负 载和第一电容， 所述交流电路的一端通过第一电感连接在所述 第一桥臂的第一开 关元件组和第二开关元件组之间， 所述交流电路的另一端通过第二电感连接在所 述第二桥臂的第三开关元件组和第四开关元件 组之间。 本发明实施例提供了一种针对上述逆变器电路 的控制方法， 对于所述 逆变器电路中的任一逆变电桥， 根据如下的方法进行控制： 闭合第一开关管和第四开关管， 令第二开关管和第三开关管断开， 以 使流经第一电感和第二电感的电感电流逐渐增 大， 所述电感电流分为流经 第一交流源或第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流； 在持续设定的第一时间段使所述流经第一电感 和第二电感的电感电流 达到峰值后， 断开所述第一开关管； 第二二极管单元处于导通状态， 闭合第二开关管， 实现第二开关管的 低电压导通。 本发明实施例提供了另一种针对上述逆变器电 路的控制方法， 对于所 述逆变器电路中的任一逆变电桥， 根据如下的方法进行控制： 闭合第一开关管和第四开关管， 令第二开关管和第三开关管断开， 以 使流经第一电感和第二电感的电感电流逐渐增 大， 所述电感电流分为流经 第一交流源或第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流； 在持续设定的第一时间段使流经第一电感和第 二电感的电感电流达到 峰值后， 断开所述第一开关管和所述第四开关管；

第二二极管单元和第三二极管单元处于导通状 态， 闭合第二开关管和 第三开关管， 以实现第二开关管和第三开关管的低电压导通 。 本发明实施例提供了再一种针对上述逆变器电 路的控制方法， 在交流电路包括第一交流源时，对于所述逆变 器电路中的任一逆变电桥， 根据如下的方法进行控制：

闭合第二开关管和第四开关管， 令第一开关管和第三开关管断开， 第 一交流源供电， 以使流经第一电感和第二电感的电感电流逐渐 增大； 在持续设定的第一时间段使流经第一电感和第 二电感的电感电流达到 峰值后， 断开所述第二开关管；

第一二极管单元处于导通状态， 闭合第一开关管， 实现第一开关管的 低电压导通。

本发明实施例提供的逆变器电路及逆变器电路 的控制方法， 通过在各 个逆变电桥的开关元件组中设置并联的开关管 和二极管单元， 以及在交流 电路中设置并联的电压源和第一电容， 或者是并联的电容和交流负载， 并 通过适当的控制方法， 使得开关管可以在低电压状态下关断， 并在低电流 状态下导通， 从而使得开关管具有软开关的功能， 能够有效减少在开光开 断过程中的能量损耗。 附图说明 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案， 下面将对 实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作 一简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造性劳动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。 图 1为本发明实施例中逆变器电路的结构示意图� �；

图 2为本发明实施例中逆变器电路的结构示意图� �；

图 3为本发明实施例中逆变器电路的工作原理示� �图一；

图 4为本发明实施例中逆变器电路的工作原理示� �图二；

图 5为本发明实施例中逆变器电路单极性输出的� �制方法流程示意图； 图 6 A和图 6B为本发明实施例中逆变器电路单极性调制的� ��出示意图； 图 7为本发明实施例中逆变器电路的工作原理示� �图三；

图 8为本发明实施例中逆变器电路的工作原理示� �图四； 图 9为本发明实施例中逆变器电路双极性输出的� �制方法流程示意图； 图 10为本发明实施例中逆变器电路的结构示意图� ��；

图 11为图 10所述的逆变器电路的输出示意图；

图 12为本发明实施例中无功补偿的电压、 电流对比图；

图 13为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��一；

图 14为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��二；

图 15为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��三；

图 16为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��四；

图 17为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��五；

图 18为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��六；

图 19为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��七；

图 20为本发明实施例中无功补偿的工作原理示意� ��八。

具体实施方式 为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合本 发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描 述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前 提 下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

电转换为交流电的过程中损耗过大的问题， 本发明实施例提供了一种逆变 电路及逆变电路的控制方法， 其能够通过对逆变电路的控制实现软开关， 进而降低逆变过程中的能量损耗， 提高能量转换效率。 图 1为本发明实施例中逆变器电路的结构示意图� �， 如图 1所示， 该 逆变器电路包括直流源 DC、 交流电路和一个以上的逆变电桥， 所述逆变电 桥包括第一桥臂和第二桥臂， 其中， 该直流源 DC的输出电压是 U _dc , 第一 桥臂和第二桥臂并联设置， 都分别连接在直流源的正极和负极之间， 具体 的， 上述的第一桥臂包括串联的第一开关元件组 11和第二开关元件组 12, 其中第一开关元件组 11包括第一开关管 Q1和第一二极管单元 D1 ,第一二 极管单元 D1的负极与所述直流源 DC的正极连接， 第二开关元件组 12包 括第二开关管 Q2和第二二极管单元 D2, 第二二极管单元 D2的负极与所 述直流源 DC的正极连接； 第二桥臂也包括串联的第三开关元件组 13和第 四开关元件组 14, 第三开关元件组 13包括第三开关管 Q3和第三二极管单 元 D3 , 第三二极管单元 D3的负极与所述直流源 DC的正极连接， 第四开 关元件组 14 包括第四开关管 Q4和第四二极管单元 D4, 第四二极管单元 D4的负极与所述直流源 DC的正极连接； 上述交流电路包括并联的第一交流 源 AC和第一电容 C,或包括并联的第一交流负载 AC和第一电容 C,上述交流电 路的一端通过第一电感连接在第一桥臂的第一 开关元件组 11与第二开关元件 组 12之间， 所述交流电路的另一端通过第二电感连接在第 二桥臂的第三开关 元件组 13与第四开关元件组 14之间。 本发明上述实施例中， 包括一个或多个逆变电桥， 各逆变电桥包括并 联设置的第一桥臂和第二桥臂， 另外还包括交流电路， 该交流电路的一端连 接在第一桥臂的第一开关元件组与第二开关元 件组之间， 交流电路的另一端 连接在第二桥臂的第三开关元件组与第四开关 元件组之间， 且该交流电路 包括并联的第一电容和第一交流源； 或者包括并联的第一交流负载和第一电容， 上述的逆变器电路， 可以通 逆变电桥进 当的控制实现软开关的功能。 例如在对上述的逆变器电路的任一逆变电桥的 控制过程中， 可以先闭合第一 开关管和第四开关管， 并令第二开关管和第三开关管断开， 以使流经第一电 感和第二电感的电感电流逐渐增大， 上述电感电流分为流经第一交流源或 第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流； 在持续设定的第一时 间段后使所述流经第一电感和第二电感的电感 电流达到峰值后， 断开第一 开关管； 如上所述的， 在第一开关管断开后， 第二二极管单元先导通并处 于导通状态， 而第二开关管与第二二极管单元并联， 此时第二二极管单元 两端的电压等于二极管的正向导通压降， 对于硅二极管而言， 其值仅为

0.3V~0.7V之间， 因此可以第二开关管两端的电压降至 4艮低， 闭合第二开关 管实现第二开关管的低电压导通。 进一步的， 在闭合上述的第二开关管后， 流经第一电感和第二电感的电 感电流逐渐减小到零， 被充电的第一电容放电产生流经所述第一电感 和第 二电感的反向电感电流并逐渐增大， 在此过程中， 若检测到流经第一电感 和第二电感的电感电流或反向电感电流的绝对 值小于第一门限时， 断开所 述第二开关管， 上述的第一门限值可以根据实际的需要设置， 例如可以设 置其值为 1A, 也就可以实现第二开关管的低电流关断。 另外， 在断开第二开关管后， 使得第一二极管单元先导通， 导致第一二 极管单元的两端电压接近为零， 此时闭合第一开关管， 即可以实现第一开 关管的低电压导通。 本发明上述实施例中， 通过对逆变器电路的适当控制， 可以实现各个 开关管的低电压导通和低电流关断， 从而达到软开关的效果。 对于逆变器 电路中的逆变电桥为两个以上时， 控制不同逆变电桥上流经第一电感和第 二电感的电感电流达到峰值的时间错开。 与上述技术方案中， 保持第四开关管的闭合状态， 高频转换第一开关 管和第二开关管的状态实现软开关不同， 还可以是保持第二开关管的闭合 状态， 高频转换第三开关管和第四开关管的状态实现 软开关不同， 具体的， 闭合第二开关管和第三开关管， 令第一开关管和第四开关管断开， 以使流 经第一电感和第二电感的电感电流逐渐增大， 所述电感电流分为流经第一 交流源或第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流， 在持续设定 的第一时间段使所述流经第一电感和第二电感 的电感电流达到峰值后， 断 开所述第三开关管； 在断开第三开关管后， 第四二极管单元首先导通， 并 处于导通状态， 此时闭合第四开关管， 能够实现第四开关管的低电压导通。 进一步的， 闭合第四开关管后， 流经第一电感和第二电感的电感电流 逐渐减小到零， 被充电的第一电容放电产生流经所述第一电感 和第二电感 的反向电感电流并逐渐增大， 在此过程中， 对流经所述第一电感和第二电 感的电感电流和反向电感电流进行检测 , 若检测到流经所述第一电感和第 二电感的电感电流或反向电感电流的绝对值小 于第一门限时， 断开所述第 四开关管， 能够所述第四开关管的低电流关断。

另外， 在断开所述第四开关管后， 所述第三二极管单元处于导通状态， 第三二极管单元两端的电压较小， 此时闭合所述第三开关管， 能够实现所 述第三开关管的低电压导通。 另外， 本发明上述实施例中， 对于逆变器电路中的逆变电桥为两个以 上时， 控制不同逆变电桥上流经第一电感和第二电感 的电感电流达到峰值 的时间错开。 另外， 如图 2所示， 可以进一步的设置电阻 R与第一电容 C串联， 该 电阻 R能够起到抑制谐振的作用， 以及设置第三电感 L3和第四电感 L4, 在所述交流电路包括第一交流源时， 所述第一电容 C与所述第三电感 L3、 所述第一交流源和第四电感 L4组成的电路并联； 在所述交流电路包括第一 交流负载时， 所述第一电容 C与所述第三电感 L3、 所述第一交流负载和第 四电感 L4组成的电路串联。 具体的， 上述通过对逆变器电路的逆变电桥中开关管的 状态控制， 可 以实现逆变器电路的单极性调制输出。 该单极性调制输出的工作原理图可 如图 3和图 4所示， 其一个输出周期内的步骤流程可以如图 5所示， 包括 如下的步骤： 步骤 101、 闭合第一开关管 Q1和第四开关管 Q4, 令 Q1和 Q4导通， 同时令第二开关管 Q2和第三开关管 Q3断开， 此时在一个回路中， 电流从 直流源的正极输出， 会经过 Ql、 Ll、 C、 L2、 Q4回到直流源的负极， 并可 以进一步的设置电阻 R与第一电容 C串联， 该回路的电流会对第一电容 C 充电， 其设置的电阻 R能够起到抑制谐振的作用； 另外还包括一个回路， 即电流从直流源的正极输出， 会经过 Ql、 Ll、 AC、 L2、 Q4回到直流源的 负极，并可以进一步的在 AC的两端分别串联上第三电感 L3和第四电感 L4 , 也能够起到抑制谐振的作用。 本步骤中， 在 Q1和 Q4闭合初期， 流经 L1 和 L2的电感电流逐渐增大，在持续第一时间段使� ��述流经 L1和 L2的电流 达到峰值后， 断开 Q1 , 该第一时间段可以根据输出需要而预先设定， 其电 感电流的峰值与第一时间段的长短相关；

步骤 102、 闭合 Q2, 此时,电感 L1和 L2会起到续流作用， 在关断 Q1 后 D2会随之导通， 并处于导通状态， 导通后 D2和 Q2两端的电压很小， 接近为零， 此时闭合 Q2, 能够实现 Q2的低电压导通， 在此过程中， 电感 续流,流经 L1和 L2的电感电流逐渐变小到零；

步骤 103、 在上述步骤 101和步骤 102中都会对 C充电， 待流经 L1和 L2的电感电流逐渐变小到零后， 电容也会放电， 产生流经 L1和 L2的反向 电感电流， 此过程中可以对流经所述 L 1和 L2的电感电流和反向电感电流 进行检测， 待检测到流经 L1和 L2的电感电流小于第一门限时断开 Q2, 实 现 Q2的零电流关断， 该第一门限可以设置为 1A; 步骤 104、 闭合 Q1 , 由于在 Q2关断后， 第一电容 C的放电电流流经 D1 , 此时 D1处于导通状态， D1和 Q1两端的接近为零， 此时闭合 Q1 , 即 可实现 Q1的零电压导通，回到上述步骤 101中 Q1和 Q4同时闭合的阶段； 在前半个逆变器电路输出周期， 重复执行上述的步骤 101〜步骤 104, 可以通过控制 Q1由闭合到关断的时间，即第一时间段来控制� ��经 L1和 L2 的电感电流的峰值，在第一个 1/4周期内，可以逐渐增大上述的第一时间段， 并在第二个 1/4周期内， 逐渐减小上述的第一时间段， 具体的， 流经 L1和 L2的电感电流可如图 6A所示， 其中的锯齿波表示流经 L1和 L2的实际电 感电流变化情况， 而上述实施例中使用了第一电容 C, 该第一电容 C能够 起到平滑电感电流的作用。

在上述过程中， 在八、 B两点间的电压 U _ab 在 U _dc 和 0之间高频切换， 通过对 Q1闭合和关断时间的控制， 使得 U _ab 电压在 Q4开通的半个周期内 与正弦正半波在面积上等效, U _ab 的高频电压脉冲经过 L1和 L2的滤波作用 , 与交流源的正弦正半波同相位， 实现电压跟随。 上述前半个周期，是通过对 Ql、 Q2和 Q4的控制实现，在后半个周期， 如图 4所示， 可以通过对 Q2、 Q3和 Q4的控制实现， 此过程中， Q2—直 保持闭合状态。 具体的包括如下的步骤：

步骤 105、 闭合第二开关管 Q2和第三开关管 Q3 , 令第二开关管 Q2和 第三开关管 Q3导通， 并令第一开关管 Q1和第四开关管 Q4断开， 此时在 一个回路中， 电流从直流源的正极输出， 会经过 Q3、 L2、 C、 Ll、 Q2回到 直流源的负极， 并可以进一步的设置电阻 R与第一电容 C串联， 该回路的 电流会对第一电容 C充电， 其设置的电阻 R能够起到抑制谐振的作用； 另 外还包括一个回路， 即电流从直流源的正极输出， 会经过 Q3、 L2、 AC、 Ll、 Q2回到直流源的负极， 并可以进一步的在 AC的两端分别串联上电感 L3和 L4, 也能够起到抑制谐振的作用。 本步骤中， 在 Q2和 Q3闭合初期， 流经第一电感和第二电感的电感电流逐渐增大 ， 在持续第一时间段使所述 流经第一电感和第二电感的电感电流达到峰值 后关断 Q3 , 该第二时间段可 以根据输出需要而预先设定， 其电感电流的峰值与第一时间段的长短相关； 步骤 106、 闭合 Q4, 此时， 步骤 105 中关断 Q3后， 由于电感 L2和 L1会起到续流作用， 在关断 Q1后 D4会随之导通， 并处于导通状态， 导通 后 D4和 Q4两端的电压 4艮小， 接近为零， 此时开通 Q4, 能够实现 Q4的零 电压导通， 在此过程中， 流经 L1和 L2的电流逐渐变小到零； 步骤 107、 在上述步骤 105和步骤 106中都会对 C充电， 待流经 L2和 L1的电感电流逐渐变小到零后， 第一电容也会放电， 产生流经 L1和 L2的 反向电感电流， 此过程中可以对流经所述 L1和 L2的电感电流和反向电感 电流进行检测， 待检测到流经 L1和 L2的电流小于第一门限时断开 Q4, 实 现 Q4的零电流关断； 步骤 108、 闭合 Q3 , 在 Q4关断后， 第一电容 C的放电电流流经 D3 , 此时 D3处于导通状态， D3和 Q3两端的接近为零， 此时闭合 Q3 , 即可实 现 Q3的零电压导通， 回到上述步骤 105中 Q3和 Q2同时导通的阶段； 在后半个逆变器电路输出周期内， 重复执行上述的步骤 105〜步骤 108, 可以通过控制 Q3由闭合到关断的时间来控制流经 L1和 L2的电感电流的 峰值， 在第三个 1/4周期内， 可以逐渐增大 Q3由闭合到关断的时间， 并在 第四个 1/4周期内， 逐渐减小 Q3由闭合到关断的时间， 具体的流经 L1和 L2的电感电流可如图 6B所示。 上述在实现逆变器电路单极性输出的过程中， 是通过每次单独控制一 个开关管的闭合或断开实现的， 另外， 还可以通过同时控制两个开关管的 闭合或断开的方式， 实现双极性调制输出， 同时也能够实现软开关的效果。 具体的， 首先， 闭合第一开关管和第四开关管， 令第二开关管和第三开关 管断开， 以使流经第一电感和第二电感的电感电流逐渐 增大， 该电感电流 分为流经第一交流源或第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流； 在持续设定的第一时间段使流经第一电感和第 二电感的电感电流达到 峰值后， 断开所述第一开关管和所述第四开关管；

第二二极管单元和第三二极管单元处于导通状 态， 闭合第二开关管和 第三开关管， 以实现第二开关管和第三开关管的低电压导通 。 进一步的， 在闭合所述第二开关管和所述第三开关管后， 流经第一电 感和第二电感的电感电流逐渐减小到零， 被充电的第一电容放电， 以及直 流源供电产生流经所述第一电感和第二电感的 反向电感电流并逐渐增大， 在此过程中， 若检测到流经所述第一电感和第二电感的电感 电流或反向电 感电流的绝对值小于第一门限时断开所述第二 开关管和所述第三开关管， 实现所述第二开关管和所述第三开关管的低电 流关断。

另外， 在断开所述第二开关管和所述第三开关管后， 所述第一二极管 单元和所述第四二极管单元处于导通状态， 其两端的电压都很低， 此时闭 合所述第一开关管和所述第四开关管， 能够实现所述第一开关管和所述第 四开关管的低电压导通。 本发明上述实施例中实现了开关管的低电压导 通和低电流关断， 能够 实现软开关的效果， 对于所述逆变器电路中的逆变电桥为两个以上 时， 控 制不同逆变电桥上流经第一电感和第二电感的 电感电流达到峰值的时间错 开。

与上述实施例中先闭合第一开关管和第四开关 管不同， 还可以先闭合 第二开关管和第三开关管， 令第一开关管和第四开关管断开， 以使流经第 一电感和第二电感的电感电流逐渐增大， 所述电感电流分为流经第一交流 源或第一交流负载的电流， 以及对第一电容充电的电流， 在持续设定的第 一时间段使流经第一电感和第二电感的电感电 流达到峰值后关断所述第二 开关管和所述第三开关管；

第一二极管单元和第四二极管单元处于导通状 态， 闭合第一开关管和 第四开关管， 以实现第一开关管和第四开关管的低电压导通 。 进一步的， 闭合所述第一开关管和所述第四开关管后， 流经第一电感 和第二电感的电感电流逐渐减小到零， 被充电的第一电容放电， 以及直流 源供电产生流经所述第一电感和第二电感的反 向电感电流并逐渐增大， 在 此过程中 , 对流经所述第一电感和第二电感的电感电流和 反向电感电流进 行检测 , 待检测到流经所述第一电感和第二电感的电感 电流或反向电感电 流的绝对值小于第一门限时断开所述第一开关 管和所述第四开关管， 实现 所述第一开关管和所述第四开关管的低电流关 断。 另外， 断开所述第一开关管和所述第四开关管后， 所述第二二极管单 元和所述第三二极管单元处于导通状态， 闭合所述第二开关管和所述第三 开关管， 实现所述第二开关管和所述第三开关管的低电 压导通。 本发明上述实施例中实现了开关管的低电压导 通和低电流关断， 能够 实现软开关的效果， 对于所述逆变器电路中的逆变电桥为两个以上 时， 控 制不同逆变电桥上流经第一电感和第二电感的 电感电流达到峰值的时间错 开。 该双极性调制输出方式， 其与单极性调制的不同之处在于， 双极性调 制会使 Ql、 Q4同时闭合或断开， Q3和 Q2也会同时断开， 具体的参考图 7 和图 8, 其调制步骤可以参考图 9。 具体的， 如图 9所示， 该双极性调制输出可以包括如下的步骤： 步骤 201、 闭合第一开关管 Q1和第四开关管 Q4, 并令第二开关管 Q2 和第三开关管 Q3断开， 此时在一个回路中， 电流从直流源的正极输出， 会 经过 Ql、 L l、 C、 R、 L2、 Q4回到直流源的负极， 该回路的电流会对第一 电容 C充电， 其设置的电阻 R能够起到抑制谐振的作用； 另外还包括一个 回路， 即电流从直流源的正极输出， 会经过 Ql、 Ll、 L3、 AC、 L4、 L2、 Q4回到直流源的负极， 其中的第三电感 L3和第四电感 L4, 也能够起到抑 制谐振的作用。 本步骤中， 在 Q1和 Q4闭合初期， 流经电感 L1和 L2的电 感电流会逐渐增大， 在持续第一时间段使所述流经 L1和 L2的电流达到峰 值后， 断开 Q1和 Q4, 该第一时间段可以根据输出需要而预先设定， 其电 感电流的峰值与第一时间段的长短相关； 步骤 202、 闭合第二开关管 Q2和第三开关管 Q3 , 此时， 电感 L1 和 L2会起到续流作用，在关断 Q1后 D2和 D3会随之导通，并处于导通状态， 导通后 D2和 Q2两端的电压，以及 D3和 Q3两端的电压会很小，接近为零， 此时闭合 Q2和 Q3 , 能够实现 Q2和 Q3的低电压导通， 在此过程中， 电感 续流,流经 L1和 L2的电感电流逐渐变小到零； 步骤 203、 在上述步骤 201和步骤 202中都会对 C充电， 当流经 L1和 L2的电流逐渐变小到零后， 第一电容会放电， 以及直流源 DC的供电都会 产生流经电感 L1和 L2的反向电感电流， 此过程中可以控制流经 L1和 L2 的电感电流较小 , 因此可以对流经 L1和 L2的电感电流进行测量， 待检测 到流经 L1和 L2的电流小于第一门限时断开 Q2和 Q3 ,实现 Q2和 Q3的低 电流关断；

步骤 204、 闭合 Q1和 Q4, 由于在 Q2和 Q3关断后， 第一电容 C的放 电电流流经 D1和 D4, 此时 D1和 D4导通， 此时 Q1和 Q4两端的接近为 零， 因此可以实现 Q1和 Q4的低电压导通， 回到上述步骤 201中 Q1和 Q4 同时导通的阶段继续执行； 在前半个交流电的输出周期， 重复执行上述的步骤 201〜步骤 204, 可 以通过控制 Q1和 Q4由闭合到断开的时间， 即第一时间段来控制流经 L1 和 L2的电感电流的峰值， 在第一个 1/4周期内， 可以逐渐增大上述的第一 时间段， 即增大 Q1和 Q4由闭合到断开的时间， 并在第二个 1/4周期内， 逐渐减小上述的第一时间段， 即减小 Q1和 Q4由闭合到断开的时间。 在后半个周期， 可以重复执行如下的步骤： 步骤 205、 闭合第二开关管 Q2和第三开关管 Q3 , 并令第一开关管 Q1 和第四开关管 Q4断开， 此时在一个回路中， 电流从直流源的正极输出， 会 经过 Q3、 L2、 R、 C、 Ll、 Q2回到直流源的负极， 该回路的电流会对第一 电容 C充电， 其设置的电阻 R能够起到抑制谐振的作用； 另外还包括一个 回路， 即电流从直流源的正极输出， 会经过 Q3、 L2、 L4、 AC、 L3、 Ll、 Q2回到直流源的负极， 其中的第三电感 L3和第四电感 L4, 也能够起到抑 制谐振的作用。 本步骤中， 流经电感 L1和 L2的电感电流会逐渐增大， 在 持续第一时间段后断开 Q2和 Q3 , 该第一时间段可以根据实际需要而预先 设定， 其电感电流的峰值与第一时间段的长短相关；

步骤 206、 闭合 Q1和 Q4, 此时， 步骤 205中关断 Q2和 Q3后， 由于 电感 L2和 L1会起到续流作用， 并且 D1和 D4会随之导通， 导通后 D1和 D4两端的电压， 以及 Q1和 Q4两端的电压会 4艮小， 接近为零， 此时闭合 Q1和 Q4, 能够实现 Q1和 Q4的低电压导通， 在此过程中， 电感续流， 流 经 L2和 L1的电流逐渐变小到零；

步骤 207、 在上述步骤 205和步骤 206中都会对 C充电， 待流经 L2和 L1的电流逐渐变小到零后， 第一电容会放电， 以及直流源 DC的供电， 使 得产生流经电感 L2和 L1方向的电感电流， 此过程中可以控制流经 L1和 L2的电感电流较小， 因此可以对流经 L 1和 L2的电感电流进行测量 , 待检 测到流经 L1和 L2的电感电流小于第一门限时断开 Q1和 Q4 , 实现 Q1和 Q4的低电流关断；

步骤 208、 闭合 Q2和 Q3 , 在 Q1和 Q4关断后， C的放电电流流经 D2 和 D3 , D2和 D3导通， 此时 Q2和 Q3两端的接近为零， 此时闭合 Q2和 Q3 , 即可实现 Q2和 Q3的低电压导通， 回到上述步骤 201中 Q2和 Q3同 时导通的阶段继续执行；

重复执行上述的步骤 205〜步骤 208, 可以通过控制第一时间段， 即 Q2 和 Q3由闭合到断开的时间来控制流经 L1和 L2的电感电流的峰值， 在第 一个 1/4周期内， 可以逐渐增大 Q2和 Q3由闭合到断开的时间， 并在第二 个 1/4周期内， 逐渐减小 Q2和 Q3由闭合到断开的时间。 由以上分析可知， 在前 1/2个周期和后 1/2个周期， 其中流经 L1和 L2 的电流方向不同， 可以实现双极性输出。 同时在上述的技术方案中， 也实 现了开关管的零电流断开和零电压导通， 达到了软开关的效果。 本发明上述实施例中提供的逆变器电路， 可以由直流源供电实现开关 管作为软开关的效果， 另外， 对于交流电路中包括交流源的情况， 也可以 实现由交流源供电的情况下， 通过对任一逆变电桥的控制， 也实现软开关 的效果。 具体的， 可以参照图 14, 首先闭合第二开关管 Q2和第四开关管 Q4, 令第一开关管 Q1和第三开关管 Q3断开， 第一交流源 AC供电， 以使流经 第一电感 1和第二电感 L2的电感电流逐渐增大，在持续设定的第一时� ��段 使流经第一电感 L1和第二电感 L2的电感电流达到峰值后， 断开所述第二 开关管 Q2;流经第一电感 L1和第二电感 L2的电感电流达到峰值的大小和 设定的第一时间段的长短有关；

在第二开关管 Q2断开后， 第一二极管单元 D1处于导通状态， 其两端 的电压很低， 此时闭合第一开关管 Q1 , 能够实现第一开关管 Q1的低电压 导通。

进一步， 在闭合第一开关管 Q1后， 在流经第一电感 L1和第二电感 L2 的电感电流逐渐减小到零， 直流源 DC供电产生流经所述第一电感 L1和第 二电感 L2的反向电感电流并逐渐增大的过程中，若检� ��到流经所述第一电 感 L1和第二电感 L2的电感电流或反向电感电流的绝对值小于第� ��门限时 , 断开所述第一开关管 Q1 , 实现所述第一开关管 Q1的低电流关断。

另外， 在断开所述第一开关管 Q1后， 第二二极管单元 D2处于导通状 态， 两端的电压 4艮低， 此时闭合第二开关管 Q2, 实现第二开关管 Q2的低 电压导通。

在执行上述步骤的过程中， 可以实现开关管的软开关性能， 并且进一 步的可以在逆变器电路的前半个输出周期内重 复执行上述的步骤， 对于一 个 1/4周期， 依次增大第一时间段的长度， 对于第二个 1/4周期， 依次减小 第一时间段的长度， 使得流经 L1和 L2的电流的峰值先增大后减小。 另夕卜， 对于所述逆变器电路中的逆变电桥为两个以上 的情况， 可以控制不同逆变 电桥上流经第一电感和第二电感的电感电流达 到峰值的时间错开。 另外， 对于逆变器电路的后半个输出周期， 可以按照如下的方法进行 控制， 参考图 16, 首先， 闭合第二开关管 Q2和第四开关管 Q4, 令第一开 关管 Q1和第三开关管 Q3断开， 第一交流源 AC供电， 流经第一电感 L1 和第二电感 L2的电感电流逐渐增大，持续设定的第一时间� ��使流经第一电 感 L1和第二电感 L2的电感电路达到峰值后断开所述第四开关管 Q4; 断开第四开关管 Q4后， 第三二极管单元 D3处于导通状态， 此时闭合 第三开关管 Q3 , 实现第三开关管 Q3的低电压导通。 进一步的， 上述实施例中还可以闭合在第三开关管 Q3后， 在流经第一 电感 L1和第二电感 L2的电感电流逐渐减小到零， 直流源供电产生流经所 述第一电感 L1和第二电感 L2的反向电感电流并逐渐增大的过程中， 对流 经所述第一电感 L1和第二电感 L2的电感电流和反向电感电流进行检测， 待检测到流经所述第一电感 L1和第二电感 L2的电感电流或反向电感电流 的绝对值小于第一门限时断开所述第三开关管 Q3 , 实现所述第三开关管 Q3的低电流关断。 另外， 在断开第三开关管 Q3后， 第四二极管单元 D4处于导通状态， 两端的电压 4艮低， 此时闭合第四开关管 Q4, 能够实现第四开关管 Q4的低 电压导通。

在逆变器电路的前半个输出周期内重复执行上 述的步骤， 其可以实现 开关管的软开关性能， 并且进一步的可以在第一个 1/4周期内，依次增大第 一时间段的长度， 对于第二个 1/4周期， 依次减小第一时间段的长度， 使得 流经 L1和 L2的电流的峰值先增大后减小。 另外， 对于所述逆变器电路中 的逆变电桥为两个以上的情况， 可以控制不同逆变电桥上流经第一电感和 第二电感的电感电流达到峰值的时间错开。

本发明上述实施例中是以一个逆变电桥为例， 对如何实现软开关进行 了说明， 另外在逆变器电路中还可以包括两个以上的逆 变电桥， 如图 9所

具体的， 如图 10所示， 该逆变器电路在第一个逆变电桥的基础上， 还 包括另一个逆变电桥， 即第三桥臂和第四桥臂， 该第三桥臂分别连接所述 直流源的正极和负极， 所述第三桥臂和所述第一桥臂并联设置； 第四桥臂 分别连接所述直流源的正极和负极， 所述第四桥臂和所述第二桥臂并联设 置。

上述第三桥臂包括串联的第五开关元件组 15和第六开关元件组 16,所 述第五开关元件组 15包括并联的第五开关管 Q12和第五二极管单元 D12, 所述第五二极管单元 D12的负极与所述直流源的正极连接， 所述第六开关 元件组 16包括并联的第六开关管和 Q22第六极管单元 D22,所述第六极管 单元 D22的负极与所述直流源的正极连接； 所述第四桥臂包括串联的第七开关元件组 21和第八开关元件组 22,所 述第七开关元件组 21包括并联的第七开关管 Q32和第七二极管单元 D32, 所述第七二极管单元 D32的负极与所述直流源的正极连接， 所述第八开关 元件组 22包括并联的第八开关管 Q42和第八二极管单元 D42,所述第八二 极管单元 D42的负极与所述直流源的正极连接； 对于交流电路，其一端通过电感 L5连接在第三桥臂的第五开关元件组 15和第六开关元件组 16之间， 另一端通过电感 L6连接在第四桥臂的第七 开关元件组 21和第八开关元件组 22之间， 上述的电感 L5和 L6的作用和 连接关系与第一个逆变电桥中的第一电感 L1和第二电感 L2相同。 对于图 10所示的逆变器电路的各个逆变电桥分别利用� ��述实施例提供 的控制方法进行控制， 且控制不同逆变电桥上流经第一电感和第二电 感的 电感电流达到峰值的时间错开， 也就是对于图 10中两个逆变电桥的技术方 案中，流经 L1和 L2的电流，与流经 L5和 L6的电流达到峰值的时间错开。 如图 11所示， 其中上半部分可以看作是流经 L1和 L2的电流， 下半部分可 以看作是流经 L5和 L6的电流， 二者的电流叠加， 并且到达峰值的时间错 开。 另外， 在本发明上述各个实施例中， 其中每个开关元件组中的开关管 和二极管单元可以是独立设置的电子元件，即 并联的第一开关管 Q1和第一 二极管单元 D1为独立设置的电子元件， 所述第二开关管 Q2和第二二极管 单元 D2 为独立设置的电子元件， 所述第三开关管 Q3 和第三二极管单元 D3为独立设置的电子元件，以及所述第四开关� �� Q4和第四二极管单元 D4 为独立设置的电子元件。 并且， 本发明具体实施例中， 其中的第一二极管单元 Dl、 所述第二二 极管单元 D2、 所述第三二极管单元 D3或所述第四二极管单元 D4可以由 如下任一方式构成： 单独设置的一个二极管或串联的两个以上的二 极管组 成的二极管组。 而上述的第一开关管 Ql、 第二开关管 Q2、 第三开关管 Q3 和所述第四开关管 Q4可以为如下的任一开关管： MOSFET管、三极管、 IGBT 管或晶闸管。

另外， 由于在 MOSFET管中会寄生一个二极管，该 MOSFET管本身就 包括了开关管和二极管的功能， 因此可以使用该寄生的二极管作为二极管 单元， 此时的第一开关元件组、 所述第二开关元件组、 所述第三开关元件 组和所述第四开关元件组可以直接使用 MOSFET管。 第一开关管 Q1和所 述第一二极管单元 D1 , 所述第二开关管 Q2和所述第二二极管单元 D2, 所 述第三开关管 Q3和所述第三二极管单元 D3 , 以及所述第四开关管 Q4和 所述第四二极管单元 D4均为相应的 MOSFET管中的元件。 本发明上述实施例提供的技术方案也能够实现 功补偿功能， 具体的无 功补偿可以如图 12所示， 在 T1和 T3时间段， 其中电压源 AC的输出电压 和电流同相； 其工作同正常纯有功输出一样， 仅电流的设置会稍有不同， 其可以通过控制导通时间达到， 而在 T2和 T3时间段内， 可以控制使电压 源 AC的输出电压和电流反相， 即可实现无功补偿。 具体的， 针对上述提及的单极性调制输出方式， 其电路可以如图 13、 14、 15和 16所示， 分别对应时间段 Tl、 Τ2、 Τ3和 Τ4, 以下对其工作原 理进行说明： a) , 对应图 12的时间段 T1 , 如图 13所示， 可以控制电流方向从 L1 , 经第一电压源 AC至 L2, 并且控制第一电压源 AC的正极在 L1一侧， 第一 电压源的负极在 L2—侧， 该工作周期内 Q4—直保持导通状态， Q3—直断 开， Q1作为主控开关管， 使 Q1和 Q2高频交替工作， T1时间段内第一电 压源的输出电压与电流方向同相， 可以实现正常纯有功输出；

b)、 对应图 11中的时间段 T2, 如图 14所示， 第一电压源 AC的正极 在 L1一侧， 第一电压源的负极在 L2—侧， 第一电压源 AC供电， 电流从 L2, 经电压源 AC至 L1 , 可以先闭合 Q2和 Q4, 其中一个电流回路为 L3、 Ll、 Q2、 Q4 ( D4 ) 、 L2、 L4 和交流源， 另一个回路由 C、 Ll、 Q2、 Q4

( D4 ) 、 R、 C构成， 当关断 Q2时， L1和 L2上的电流流经 Dl ( Q1 ) 、 第一电流源 DC, 再到 Q4 ( D4 )形成回路。 通过调节 Q2的导通时间可以 得到不同的输出电流。 在电压过零点时， 为了维持电流， 可以增加 Q2 和 Q4的导通时间。 该时间段 T2内， 第一电流源 AC的输出电压和电流反向， 可以实现市电向逆变器电路灌入无功， 改时间段 T2 内， Q4—直处于导通 状态， Q1和 Q2高频交替工作， Q2作为主控开关管； c)、 对应图 11的时间段 T3 , 如图 15所示， 可以控制电流方向从 L2, 经电压源 AC至 L1 , 并且控制电压源 AC的正极在 L2—侧， 电压源的负极 在 L1一侧，使得电压源的输出电压与电流同相，� ��以实现正常纯有功输出， 该时间段 T3内， Q2—直处于导通状态， Q3和 Q4进行高频交替工作， Q3 作为主控开关管使用； d)、对应图 11中的时间段 T4,如图 16所示，电压源的正极在 L2—侧， 电压源的负极在 L1一侧， 电流从 L1 , 经电压源至 L2 , 可以先闭合 Q2和 Q4, 其中一个电流回路为 L4、 L2、 Q4、 Q2 ( D2 ) 、 L2、 L3和交流源， 另 一个回路由 C、 R、 L2、 Q4 ( D4 ) 、 Ll、 C构成， 该时间段 T4内， 电流源的 输出电压和电流反相， 可以实现市电向逆变电路灌入无功， 期间 Q2—直处 于导通状态， Q3和 Q4高频交替工作， Q4作为主控管。 另外， 对于双极性调制方案， 也可以实现无功补偿， 具体的可如图 17、 图 18、 图 19和图 20所示。 如图 17所示，在 T1时间段内，首先闭合 Q1和 Q4,令 Q3和 Q2关断， 电流从 L1 , 经第一电压源 AC至 L2 , 第一电压源的正极位于 L1一侧， 第 一电压源的负极位于 L2—侧， 在之后的控制过程中， 重复同时断开 Q1和 Q4, 以及同时闭合 Q3和 Q3 , 使得在 T1时间段内， 输出电压和电流同相， 可以实现纯有功输出；

如图 18所示，在 T2时间段内，首先闭合 Q2和 Q3 ,令 Q1和 Q4关断， 电流从 L2 , 经第一电压源 AC至 L1 , 第一电压源的正极位于 L1一侧， 第 一电压源的负极位于 L2—侧， 在之后的控制过程中， 重复同时断开 Q2和 Q3 , 以及同时闭合 Q1和 Q4 , 使得在 T2时间段内， 输出电压和电流反相， 可以实现市电向逆变电路灌入无功。

如图 19所示，在 T3时间段内，首先闭合 Q1和 Q4,令 Q3和 Q2关断， 电流从 L1 , 经第一电压源 AC至 L2 , 第一电压源的正极位于 L1一侧， 第 一电压源的负极位于 L2—侧， 在之后的控制过程中， 重复同时断开 Q1和 Q4, 以及同时闭合 Q3和 Q3 , 使得在 T3时间段内， 输出电压和电流同相， 可以实现纯有功输出； 如图 20所示，在 T4时间段内，首先闭合 Q2和 Q3 ,令 Q1和 Q4关断， 电流从 L2 , 经第一电压源 AC至 L1 , 第一电压源的正极位于 L1一侧， 第 一电压源的负极位于 L2—侧， 在之后的控制过程中， 重复同时断开 Q2和 Q3 , 以及同时闭合 Q1和 Q4 , 使得在 T4时间段内， 输出电压和电流反相， 可以实现市电向逆变电路灌入无功。 本领域普通技术人员可以理解： 实现上述方法实施例的全部或部分步 骤可以通过程序指令相关的硬件来完成， 前述的程序可以存储于一计算机 可读取存储介质中， 该程序在执行时， 执行包括上述方法实施例的步骤； 而前述的存储介质包括： ROM、 RAM, 磁碟或者光盘等各种可以存储程序 代码的介质。 最后应说明的是： 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对 其限制； 尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说 明， 本领域的普通 技术人员应当理解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案 进行修 改， 或者对其中部分技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换， 并不 使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技 术方案的范围。