Zur, insb. quasi-kontinuierlichen, Füllstandsmessung in Behältern, z. B. in einem Flüssigkeitstank oder in einem Schüttgutbehälter, werden oftmals mit Mikrowellen arbeitende Füllstandsmeßgeräte verwendet. Bei der Füllstandsmessung mit einem solchen Füllstandsmeßgerät werden, basierend auf dem Radarprinzip, bekanntlich elektromagnetische Wellen, insb. in einem Mittenfrequenzbereich von etwa 0.5 GHz bis 30 GHz, mittels einer Antenne als Freiraumwelle oder mittels eines Oberflächenwellenleiters als geführte Welle gegen ein zu bemessendes Füllgut ausgesendet. Aufgrund von elektrischen Impedanzsprüngen innerhalb des das Füllgut umfassenden Meßvolumens werden die Wellen, insb. an der Füllgutoberfläche, teilweise reflektiert und via Oberflächenwellenleiter bzw. via Antenne dem Füllstandmeßgerät als Echosignal zugeführt.

Die Ermittlung des Füllstands basiert bei derartigen Füllstandsmeßgeräten häufig auf dem Pulsradar-Verfahren, bei dem kurze Mikrowellenimpulse, sogenannte Bursts, mit einer Schußrate im Bereich von einigen Megahertz gegen das Füllgut abgestrahlt bzw. geführt, dort zumindest teilweise reflektiert und in der oben beschriebenen Weise dem Füllstandmeßgerät als Echosignal wieder zugeführt werden. Eine Laufzeit der Mikrowellenimpulse, gemessen zwischen einem Zeitpunkt des Aussendens des Sendesignals bis zu einem Zeitpunkt des Empfangens des Echosignals dient hierbei als ein Maß für den zu bestimmenden Füllstand.

So ist z. B. in der US-A 56 14 911, der EP-A 955 527 und der DE-A 44 07 369 jeweils ein mit Mikrowellen arbeitendes Füllstandsmeßgerät gezeigt, das den Füllstand nach dem Pulsradar-Verfahren ermittelt und das umfaßt : - eine Mikrowellen-Sende/Empfangseinheit zum Erzeugen eines vom Füllstand beeinflußten analogen Zwischenfrequenzsignals mittels eines gepulsten Sendesignals und eines Empfangssignals - ein Wandlerelement, -- das im Betrieb vom Sendesignal angesteuert Sendewellen in den Behälter einkoppelt und -- das von einem Füllgut reflektierte Echowellen in das Empfangssignal wandelt, sowie - eine Hüllkurvenauswerteeinheit mit einem Amplidutendemodulator für das Zwischenfrequenzsignal zum Erzeugen eines analogen Hüllkurvensignals.

Das Hüllkurvensignal kann, wie in der DE-A 44 07 369 beschrieben, z. B. dazu dienen, eine Zählerstufe schwellwertegetriggert so anzusteuern, daß ein Mittelwert zweier Zählerstände der Zählerstufe die füllstandsabhängige Laufzeit repräsentiert. Das analoge Hüllkurvensignal kann aber auch, wie z. B. in der EP-A 955 527 beschrieben, zunächst digitalisiert und, periodisch mit einem Rechteckfenster moduliert, abschnittsweise zwischengespeichert werden. Anhand einer somit erzeugten Hüllkurven-Abtastfolge kann mittels eines entsprechenden, insb. in einem Mikrocomputer implementierten, Auswerteverfahrens sowohl der Zeitpunkt des Aussendens des Sendesignals als auch der Zeitpunkt des Empfangens des Echosignals bestimmt und die Laufzeit entsprechend berechnet werden.

Es hat sich ferner gezeigt, daß für eine hochgenaue, insb. millimetergenaue, Bestimmung des Füllstands, wie z. B. in der EP-A 1 069 438 oder in der DE-A 44 07 369 beschrieben, neben der auf das Hüllkurvensignal abgebildeten Amplitudeninformation des Zwischenfrequenzsignals auch eine Information über eine Phasenlage des Empfangssignals im Vergleich zum Sendesignal erforderlich sein kann. Zur Gewinnung einer solchen zusätzlichen Phaseninformation umfaßt das in der DE-A 44 07 369 beschriebene Füllstandsmeßgerät außerdem eine Phasenauswerteeinheit mit einem analogen Quadraturdemodulator für das Zwischenfrequenzsignal zum Erzeugen eines den Realanteil des Zwischenfrequenzsignals repräsentierenden analogen ersten und eines den Imaginäranteil des Zwischenfrequenzsignals repräsentierenden analogen zweiten Quadratursignals.

Als nachteilig bei diesem Füllstandsmeßgerät hat sich vor allem der diskrete Aufbau sowohl der Hüllkurven-als auch der Phasenauswerteeinheit herausgestellt. Aufgrund dieses Aufbaus, insb. auch aufgrund des hohen Anteils analog verarbeitender Bauelement, kann nämlich eine Erhöhung der Schußrate des Sendesignals und/oder einer Taktrate des Meß-und Auswertezyklusses, z. B. zur Erhöhung der Meßgenauigkeit und/oder der Auswertegeschwindigkeit, nur in einem sehr geringen Maße vorgenommen werden. Des weiteren muß zur Gewährleistung einer ausreichenden Genauigkeit der ermittelten Laufzeit sowohl jedes der verwendeten Bauelemente einer Typklasse von geringer Streuung und hoher Langzeitstabilität angehören als auch hochgenau und dementsprechend aufwendig verdrahtet werden.

Eine Aufgabe der Erfindung ist daher, ein insb. millimetergenau messendes, Füllstandsmeßgerät anzugeben, das zur Ermittlung des Füllstands sowohl eine Amplituden-als auch eine Phaseninformation verwendet und das eine deutliche Erhöhung der Auswertegeschwindigkeit bei der Füllstandsmessung ermöglicht.

Ferner soll das Füllstandsmeßgerät auch einen hohen Integrationsgrad aufweisen können.

Zur Lösung der Aufgabe besteht die Erfindung nach einer ersten Variante in einem mit Mikrowellen, insb. mit Mikrowellen-Burst, arbeitendes Füllstandsmeßgerät zum Erzeugen eines Füllstandsmeßwerts, der einen Füllstand in einem Behälter repräsentiert, welches Füllstandsmeßgerät umfaßt : - eine Sende/Empfangseinheit zum Erzeugen eines vom Füllstand beeinflußten Zwischenfrequenzsignals mittels eines Sendesignals und eines Empfangssignals, -ein Wandlerelement, -- das im Betrieb vom Sendesignal angesteuert, insb. gepulste, Sendewellen in den Behälter einkoppelt und -- das von einem Füllgut reflektierte Echowellen in das Empfangssignal wandelt, sowie - eine Steuerungseinheit mit einem flüchtigen Datenspeicher, in dem im Betrieb zumindest temporär eine das Zwischenfrequenzsignal repräsentierende Abtastfolge gespeichert ist.

Des weiteren besteht die Erfindung nach einer zweiten Variante in einem mit Mikrowellen, insb. mit Mikrowellen-Burst, arbeitendes Füllstandsmeßgerät zum Erzeugen eines Füllstandsmeßwerts, der einen Füllstand in einem Behälter repräsentiert, welches Füllstandsmeßgerät umfaßt : - eine Sende/Empfangseinheit zum Erzeugen eines vom Füllstand beeinflußten Zwischenfrequenzsignals mittels eines Sendesignals und eines Empfangssignals, - ein Wandlerelement, das im Betrieb vom Sendesignal angesteuert, insb. gepulste, Sendewellen in den Behälter einkoppelt und -- das von einem Füllgut reflektierte Echowellen in das Empfangssignal wandelt, sowie - eine Steuerungseinheit mit einem flüchtigen Datenspeicher, in dem im Betrieb zumindest temporär eine digitale Phasenfolge gespeichert ist, -- die eine Normierung des Zwischenfrequenzsignals auf einen Amplitudenverlauf des Zwischenfrequenzsignals repräsentiert und -- die mit einem zeitlichen Phasenverlauf des Zwischenfrequenzsignals korrespondiert.

Nach einer bevorzugten ersten Ausgestaltung beider Varianten der Erfindung umfaßt das Füllstandsmeßgerät einen Logarithmierer für das Zwischenfrequenzsignal.

Nach einer bevorzugten zweiten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung bestimmt das Füllstandsmeßgerät den Füllstandsmeßwert mittels einer aus der Abtastfolge gewonnenen Amplitudeninformation.

Nach einer bevorzugten dritten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung bestimmt das Füllstandsmeßgerät den Füllstandsmeßwert mittels einer aus der Abtastfolge gewonnenen Phaseninformation.

Nach einer bevorzugten vierten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine erste Signalfolge gespeichert, die eine numerisch durchgeführte Multiplikation der Abtastfolge mit einer digitalen Sinusfolge repräsentiert und/oder ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine zweite Signalfolge gespeichert, die eine numerisch durchgeführte Multiplikation der Abtastfolge mit einer digitalen Cosinusfolge repräsentiert.

Nach einer bevorzugten fünften Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine erste Quadratursignalfolge gespeichert, die eine numerisch durchgeführte Abwärtsmischung zumindest eines Teils der ersten Signalfolge repräsentiert und/oder ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine zweite Quadratursignalfolge gespeichert, die eine numerisch durchgeführte Abwärtsmischung zumindest eines Teils der zweiten Signalfolge repräsentiert.

Nach einer bevorzugten sechsten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist irri flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine, insb. der Erzeugung der ersten Quadratursignalfolge dienende, erste Mittelwertfolge, gespeichert, die einen Verlauf eines zeitlichen Mittelwerts zumindest eines Bereichs der ersten Signalfolge repräsentiert und/oder ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine, insb. der Erzeugung der zweiten Quadratursignalfolge dienende, zweite Mittelwertfolge, gespeichert, die einen Verlauf eines zeitlichen Mittelwerts zumindest eines Bereichs der zweiten Signalfolge repräsentiert.

Nach einer bevorzugten siebenten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär ein mit einer Phase eines Abtastfolgen-Datensatzes der Abtastfolge korrespondierender Datensatz gespeichert, der eine numerische Division des eines Datensatzes der ersten Quadratursignalfolge mit einem zu diesem im wesentlichen ortsgleichen Datensatz der zweiten Quadratursignalfolge repräsentiert.

Nach einer bevorzugten achten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine erste digitale Phasenfolge gespeichert, die mit einem zeitlichen Phasenverlauf zumindest eines Teils des Zwischenfrequenzsignals korrespondiert.

Nach einer bevorzugten neunten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine digitale Hüllkurve gespeichert, die einen zeitlichen Amplitudenverlauf des Zwischenfrequenzsignals repräsentiert.

Nach einer bevorzugten zehnten Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär ein mit einer Phase eines Abtastfolgen-Datensatzes der Abtastfolge korrespondierender Datensatz gespeichert, der eine numerische Division des Abtastfolgen-Datensatzes mit einem zu diesem im wesentlichen ortsgleichen Hüllkurven-Datensatz der Hüllkurve repräsentiert.

Nach einer bevorzugten elften Ausgestaltung der ersten Variante der Erfindung ist im flüchtigen Datenspeicher zumindest temporär eine zweite digitale Phasenfolge gespeichert, die mit einem zeitlichen Phasenverlauf zumindest eines Teils des Zwischenfrequenzsignals korrespondiert.

Ein Grundgedanke der Erfindung ist es, digital abgespeicherte Rohdaten zu erzeugen, also Daten mit einem höchst möglichen Anteil an Informationen zum Meßvolumen, insb. zum Füllstand, und mit einem geringst möglichen Anteil analoger Vorverarbeitung, auf denen nachfolgende Auswerteverfahren, insb. solche zur Füllstandsermittlung, beruhen. Dabei basiert die Erfindung auch auf der überraschenden Erkenntnis, daß trotz eines damit einhergehenden erhöhten Speicheraufwandes, insgesamt ein erhebliche Verbesserung der Auswertegeschwindigkeit bei gleichzeitig hoher Genauigkeit erzielt werden kann.

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß sowohl die Umwandlung des Zwischenfrequenzsignals als auch die Verarbeitung der Abtastfolge zur Ermittlung des Füllstandsmeßwerts in sehr einfacher Weise an sich verändernde Rahmenbedingungen, wie z. B. eine Veränderung der Schußrate, einer Drift der Mittenfrequenz des Sendesignals oder einer Änderung der Taktrate der Auswertung, angepaßt werden kann.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht ferner in einer erheblichen Verringerung des schaltungstechnischen Aufwandes, der zur Gewährleistung eines ausreichend guten Signal-zu-Rausch-Verhältnisses des zu digitalisierenden Zwischenfrequenzsignals erforderlich ist.

Nachfolgend werden die Erfindung und weitere Vorteile anhand von Ausführungsbeispielen erläutert.

Fig. 1 zeigt ein auf ein Behälter montiertes Füllstandsmeßgerät zum Messen eines Füllstands im Behälter, Fig. 2 zeigt schematisch nach der Art eines Blockschaltbildes Funktionselemente eines mit Mikrowellen arbeitenden Füllstandsmeßgeräts, Fig. 3 zeigt schematisch nach der Art eines Blockschaltbildes Funktionselemente einer vorteilhaften Weiterbildung des Füllstandsmeßgeräts von Fig. 2, Fig. 4 zeigt schematisch und sehr stark vereinfacht eine mittels des Füllstandsmeßgeräts von Fig. 2 erzeugte, digital gespeicherte Abtastfolge, die ein vom Füllstand beeinflußtes Zwischenfrequenzsignal repräsentiert, sowie nach einer bevorzugten Ausgestaltung davon abgeleitete, der Füllstandsmessung dienende Signalfolgen, Fig. 5 zeigt schematisch eine bevorzugte Ausgestaltung eines im Füllstandsmeßgerät von Fig. 2 implementierbaren Verfahrens zur Verarbeitung der digital gespeicherten Abtastfolge von Fig. 4 und Fig. 6 zeigt schematisch und sehr stark vereinfacht die digital gespeicherte Abtastfolge von Fig. 4 sowie nach einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung davon abgeleitete andere digitale Signalfolgen.

In Fig. 1 und 2 ist ein Ausführungsbeispiel eines mit Mikrowellen arbeitenden Füllstandsmeßgeräts dargestellt, das auf einen mit einem Füllgut 201 befüllbaren Behälter 200 montiert ist.

Das Füllstandsmeßgerät dient dazu, einen durch das Füllgut 201 bestimmten Füllstand im Behälter 200 basierend auf dem Pulsradar-Verfahren zu ermitteln und mittels einer entsprechenden Steuerungseinheit 3 einen diesen Füllstand momentan repräsentierenden, z. B. digitalen, Füllstandsmeßwert XH zu liefern.

Dazu weist das Füllstandsmeßgerät gemäß Fig. 1 ein, insb. an einem Elektronikgehäuse 100 befestigtes, Wandlerelement 1 auf, mittels dem hochfrequent geträgerte und im Vergleich dazu niederfrequenter gepulste elektromagnetische Sendewellen Si in ein das Füllgut 201 umfassendes Meßvolumen eingekoppelt und, insb. in Richtung des Füllguts 201, als Freiraumwelle ausgesendet werden. Eine Mittenfrequenz des Sendesignals S2 liegt hier, wie bei derartigen, mit Mikrowellen arbeitenden Füllstandsmeßgeräten üblich, in einem Frequenzbereich von einigen Gigahertz, insb. im Frequenzbereich von 0.5 GHz bis 30 GHz.

Das Wandlerelement 1 kann z. B., wie dargestellt, eine Hornantenne, eine Stabantenne, eine Parabolantenne oder auch eine Planarantenne, sein, die als Sendewellen S dienende elektromagnetische Mikrowellen abstrahlt. Anstelle solcher Freiraumwellen können aber z. B. auch, wie eingangs erwähnt, via Wellenleiter geführte Oberflächenwellen zur Füllstandsmessung verwendet werden.

Aufgrund von Impedanzsprüngen innerhalb des Meßvolumens, insb. an einer Oberfläche des Füllguts 201, werden die Sendewellen S1 zumindest teilweise reflektiert und somit in entsprechende Echowellen E1 gewandelt, die in Richtung des Wandlerelements 1 zurücklaufen und von diesem empfangen werden.

Eine an das Wandlerelement 1 angekopplte Sende-/Empfangsstufe 2 dient dazu, leitungsgeführte und zueinander kohärente Wellenpakete von vorgebbarer Pulsform und Pulsweite, sogenannte Bursts, zu erzeugen und zu verarbeiten sowie mittels der Bursts ein von dem Füllstand beeinflußtes, analoges Zwischenfrequenzsignal ZF zu generieren. Die Pulsform eines einzelnen Bursts entspricht üblicherweise der eines nadelartigen oder eines halbwellenartigen Impulses von vorgebbarer Pulsweite ; es können hier aber auch, falls erforderlich, andere geeignete Pulsformen für die Bursts verwendet werden.

Die Sende-/Empfangseinheit 2 ist im Elektronikgehäuse 100 untergebracht und umfaßt gemäß Fig. 2 einen elektronischen Burst-Generator 21 zum Erzeugen einer als ein Sendesignal S2 dienenden ersten Burstfolge. Das Sendesignal S2 ist, wie bei derartigen Füllstandsmeßgeräten üblich, mit einer Mittenfrequenz geträgert, die in etwa im Bereich zwischen 0.5 und 30 GHz liegt, und mit einer Schußrate getaktet, die auf einen Frequenzbereich von einigen Megahertz, insb. einen Frequenzbereich von 1 MHz bis 10 MHz, eingestellt ist ; Mittenfrequenz und/oder Schußrate können aber auch, falls erforderlich, oberhalb der jeweils angegebenen Frequenzbereiche liegen.

Das an einem ersten Signalausgang des Burst-Generators 21 anliegende Sendesignal S2 wird mittels eines Richtkopplers 22 der Sende-/Empfangseinheit 2 in das an einem ersten Signalausgang des Richtkopplers 22 angeschlossene Wandlerelement 1 eingeleitet und dort in die Sendewellen S1 gewandelt. Praktisch gleichzeitig liegt das Sendesignal S2 außerdem an einem zweiten Signalausgang des Richtkopplers 22 an.

Die in der oben beschriebenen Weise im Meßvolumen erzeugten Echowellen Ei werden, wie bereits erwähnt, vom Füllstandsmeßgerät mittels des Wandlerelements 1 wieder empfangen und in eine als Empfangssignal E2 dienende, ebenfalls am zweiten Signalausgang des Richtkopplers 22 anliegende zweite Burstfolge zurückgewandelt. Dementsprechend ist ausgangs des Richtkopplers 22 eine mittels des Sendesignals S2 und des Empfangssignals E2 gebildete Signalsumme S2 + E2 abgreifbar.

Aufgrund dessen, daß die Mittenfrequenz und/oder die Schußrate des Sendesignals S2, wie bei solchen Füllstandsmeßgeräten üblich, so hoch eingestellt ist, daß ein direktes Auswerten der am zweiten Signalausgang des Richtkopplers 22 anliegenden Signalsumme, insb. ein direktes Messen der Laufzeit, praktisch nicht mehr oder nur mit einem hohen technischen Aufwand möglich wäre, umfaßt die Sende-/Empfangseinheit 2 ferner bevorzugt eine Mischerelektronik 23, die dazu dient, die hochfrequent geträgerte Signalsumme zeitlich zu dehnen, und zwar so, daß die Mittenfrequenz und die Schußrate in einen niedrigeren Frequenzbereich von einigen Kilohertz verschoben werden.

Zum zeitlichen Dehnen der Signalsumme S2 + E2 wird diese einem mit dem zweiten Signalausgang des Richtkopplers 22 verbundenen ersten Signaleingang der Mischerelektronik 23 zugeführt. Gleichzeitig mit der Signalsumme ist einem zweiten Signaleingang der Mischerelektronik 23 eine als ein Mischsignal M2 dienende dritte Burstfolge angelegt. Eine Taktrate, mit der das Mischsignal M2 getaktet ist, ist dabei etwas kleiner eingestellt als die Schußrate des Sendesignals S2. Das Mischsignal M2 weist jedoch praktisch dieselbe Mittenfrequenz wie das Sendesignal S2 auf. Das Mischsignal M2 wird ebenfalls mittels des Burst- Generators 21 erzeugt und ist, wie in Fig. 2 dargestellt, über einen zweiten Signalausgang des Burst-Generators 21 abgreifbar.

Mittels der Mischerelektronik 23 wird die Signalsumme mit dem Mischsignal M2 amplitudenmoduliert und anschließend tiefpaßgefiltert. Somit wird die Signalsumme S2 + E2 auf ein als Zwischenfrequenzsignal ZF dienendes Signal abgebildet, das um einen Zeitdehnungsfaktor gegenüber der Signalsumme zeitlich gedehnt und dementsprechend niederfrequent ist. Der Zeitdehnungsfaktor entspricht dabei einem Quotienten der Schußrate des Sendesignals S2 geteilt durch eine Differenz der Schußrate des Sendesignal S2 und der Taktrate des Mischsignals M2. Eine Mittenfrequenz des so erzeugten Zwischenfrequenzsignals ZF liegt bei derartigen Füllstandsmeßgeräten üblicherweise in einem Frequenzbereich von 50 bis 200 kHz ; falls erforderlich kann der Frequenzbereich aber auch höher oder niedriger gewählt werden.

Selbstverständlich kann das Zwischenfrequenzsignal ZF, falls erforderlich, vor seiner Ausgabe aus der Sende-/Empfangseinheit 2 in geeigneter Weise vorverstärkt und somit in seinem Signalverlauf an nachfolgende Schaltungen angepaßt werden.

Zum Ansteuern der Sende-/Empfangseinheit 2 und zum Erzeugen des Füllstandsmeßwerts XH aus dem Zwischenfrequenzsignal ZF umfaßt das Füllstandsmeßgerät ferner eine Steuerungseinheit 3, die ebenfalls im Elektronikgehäuse 100 untergebracht sein kann.

Erfindungsgemäß dient die Steuerungseinheit 3 insb. auch dazu, das Zwischenfrequenzsignal ZF so zu digitalisieren und abschnittsweise so abzuspeichern, daß zur Ermittlung des Füllstandsmeßwerts XH gleichzeitig sowohl eine Amplituden-als auch eine Phaseninformation über das Zwischenfrequenzsignal ZF in digitaler Form zur Verfügung gehalten wird.

Zu diesem Zweck ist das Zwischenfrequenzsignal ZF der Steuerungseinheit 3, wie in Fig. 2 schematisch dargestellt, bevorzugt über ein Tiefpaßfilter 31, z. B. einem passiven oder einem aktiven RC-Filter, von vorgebbarer Filterordnung und von einstellbarer Grenzfrequenz zugeführt. Das Tiefpaßfilter 31 dient dazu, das Zwischenfrequenzsignal ZF zur Vermeidung von Aliasing-Fehler bandzubegrenzen und somit für eine Digitalisierung entsprechend vorzuverarbeiten. Die Grenzfrequenz ist gemäß dem bekannten Nyquist- Abtasttheorem dazu auf weniger als das 0,5-fache, insb. aber auf höchstens das 0,2-fache, einer Abtastfrequenz eingestellt, mit der der passierengelassene Anteil des Zwischenfrequenzsignals ZF abgetastet wird. Für den Fall, daß das Zwischenfrequenzsignal ZF bereits in der erforderlichen Weise bandbegrenzt ist, kann ggf. auch auf das Tiefpaßfilter 31 verzichtet werden.

Ausgangsseits ist das Tiefpaßfilter 31 an einen Signaleingang eines A/D-Wandlers (Analog-zu-Digital-Wandler) 32 der Steuerungseinheit 3 gekoppelt, der dazu dient, das via Tiefpaßfilter 31, insb. direkt, zugeführte Zwischenfrequenzsignal ZF in ein dieses repräsentierendes, digitales Zwischenfrequenzsignal ZFp umzuwandeln.

Als A/D-Wandler 32 können hierzu dem Fachmann bekannte, z. B. seriell-oder parallel-umsetzende, A/D-Wandler verwendet werden, die mit der oben erwähnten Abtastfrequenz getaktet werden können. Ein dafür geeigneter A/D-Wandlertyp ist z. B. der eines Sampling A/D Converters LTC 1415 von Linear Technilogy Corp. mit einer Auflösung von 12 Bit und einer zulässigen Abtastfrequenz von kleiner gleich 1, 25 MHz.

Für den Fall, daß der verwendete A/D-Wandler 32, wie z. B. vorgenannter LTC 1415, zum Umformen von ausschließlich positiven Signalwerten vorgesehen ist, ist eine Referenzspannung des A/D-Wandlers 32, entsprechend so einzustellen, daß ein zu erwartender minimaler Signalwert eingangs des Wandlers wenigstens ein Bit, insb. das höchste signifikante Bit (MSB), des Zwischenfrequenzsignals ZFD setzt. Anders gesagt, dem ausgangs des Tiefpaßfilters 31 anliegenden Signal ist ein Gleichanteil so aufzuaddieren, daß es auf den A/D-Wandler 32 praktisch als ein Gleichsignal von veränderlicher Amplitude wirkt.

Nach einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung ist das Tiefpaßfilter 31, wie in Fig. 3 dargestellt, über einen Logarithgmierer 37 mit dem A/D-Wandler 32 gekoppelt. Der Logarithgmierer 37, beispielsweise vom Typ AD637 oder AD8307 der Firma Analog Devices, dient dazu, die Amplitudeninformation des Zwischenfrequenzsignals ZF unter Beibehaltung der Phaseninformation derart zu verdichten, daß anstelle des oben erwähnten 12-Bit A/D-Wandlers nunmehr z. B. auch ein 8-Bit A/D-Wandler zum Erreichen einer im wesentlichen gleich hohen Genauigkeit verwendet werden kann. Falls erforderlich, kann der Logarithgmierer 37 z. B. auch dem Tiefpaßfilter 31 direkt vorgeschaltet sein.

Das ausgangsseits des A/D-Wandlers 32 anliegende digitale Zwischenfrequenzsignal ZFD wird, z. B. via internen Datenbus, abschnittweisweise in einen flüchtigen Datenspeicher 33 der Steuerungseinheit 3 geladen und dort als eine das Zwischenfrequenzsignal ZF momentan repräsentierende endliche Abtastfolge AF inform eines Ensembles digital gespeicherten Datensätzen, insb. für einen digitalen Füllstandsrechner 34 der Steuerungseinheit 3, verfügbar gehalten. Als Datenspeicher 33 können hierbei z. B. statische und/oder dynamische Schreib-Lese-Speicher dienen.

Zum Erzeugen des Füllstandsmeßwerts XH aus der Abtastfolge AF hat der Füllstandsrechner 34, z. B. via internen Datenbus, zumindest temporär einen, insb.

Daten senden, Zugriff auf den Datenspeicher 33 und die darin abgelegten Datensätze. Der Füllstandsrechner 34 kann z. B., wie in Fig. 2 schematisch dargestellt, in vorteilhafter Weise mittels eines Mikroprozessors 30 und in diesem ablaufender Rechenprogramme realisiert sein.

Nach einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung umfaßt die Steuerungseinheit 3 ferner einen als separate Teilschaltung ausgeführten Speichermananger 35, der mit dem Mikroprozessor 30, z. B. via internen Datenbus, kommunizierend dazu dient, den Datenspeicher 33 zu verwalten, insb. das Sampling des digitalen Zwischenfrequenzsignals ZFp und das Erzeugen der Abtastfolge AF zu steuern, und somit den Mikroprozessor 30 zu entlasten. Um eine ausreichend hohe Rechengeschwindigkeit zu erreichen, ist der Speichermananger 35 bevorzugt um ein Vielfaches, insb. um ein 8-, 10-oder 12- faches, schneller getaktet als der A/D-Wandler 32.

Der Speichermananger 35 ist bevorzugt in einen programmierbaren Funktionsspeicher, z. B. ein PAL (programmable array logic) oder ein FPGA (field programmable gate array), implementiert. Falls erforderlich, kann der Speichermananger 35 aber auch mittels des Mikroprozessors 30 oder eines weiteren, hier nicht gezeigten, Mikroprozessors und entsprechenden, darin ablaufenden Rechenprogrammen realisiert sein.

Mittels des Speichermanangers 35 kann z. B. auch eine für derartige Füllstandsmeßgeräte übliche Mittelwert-oder Medianbildung über mehrere Abtastfolgen realisiert werden.

Die Ermittlung des Füllstandsmeßwerts XH nach dem Pulsradar-Verfahren basiert, wie bereits erwähnt, auf der Auswertung einer vom momentanen Füllstand abhängigen Laufzeit der Echowellen Ei, die mittels der Abtastfolge AF im Datenspeicher 33 verfügbar gehaltenen Amplituden-und Phaseninformation nunmehr hochgenau bestimmt werden kann.

Zur Gewinnung der Amplitudeninformation des Zwischenfrequenzsignals ZF kann z. B. eine im Füllstandsrechner 34 implementierte digitale Gleichrichtung der Abtastfolge AF, also eine einfache Betragsbildung aller Datentupel der Abtastfolge AF, mit einer anschließenden Maximumsdetektion dienen, bei der ausgewählte Datentupel lokaler Maxima zur Modellierung eines Amplitudenverlaufs des Zwischenfrequenzsignals ZF inform einer digitalen Hüllkurve ENV, verwendet werden. Auf eine solche digital erstellte Hüllkurve können die dem Fachmann zur Ermittlung der Laufzeit an und für sich bekannten Auswerteverfahren ohne weiteres angewendet werden, vgl. hierzu insb. die EP-A 668 488, die EP-A 882 957, die EP-A 1 069 438, die WO-A 94/14 037, die WO-A 95/08 780. Falls erforderlich, können aber auch andere dem Fachmann bekannten Verfahren zur digitalen Amplitudendemodulation verwendet werden.

Neben der Hüllkurve ENV können aus der Abtastfolge AF ferner auch die beiden bereits erwähnten, den Realanteil bzw. den Imginäranteil des Zwischenfrequenzsignals ZF in digitaler Form repräsentierenden Quadratursignalfolgen Q bzw. I zur Gewinnung der Phaseninformation abgeleitet werden. Dazu kann z. B. die Abtastfolge AF zumindest abschnittsweise, insb. im Bereich eines zuvor digital detektierten Nutzechos, mittels des Füllstandsrechners 34 zum einen mit einer digitalen Sinusfolge und zum anderen mit einer digitalen Cosinusfolge von vorgebbarer, insb. zur Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals ZF in etwa gleicher Frequenz, multipliziert und somit eine erste und eine zweite digitale, z. B. ebenfalls im Datenspeicher 33 abgespeicherte, Signalfolge SINAF und COSAF erzeugt werden, vgl. Fig. 4.

Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, daß die Quadratursignalfolgen Q, I unter Ausnutzung der bekannten Beziehung ENV,/Q + I (1) ferner auch zur Erzeugung der erwähnten digitalen Hüllkurve ENV, also auch zur Gewinnung der Amplitudeninformation, verwendet werden können.

Zur Generierung der digitalen Quadratursignalfolgen Q, I können diese Signalfolgen SINAF, COSAF z. B. digital tiefpaß-gefilter und anschließend ohne weiteres entsprechend der bekannten trigonometrischen Beziehungen numerisch in einen entsprechenden Amplituden-bzw. Phasenwert umgewandelt werden, woraus sich der Füllstandsmeßwert XH praktisch direkt berechnen läßt, vgl. hierzu auch die DE-A 44 07 369, in der dieses auch als Abwärts-Qudraturmischung bezeichnete Verfahren beschrieben ist.

Nach einer bevorzugten, der hochgenauen, insb. millimetergenauen, Bestimmung des Füllstandsmeßwerts XH dienenden Weiterbildung der Erfindung erfolgt anhand eines als Referenzpunkt dienenden ersten Datensatzes envR und eines als Füllstands-oder Nutzecho dienenden zweiten Datensatzes envN der digital vorgehaltenen Hüllkurve ENV zunächst eine näherungsweise, insb. in einem Bereich bis zu einer halbe oder einer viertel Wellenlänge des digitalen Zwischenfrequenzsignals ZFo genaue, Ermittlung der Laufzeit.

Wie die Auswahl der beiden, die in der Abtastfolge AF immanente Amplitudeninformation im Bereich des Referenzpunktes bzw. des Nutzechos partiell repräsentierenden Datensätze envR, envN aus einer solchen digitalisierten Hüllkurve durchzuführen ist, ist dem Fachmann für solche, insb. nach dem Puls- Radar-Prinzip arbeitende, Füllstandsmeßgeräte bekannt und zumindest in der DE- A 44 07 369 oder der EP-A 10 69 438 ausführlich beschrieben, so daß auf eine detailiertere Darstellung dieses Verfahrensschrittes verzichtet werden kann.

Ferner sei darauf hingewiesen, daß die Datensätze envR, envN, falls erforderlich, auch direkt aus der Abtastfolge AF ermittelbar sind.

Zur endgültigen Bestimmung der den Füllstand repräsentierenden Laufzeit wird nunmehr, vorzugsweise anhand jeweils eines aus einzelnen Quadratur- Datensätzen der beiden, praktisch eine Abwärtsmischung der Abtastfolge AF digital repräsentierenden Quadratursignalfolgen Q, I gebildeten Datentupels qj/ij, (j = Index der aktuell gewählten Quadratur-Datensätze), beginnend mit einem z. B. im erwarteten oder bereits bestimmten Index-Bereich des zweiten Datensatzes envN liegenden Startdatentupels, datensatzweise jenes Datentupel qN/iN des Nutzechos ermittelt, das mit einem am Referenzpunkt gebildeten Datentupel qR/iR am besten übereinstimmt. Die beiden so aufgefundenen Datentupel qR/iR, qN/iN können dann z. B. unter wiederholter Anwendung einer numerisch umgesetzten Arcustangens-Funktion, also arctan (qR/iR), arctan (qN/iN), ohne weiteres in mit der Laufzeit praktisch direkt korrespondierende Phasenwerte umskaliert werden.

Nach einer anderen vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung erfolgt die Bestimmung des Füllstandsmeßwerts XH anhand der beiden Quadratursignalfolgen Q, I dadurch, daß zunächst alle oder zumindest ein für die Füllstandsmessung relevanter Anteil der Datentupel qj/ij, die mittels der Signalfolgen Q, I generierbar sind, gebildet und im Datenspeicher 33 inform einer mit einem zeitlichen Verlauf der Phase des Zwischenfrequenzsignals korrespondierenden Phasenfolge Q/l abgespeichert werden. Daran anschließend werden z. B. die Datensätze envR, envN so unter Berücksichtigung des vorab bestimmten Referenzpunkts bzw. Nutzechos aufeinander abgeglichen, daß deren aus den jeweils zugehörigen Datentupeln qR/iR, qN/iN abgeleiteten Phasenwerte, wie oben erwähnt, in diesen Bereichen möglichst genau übereinstimmen, vgl. Fig.

4.

Zur Verbesserung der vorgenannten Methode zur Bestimmung der Quadratursignalfolgen Q, I ist nach einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung das der Auswertung der Signalfolgen SINAF, COSAF dienende und mittels des Füllstandsrechners 34 realisierte digitale Tiefpaßfilter in vorteilhafter Weise wie folgt ersetzt. Die beiden digitalen Signalfolgen SINAF, COSAF werden zunächst ebenfalls, z. B. im Datenspeicher 33, abgespeichert. Abweichend von der herkömmlicher Weise nachgelagerten Tiefpaßfilterung, die im vorliegenden Falle der digitalen Signalverarbeitung einen imensen Rechen-und Speicheraufwand bedeuten würde, werden die Quadratursignalfolgen Q, I anhand eines Verlaufs eines periodenweise ermittelten zeitlichen Mittelwerts der Signalfolge SINAF und eines periodenweise ermittelten zeitlichen Mittelwerts der Signalfolge COSAF bestimmt, wobei die zeitlichen Mittelwerte in vorteilhafter Weise lediglich für die interessierenden Bereiche des Referenzpunkts bzw. des Nutzechos, also im Bereich des ersten und/oder des zweiten Datensatzes envR, envN ermittelt werden.

Es hat sich hierbei ferner überraschenderweise gezeigt, daß sich der numerisch ohnehin sehr schnell und sehr einfach bestimmbare Verlauf des zeitlichen Mittelwerts der beiden Signalfolgen SINAF, COSAF dadurch noch erheblich einfacher, insb. auch mit weniger Rechenaufwand, bestimmen läßt, daß lediglich ausgewählte Datensätze der Signalfolgen SINAF, COSAF, vorzugsweise lokale, mit dem vorgenannten Bereich des ersten und/oder zweiten Datensatzes envR, envN korrespondieren Maxima und Minima, zur Berechnung des zeitlichen Verlaufs der Mittelwerte herangezogen werden.

Zur Generierung einer solchen, in vorteilhafter Weise ebenfalls digital abgespeicherten, Mittelwertfolge SINAF, COSAF, die den Verlauf des zeitlichen Mittelwerts zumindest eines Bereichs der Signalfolgen SINAF bzw. COSAF entsprechend repräsentiert, wird einerseits jeweils über ein wenigstens zwei ausgewählte oder berechnete Maxima der Signalfolge SINAF bzw. COSAF repräsentierendes erstes Datenensemble und anderseits jeweils über ein ebenfalls wenigstens zwei ausgewählte oder berechnete Minima der Signalfolge SINAF bzw. COSAF repräsentierendes zweites Datenensemble eine, insb. lineare, Regression durchgeführt, vgl. hierzu Fig. 5. Abgeleitet von den somit erhaltenen zwei Parametersätzen für die Bildungsvorschriften der durch Regression ermittelten Funktionen, die dann praktisch die Einhüllenden der Signalfolgen SINAF bzw. COSAF beschreiben, kann ein Parametersatz für eine den zeitlichen Verlauf des Mittelwerts funktionell beschreibende Bildungsvorschrift, beispielsweise aO x + bol au x + bu (Fig.), dadurch leicht ermittelt werden, daß der Mittelwert von den jeweils einander entsprechenden zwei Parametern der beiden die Einhüllenden der Signalfolgen SINAF bzw. COSAF repräsentierenden Parametersätze gebildet wird, also z. B. 0,5 (aO + au), 0, 5 (bo + bu) Dieses vorgenannte Verfahren beruht insb. auf der überraschenden Erkenntnis, daß selbst bei linearer Regression, also obwohl die Bestimmung des Mittelwerts sehr stark vereinfacht worden ist, der Meßfehler, der im Vergleich zu den tatsächlichen zeitlichen Mittelwerten der beiden Signalfolgen SINAF bzw. COSAF im Bereich des ersten und/oder des zweiten Datensatzes envR, envN auftritt, praktisch vernachlässigbar klein ist.

Vergleichsuntersuchungen zwischen dem die digitale Tiefpaßfilterung und dem die Mittelwertbildung umsetzenden Verfahren haben ergeben, daß mit letzterem Verfahren eine Verringerung des Rechenaufwands um den Faktor 10 bis 50 bei vergleichbarer Meßgenauigkeit ohne weiteres erreicht werden kann. Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, daß zur hochgenauen Bestimmung lokaler Maxima oder Minima der Quadratursignalfolgen Q, I z. B. auch das in der eigenen, nicht vorveröffentlichten U. S.-Anmeldung 60/264,028 beschriebene, der Ermittlung eines lokalen Extremas einer digitalen Datenfolge dienende Verfahren angewendet werden kann.

Nach einer anderen bevorzugten, insb. ebenfalls der Reduzierung von für die Ausmessung der Laufzeit aus der Abtastfolge AF benötigter Rechenzeit und benötigtem Speicherplatz dienenden, Weiterbildung der Erfindung wird unter Verzicht auf die Generierung der Quadratursignalfolgen Q, I, die zur millimetergenauen Füllstandsmessung benötigte Phaseninformation praktisch direkt aus der Abtastfolge AF gewonnen. Dies erfolgt dadurch, daß, wie in Fig. 6 schematisch dargestellt, zunächst der Datensatz envR aus der Hüllkurve ENV selektiert bzw. aus der Abtastfolge AF ermittelt und ferner in der Abtastfolge AF genau jener Datensatz afR bestimmt wird, dessen Orts-bzw. Laufzeitposition, z. B. repräsentiert durch den zugehörigen Datensatz-Index, am besten mit der Orts- bzw. Laufzeitposition des zugehörigen Datensatzes envR übereinstimmt. Mittels einer einfachen Division der numerischen Werte beider Datensätze afR, envR läßt sich sehr einfach und schnell ein mit der Phase des Datensatzes afR korrespondieres, insb. zum Sinus dieser Phase proportionales, Datentupel afR/envR gewinnen.

Bevorzugt wird aber auch hier zunächst, wie auch in Fig. 6 gezeigt, eine datensatzweise Division über die gesamte Hüllkurve ENV und die gesamte Abtastfolge AF durchgeführt und somit praktisch eine Normierung des Zwischenfrequenzsignals ZF auf einen durch die Hüllkurve ENV repräsentierten Amplitudenverlauf vorgenommen. Eine so erzeugte digitale Phasenfolge AF/ENV wird ferner im Datenspeicher 33 abgelegt, um so einen Phasenverlauf zumindest eines Teils des Zwischenfrequenzsignals ZF digital abzubilden.

Zur Bestimmung der den Füllstand repräsentierenden Laufzeit kann nunmehr anhand jeweils eines aus einem Abtastfolgen-Datensatz afj der Abtastfolge AF und einem Hüllkurven-Datensatz envj der digitalen Hüllkurve ENV gebildeten Datentupels afj/envj a = Index der aktuell gewählten Quadratur-Datensätze), wiederum vorzugsweise beginnend mit einem z. B. im erwarteten oder vorbestimmten Bereich des Datensatzes envN und einem entsprechend zugehörigen, also praktisch phasengleichen Datensatz afN der Abtastfolge AF liegenden Startdatensatzes, durch datensatzweisen Vergleich jenes Datentupel afN/envN des Nutzechos ermittelt werden, das mit dem Datentupel afR/envR des Referenzpunktes am besten übereinstimmt. Durch Anwendung einer numerisch umgesetzten Arcussinus-Funktion können die beiden für die Laufzeitmessung relevanten Datentupel afR/envR, afN/envN ohne weiteres in phasenproportionale Daten umskaliert werden.

Durch die vorbeschriebene numerische Division einzelner Datensätze der Abtastfolge durch die jeweils orts-und damit auch phasengleichen Datensätze der Hüllkurve ENV wird die in der Abtastfolge AF praktisch in Kombination mit der Amplitudeninformation enthalten Phaseninformation von der Amplitudeninformation getrennt und somit praktisch aus der Abtastfolge AF herausgelöst.

Eine weitere Möglichkeit zur Gewinnung der Phaseninformation unter Verwendung des Datentupels afR/envR besteht darin, mittels eines aus dem Datensatz envN und einem dazu entsprechend ortsgleichen Datensatz afN der Abtastfolge AF zunächst ein entsprechendes Datentupel afN/envN für das Nutzecho zu ermitteln, beide Datentupel in der oben beschriebenen Weise in phasenproportionale Daten umzuskalieren und eine Differenz der beiden so erhaltenen Rechenwerte zu bilden. Durch eine Multiplikation dieser so gewonnenen Phasendifferenz mit einer momentanen Wellenlänge des Zwischenfrequenzsignals ZF, die bei Füllstandsmeßgeräten der beschriebenen Art ohne weiteres als digital verfügbar vorausgesetzt werden kann, ist ein entsprechender Korrekturwert für den aus dem Datentupel afN/envN direkt abgeleiteten Phasenwert ermittelbar.

Falls erforderlich, können aber auch andere als die hier vorgeschlagenen Verfahren zur digitalen Gewinnung einer Amplituden-und/oder Phaseninformation aus der Abtastfolge AF angewendet werden.

Die zur Bestimmung des Füllstandsmeßwerts XH aus der Abtastfolge AF, z. B. mittels der Hüllkurve ENV und der Phasenfolge AF/ENV oder mittels den Quadratursignalfolgen Q, I, gewonnenen Laufzeiten erforderlichen Auswerteverfahren können in der dem Fachmann bekannten Weise z. B. als im Mikroprozessor 30 ablaufendes Rechenprogramm realisiert sein. Die dazu jeweils erforderlichen Programmcodes können ohne weiters in einem, insb. permanent, beschreibbaren Speicher 36 der Auswertstufe 3, z. B. einem EPROM, einem Flash-EEPROM oder EEPROM, implementiert werden, auf den der Mikroprozessor 30 im Betrieb Daten lesend zugreift.

Nach einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, den Mikroprozessor 30 mittels eines digitalen Signalprozessors, beispielsweise vom Typ ADSP21065 der Firma Analog Devices, zu realisieren. Falls erforderlich, kann in der Steuerungseinheit 3 z. B. neben dem Mikroprozessor 30 auch ein zusätzlicher Signalprozessor vorgesehen sein.

Das Füllstandsmeßgerät kann z. B. an einen, nichtdargestellten, Feldbus angeschlossen und so mit einer entfernten Meßwarte und mit einer externen Energieversorgung verbunden sein, die eine das Füllstandsmeßgerät, über eine interne Versorgungseinheit 4 eingestellt, speist. Zum Senden von Meßgerätedaten, insb. auch des Füllstandsmeßwerts XH, an den Feldbus umfaßt das Füllstandsmeßgerät des weiteren eine Kommunikationseinheit 5 mit entsprechenden Datenschnittstellen 51. Ferner kann die Kommunikationseinheit 5 auch, insb. zum Visualisieren von Meßgerätedaten und/oder um ein Einstellen des Füllstandsmeßgeräts vor Ort zu ermöglichen, eine entsprechende Anzeige-und Bedieneinheit 52 aufweisen.