Die vorliegende Erfindung betrifft eine Linearisierungsschaltung zum Linearisieren eines Messsignals, wobei die Linearisierungsschaltung einen Eingang zum Eingeben des Messsignals und einen Ausgang zum Ausgeben eines linearisierten Ausgangssignals aufweist. Die Erfindung betrifft ferner ein entsprechendes Verfahren.

In der Praxis muss häufig eine physikalische Größe, wie beispielsweise eine Entfernung, eine Position, eine Temperatur, eine Wellenlänge, eine Beleuchtungsintensität, eine (magnetische oder elektrische) Feldstärke oder eine Kraft, gemessen und in ein elektrisches Signal umgewandelt werden. Dieses elektrische Signal - das Messsignal - kann dann mit einer elektrischen Schaltung weiterverarbeitet werden. Dabei ist es meist wichtig, dass ein linearer Zusammenhang zwischen der physikalischen Größe und dem Messsignal besteht. Dies bedeutet, dass sich das Messsignal bei einer linearen Veränderung der physikalischen Größe ebenso linear ändert. Ein derartiger linearer Zusammenhang erleichtert eine Nutzung des Messsignals erheblich.

Sehr häufig weisen die für derartige Messungen verwendeten Sensoren oder Sensoranordnungen allerdings keine linearen Kennlinien auf, d.h. das Messsignal steht in einem nichtlinearen Zusammenhang zu der physikalischen Größe. In die- sem Fall muss das Messsignal linearisiert werden. Dabei ist in den meisten Fällen ein erheblicher Aufwand in Hard- und/oder Software erforderlich.

Als hardwaremäßige Linearisierung findet man oftmals sogenannte logarithmische Verstärker, deren Verstärkung in Abhängigkeit der Eingangsspannung variiert. Der Nachteil derartiger Schaltungen ist, dass sie auf einem gematchten Transistorpaar basieren, deren Kennlinien und Temperaturverhalten möglichst geringe Abweichungen voneinander aufweisen müssen. Derartige Paare sind teuer, schwer erhältlich und in der Bauform groß. Zudem ist eine zusätzliche Temperaturkompen- sation des Transistorpaares vonnöten, dannit der Temperaturfehler der Schaltung in gewissen Grenzen bleibt.

Zusätzlich müssen mehrere Operationsverstärker eingesetzt werden, deren Rau- sehen, Temperaturdrift und Offsetspannung niedrig sein muss. Als externe BeSchaltung sind zudem Präzisionswiderstände mit kleinen Toleranzen und Temperaturdriften erforderlich. Damit entstehen durch eine derartige Schaltung erhebliche Kosten. Soll das Messsignal über Software linearisiert werden, sind schnelle und präzise Analog-Digital-Wandler notwendig. Damit insbesondere in einem flachen Bereich der Kennlinie noch hinreichend gute Ergebnisse erzielt werden können, muss der Analog-Digital-Wandler eine möglichst große Anzahl von Bits besitzen. Nach der Umwandlung gibt es zwei gängige Methoden, das digitalisierte Signal zu lineari- sieren:

- über ein Polynom höherer Ordnung, das einen entsprechend schnellen Rechner erfordert, oder

- über sogenannte Look-Up-Tabellen, die einen entsprechenden Speicherplatz erfordern und bei kleinen Veränderungen des Rohsignals komplett neu berechnet werden müssen.

Bei beiden Ansätzen ist nachteilig, dass die Auflösung mit flacher werdendem Rohsignal sinkt, da die Digitalisierungssprünge des Analog-Digital-Wandlers gleich groß bleiben. Zudem ist die Umwandlung oft sehr langsam. Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Linearisierungsschaltung und ein Verfahren der eingangs genannten Art derart auszugestalten und weiterzubilden, dass ein linearisiertes Ausgangssignal bzw. ein für ein li- nearisiertes Signal repräsentatives Signal mit möglichst geringem Aufwand und zu möglichst geringen Kosten erzeugt werden kann.

Erfindungsgemäß wird die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Danach ist die in Rede stehende Linearisierungsschaltung gekennzeichnet durch: ein Referenzbauteil, das eine nichtlineare Abhängigkeit von Strom oder Spannung aufweist, wobei die über dem Referenzbauteil anliegende Spannung oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, ein Referenzsignal (U _c ) oder einen Wechselanteil eines Referenz- Signals (U _c ) bildet,

eine Lade- und Entladesteuerung, die zum Steuern eines abwechselnden Aufladens und Entladens des Referenzbauteils ausgebildet ist, wobei das Steuern des Aufladens und Entladens derart erfolgt, dass das Referenzsignal (U _c ) einen im Wesentlichen periodischen Verlauf hat,

eine Komparatorschaltung mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei das Referenzsignal (U _c ) auf den ersten Eingang und das Messsignal (Ud) auf den zweiten Eingang aufgeschaltet ist und wobei die Komparatorschaltung dazu ausgebildet ist, basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Re- ferenzsignals (U _c ) mit dem Messsignal (Ud) an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal (U _a ) zu erzeugen und auszugeben, so dass das Rechtecksignal ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentiert.

In verfahrensmäßiger Hinsicht ist die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 17 gelöst. Danach umfasst das in Rede stehende Verfahren die Schritte:

abwechselndes Aufladen und Entladen eines Referenzbauteils zum Erzeugen eines Referenzsignals (U _c ), das von einer über dem Referenzbauteil anliegenden Spannung oder von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abhängt, wobei das Aufladen und Entladen des Referenzbauteils derart gesteuert wird, dass das Referenzsignal (U _c ) einen periodischen Verlauf annimmt,

Eingeben des Referenzsignals (U _c ) in einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung der Linearisierungsschaltung,

Eingeben des Messsignals (Ud) in einen zweiten Eingang der Komparator- Schaltung,

Erzeugen eines Rechtecksignals (U _a ) basierend auf einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs des Referenzsignals (U _c ) mit dem Messsignal (Ud) durch die Komparatorschaltung und Ausgeben des Rechtecksignals (U _a ) aus der Linearisierungsschaltung als ein linearisiertes Ausgangssignal.

In erfindungsgemäßer Weise ist zunächst erkannt worden, dass nichtlineare Kenn- linien von Sensoren oder Sensoranordnungen sehr häufig Kurven sind, die eine betragsmäßig kleiner werdende Steigung aufweisen. Üblicherweise ist die Steigung der Kennlinien vieler nichtlinearer Sensoren oder Sensoranordnungen - sowohl bei einer ansteigenden als auch bei einer abfallenden Charakteristik der Kennlinie - im unteren Teil des Messbereichs betragsmäßig größer und bietet damit eine höhere Empfindlichkeit als im oberen Bereich. Zum oberen Ende des Messbereichs hin flacht die Kennlinie hingegen zunehmend ab. Es ist ferner erkannt worden, dass elektronische Bauelemente mit nichtlinearer Abhängigkeit von Spannung oder Strom ein sehr ähnliches Verhalten aufweisen. Derartige Bauelemente sind beispielsweise eine Kapazität (Kondensator) oder eine Induktivität (Spule).

Eine nichtlineare Abhängigkeit von Spannung oder Strom bedeutet, dass sich die Spannung über dem Bauteil oder der Strom durch das Bauteil bei einer konstanten Anregung nicht linear verändert. Am Beispiel eines Kondensators und einer Spule sei dies genauer verdeutlicht. Die Spannung U _c über die Kapazität verläuft bei Anlegen einer Gleichspannung Ub - der konstanten Anregung - entsprechend der Gleichung:

U _c = U _b -[\ -i^

Dabei ist τ eine Zeitkonstante, mit der die Spannung U _c exponentiell ansteigt und die von der Größe der Kapazität und der Widerstand, über den die Kapazität geladen wird, abhängt. Entsprechendes gilt für einen Stromfluss durch eine Spule und einen dadurch bedingten Spannungsabfall U _c an einem Widerstand R. Der Spannungsabfall U _c am Widerstand R, bedingt durch den Stromfluss durch die Spule, verläuft beim Anlegen einer Gleichspannung Ub entsprechend der Gleichung: U _c = R - I ₀ - (l - i^ mit / ₀ = ^

Dabei ist RL der ohmsche Widerstand der Spule und τ eine Zeitkonstante, mit der der Strom durch die Spule exponentiell ansteigt.

Erfindungsgemäß ist ferner erkannt worden, dass genau dieses Verhalten von elektronischen Bauelementen mit nichtlinearer Abhängigkeit von Spannung oder Strom dazu genutzt werden kann, eine Linearisierung nichtlinearer Messsignale herbeizuführen. Tatsächlich ist es sogar so, dass viele nichtlineare Sensoren ei- nen vergleichbaren Verlauf aufweisen, wie beispielsweise die Ladekurve einer Kapazität bzw. Stromaufnahme einer Induktivität. Daher wird ein derartiges elektronisches Bauteil als Referenzbauteil genutzt und mithilfe dieses Referenzbauteils ein Referenzsignal erzeugt. Das Referenzsignal kann dabei die über das Referenzbauteil abfallende Spannung sein. Alternativ kann die über das Referenzbau- teil abfallende Spannung einen Wechselanteil des Referenzsignals bilden. Sofern das Referenzbauteil ein stromgesteuertes Bauteil ist, wie beispielsweise eine Spule, kann der Strom zum Bilden eines Referenzsignals genutzt werden, indem beispielsweise der Stromfluss in einen entsprechenden Spannungsabfall gewandelt wird. Hierzu kann ein Widerstand genutzt werden, der von diesem Strom durch- flössen wird. Auch hier kann die abgeleitete Spannung das Referenzsignal selbst oder aber den Wechselanteil des Referenzsignals bilden.

Dieses Referenzsignal wird mit dem Messsignal verglichen. Damit der Vergleich nicht nur einmalig durchgeführt werden kann, wird periodisch ein Lade- und Ent- ladevorgang durchgeführt. Unter Ladevorgang bzw. Entladevorgang wird jeweils das Einspeisen bzw. Entnehmen von Energie verstanden. Im Falle eines Kondensators bedeutet dies, dass ein elektrisches Feld in dem Kondensator aufgebaut (Aufladen) oder das elektrische Feld abgebaut wird (Entladen). Bei einer Spule würde ein magnetisches Feld aufgebaut (Aufladen) oder abgebaut (Entladen).

Eine erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung, die diesen Effekt nutzt, weist ein Referenzbauteil, eine Lade- und Entladesteuerung und eine Komparatorschal- tung auf. Die Lade- und Entladesteuerung ist dazu ausgebildet, ein abwechselndes Aufladen und Entladen des Referenzbauteils zu steuern. Dabei wird das Auf- laden und Entladen derart gesteuert, dass das Referenzsignal einen im Wesentlichen periodischen Verlauf annimmt. In der Praxis wird dies dadurch erreicht, dass nach einer festen Periodenlänge T ein neuer Ladevorgang gestartet wird. Die Spannung über dem Referenzbauteil oder eine Spannung, die von einem durch das Referenzbauteil fließenden Strom abgeleitet ist, wird als Referenzsignal genutzt oder bildet einen Wechselanteil eines Referenzsignals. Im letztgenannten Fall würde die Spannung über dem Referenzbauteil bzw. die von dem fließenden Strom abgeleitete Spannung um einen Offset verschoben. Die Komparatorschaltung weist einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Ausgang auf. Dabei wird das Referenzsignal auf den ersten Eingang und das Messsignal auf den zweiten Eingang geschaltet. Die Komparatorschaltung vergleicht das Referenzsignal mit dem Messsignal und erzeugt basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs an ihrem Ausgang ein Rechtecksignal. Ergänzend wird ein Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus verwendet. Hierdurch entsteht eine variable Zeitspanne, die von dem Referenzzeitpunkt und dem Zeitpunkt des Änderns eines Vergleichsergebnisses abhängig ist und die ein lineari- siertes Ausgangssignal repräsentiert. Je größer nämlich das Messsignal ist, desto später in einem Ladeast eines Lade-Entlade-Zyklus ändert sich das Vergleichser- gebnis zwischen Messsignal und Referenzsignal. Dadurch wird der Effekt der abflachenden Kennlinien des Sensors bzw. der Sensoranordnung durch das Ladeverhalten des Referenzbauteils kompensiert. Das Rechtecksignal ist damit ein Pulsweiten-moduliertes Ausgangssignal, das eine Linearisierung des Messsignals darstellt.

Als Messsignal wird in dem vorliegenden Kontext eine Gleichspannung angesehen, der von der gemessenen physikalischen Größe abhängig ist. Eine derartige Gleichspannung liegt bei nichtlinearen Sensoren oder Sensoranordnungen vielfach unmittelbar vor oder kann auf einfache Art und Weise generiert werden. Wenn beispielsweise der Sensor bzw. die Sensoranordnung ein Wirbelstromsensor umfasst, dessen Frequenz von dem Abstand eines Messobjekts abhängig ist, so kann diese Frequenz problemlos in eine entsprechende Gleichspannung gewandelt werden. Insofern stellt diese Annahme keine wirkliche Einschränkung bezüglich der erfindungsgemäßen Lehre dar. Als Rechtecksignal wird ein Wechselsignal angesehen, das zwischen einem ersten Pegel und einem zweiten Pegel wechselt. Dabei ist der Wechsel zwischen einem ersten Pegel und einem zweiten Pegel im Vergleich zu der Periodenlänge T des Rechtecksignals deutlich kleiner. Üblicherweise sind die Pegelwechsel in we- niger als 1 % der Periodenlänge vollzogen. Vorzugsweise ist dabei ein erster Pegel ein High-Pegel und ein zweiter Pegel ein Low-Pegel. Bei welchen Spannungen ein High- bzw. Low-Pegel konkret liegt, hängt von der jeweils konkret verwendeten Implementierung der Linearisierungsschaltung ab. Gebräuchliche Werte für High- Pegel liegen beispielsweise bei 3,3 Volt oder 5 Volt, Low-Pegel liegen häufig bei 0 Volt.

Das Verhältnis zwischen einer Ladephase und einer darauffolgenden Entladephase des Kondensators kann relativ beliebige Werte annehmen, solange die Ladephase ausreichend lange andauert und damit eine ausreichend gute Auflösung der Linearisierung liefert und solange das Referenzbauteil zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entladen ist. Sofern das Referenzbauteil durch einen Kondensator gebildet ist, müsste der Kondensator zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entladen sein. Bei einer Spule als Implementierung des Referenzbauteils müsste die Spule zu Beginn einer neuen Ladephase vollständig entströmt sein. Das Verhältnis kann je nach Messsignal, das von charakteristischen Merkmalen des jeweiligen Sensors abhängt, geeignet gewählt werden. Vorzugsweise wird das Referenzbauteil über mindestens 40 % der Periodenlänge eines Lade- Entlade-Zyklus geladen. Dabei dauert die Entladephase vorzugsweise maximal 50 % der Periodenlänge eines Lade-Entlade-Zyklus, wobei das Entladen des Re- ferenzbauteils vorzugsweise schneller abgeschlossen ist als die Entladephase andauert. Ganz besonders bevorzugter Weise ist die Ladephase und die Entladephase gleich lang.

Ohne Beschränkung der Allgemeinheit der beanspruchten Erfindung wird nachfol- gend im Wesentlichen davon ausgegangen, dass das Referenzbauteil durch eine Kapazität/einen Kondensator gebildet ist. Da der Spannungsabfall während des Be- bzw. Entstromens einer Spule ein analoges nicht-lineares Verhalten aufweist, wird ein Fachmann die Übertragbarkeit der Ausführungen von einem Kondensator auf eine Spule oder ein anderes Referenzbauteil mit einer nichtlinearen Abhängigkeit von Strom oder Spannung unmittelbar erkennen.

Die Komparatorschaltung kann prinzipiell auf die verschiedensten Arten ausge- staltet sein. Wesentlich dabei ist, dass ein Rechtecksignal erzeugbar ist, dessen Pegelwechsel von einem Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus und einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Referenzsignal und Messsignal abhängig sind. Derartige Schaltungen sind aus der Praxis bekannt. Beispielhaft seien hier Teilerstufen erwähnt, die den Takt aus stabilen Oszillatoren auf Quarz- Basis erhalten.

In einer bevorzugten Ausgestaltung der Komparatorschaltung umfasst diese jedoch einen Komparator und ein Flipflop. Der Komparator weist dabei wiederum einen ersten und einen zweiten Eingang auf, die jeweils mit dem entsprechenden Eingang der Komparatorschaltung verbunden sind. Entsprechend würde in den ersten Eingang des Komparators das Referenzsignal und in den zweiten Eingang des Komparators das Messsignal eingegeben. Der Komparator selbst vergleicht die beiden in den ersten und zweiten Eingang der Komparatorschaltung eingegebenen Signale, d.h. das Referenzsignal und das Messsignal, miteinander und gibt das Ergebnis des Vergleichs an das Flipflop aus. Das Flipflop erzeugt unter Verwendung dieses Vergleichsergebnisses das Rechtecksignal und gibt dieses über den Ausgang der Komparatorschaltung aus.

In ganz bevorzugter Weise ist der Komparator dabei als Operationsverstärker ausgebildet, der als Schmitt-Trigger verschaltet ist. Dadurch gibt der Komparator entweder einen ersten Pegel oder einen zweiten Pegel aus. Entsprechend einer bevorzugten Implementierung gibt der Komparator einen Low-Pegel aus, wenn das Referenzsignal kleiner als das Messsignal ist, während der Komparator einen High-Pegel ausgibt, wenn das Referenzsignal größer als das Messsignal ist.

In einer bevorzugten Weiterbildung des Flipflops ist dieses durch ein D-Flipflop gebildet. Ein D-Flipflop weist einen Dateneingang (D), einen Takteingang (CLK) und einen Rücksetzeingang (R) auf, wobei das Setzen des Ausgangs (Q) durch einen konstanten High-Pegel am Dateneingang sowie einen Flankenwechsel von Low- auf High-Pegel am Takteingang ausgelöst wird. Ein Aktivierungsereignis an dem Rücksetzeingang führt dazu, dass das Flipflop zurückgesetzt wird. Ein derartiges Aktivierungsereignis ist in der Praxis meist das Überschreiten eines vordefinierten Pegels - Aktivierungspegel - oder eine steigende Flanke des anliegenden Signals. Somit wird das Flipflop flankengesteuert gesetzt. Das Rücksetzen des Flipflops erfolgt jedoch pegelgesteuert sobald der Aktivierungspegel am Rücksetzeingang überschritten wird.

In einer bevorzugten Nutzung eines derartigen D-Flipflops ist der Takteingang mit der Lade- und Entladesteuerung verbunden. Dabei wäre das Flipflop derart auf die Lade- und Entladesteuerung abgestimmt, dass mit Beginn eines Aufladens des Kondensators das Flipflop gesetzt wird, weil am Dateneingang dauerhaft ein High- Pegel liegt. Auf diese Weise würde im Wesentlichen gleichzeitig zu dem Aufladen des Kondensators über den Takteingang das Flipflop gesetzt, so dass auf sehr einfache Art und Weise ein Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus gebildet ist, nämlich der Beginn eines Aufladens des Kondensators.

Zum Nutzen eines Vergleichsergebnisses des Komparators ist der Ausgang des Komparators vorzugsweise mit dem Rücksetzeingang des D-Flipflops verbunden. Einzige Voraussetzung für eine derartige Nutzung ist, dass der Komparator ein Signal erzeugen kann, das als Aktivierungsereignis für das Rücksetzen des Flipflops geeignet ist. D.h. bei Ändern des Vergleichsergebnisses gibt der Komparator entweder einen entsprechend von dem Flipflop interpretierten Pegelwechsel oder einen geeigneten Pegel an den Rücksetzeingang des Flipflops aus. Durch eine derartige Verschaltung eines D-Flipflops entsteht ein Rechtecksignal am Ausgang des Flipflops, das von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal abhängt.

Es sei darauf hingewiesen, dass bei einer invertierten Ansteuerung des Flipflops das Vergleichsergebnis des Komparators auch in den Setzeingang eingegeben werden kann. Anstelle eines D-Flipflops können auch andere Arten von Flipflops, beispielsweise RS-Flipflops verwendet werden. Die Beschaltung des Flipflops ist dabei ganz analog so anzupassen, dass am Ausgang das gewünschte Ergebnis vorliegt. Anstelle eines Flipflops könnte auch ein einfaches UND-Gatter verwendet werden. Am ersten Eingang des UND-Gatters wird ein Taktsignal angelegt, am zweiten Eingang das Vergleichsergebnis vom Ausgang des Komparators. In dieser Ausführung ist es günstig, wenn der Komparator einen High-Pegel ausgibt, wenn das Referenzsignal kleiner ist als das Messsignal. Wechselt am ersten Eingang des UND-Gatters das Taktsignal von Low auf High bei gleichzeitigem Anliegen des High-Pegels am Ausgang des Komparators, so liegt der Ausgang des UND- Gatters auf High-Pegel. Sobald das Referenzsignal das Messsignal übersteigt, schaltet der Komparator am Ausgang auf Low-Pegel. Damit liegt am zweiten Eingang des UND-Gatters ein Low-Pegel an, wodurch das Gatter am Ausgang eben- falls auf Low-Pegel schaltet. Der Ausgang des UND-Gatters bleibt auf Low-Pegel, auch wenn das Taktsignal auf Low-Pegel wechselt. Die Dauer des Anliegens des High-Pegels am Ausgang des Gatters ist also abhängig von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal.

Es sei nochmal darauf hingewiesen, dass es viele Möglichkeiten gibt, die Kompa- ratorschaltung auszuführen, die ein Rechtecksignal am Ausgang der Komparator- schaltung erzeugen, das von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal abhängt.

In einer bevorzugten Weiterbildung umfasst die Linearisierungsschaltung ergänzend einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand, wobei der erste Widerstand zum Aufladen des Kondensators und der zweite Widerstand zum Entladen des Kondensators genutzt wird. Zum Erreichen einer geringen Temperatur- abhängigkeit des Ladevorgangs ist der erste Widerstand vorzugsweise durch einen temperaturstabilen Widerstand gebildet. Prinzipiell könnte auch der zweite Widerstand temperaturstabil ausgeführt sein. Allerdings ist dies nicht zwangsläufig notwendig, da üblicherweise lediglich während der Ladephase ein Vergleich des Referenzsignals mit dem Messsignal durchgeführt und damit der Entladezweig nicht genutzt wird. Unabhängig davon, ob der zweite Widerstand temperaturstabil ist oder nicht, sollte gewährleistet sein, dass der Entladevorgang des Kondensators ausreichend schnell erfolgt. Hierzu ist der zweite Widerstand im Vergleich zum ersten Widerstand vorzugsweise derart dimensioniert, dass das Entladen des Kondensators schneller erfolgt als das Aufladen des Kondensators. Üblicherweise bedeutet dies, dass der Widerstandswert des ersten Widerstands größer ist als der Widerstandswert des zweiten Widerstands. In einer ganz besonders bevorzugten Ausgestaltung sind der erste und der zweite Widerstand dabei vorzugsweise derart dimensioniert, dass die Zeit für das Aufladen des Kondensators mindestens doppelt so groß ist wie die Zeit für das Entladen des Kondensators, d.h. das Entladen des Kondensators erfolgt doppelt so schnell wie das Aufladen des Kondensators.

Zum Erreichen einer Anpassbarkeit der Linearisierungsschaltung an verschiedene Messsignale kann in einer Weiterbildung der erste Widerstand anpassbar ausgestaltet sein. Dies kann durch eine Einstellbarkeit des Widerstands selbst erreicht werden oder durch Parallel- oder Serienschaltung eines anpassbaren Widerstands zu dem ersten Widerstand. Eine derartige Anpassbarkeit kann beispielsweise durch einen Digital-Analog-Wandler oder mittels Digitalpoti erreicht werden, der bzw. das parallel oder in Reihe zu dem ersten Widerstand geschaltet ist.

Eine weitere Möglichkeit zum Anpassen der Linearisierungsschaltung ist, die Kapazität des Kondensators zu verändern. Dies kann durch einen einstellbaren Kondensator erreicht werden, wobei es prinzipiell keine Rolle spielt, ob dieser mecha- nisch verstellt werden kann (z.B. Trimmkondensator), elektrisch einstellbar ist (z.B. Kapazitätsdiode) oder digital verstellt werden kann (z.B. durch integrierte Schaltkreise mit entsprechender Schnittstelle oder durch hinzu- oder wegschalten von Kondensatoren). Entsprechend könnte bei Verwendung einer Spule als Referenzbauteil diese Spule durch einen verstellbaren Kern angepasst werden. Allgemein ausgedrückt, kann die Linearisierungsschaltung anpassbar ausgebildet sein, indem das Referenzbauteil anpassbar ist. Damit lässt sich das Auflade- und Entladeverhalten beeinflussen. Weiterhin besteht die Möglichkeit, die Spannungsquelle für das Aufladen, das Entladen oder für beide Fälle einstellbar zu gestalten. Dies ermöglicht die Anpassung der Schaltung an beliebige Start- und Endwerte der zu linearisierenden Spannung Ud. In der Praxis gibt es hierzu unzählige Möglichkeiten, die hinreichend bekannt sind. Beispielhaft seien hierbei Potentiometer, Netzteile, Digital-Analog-Wandler, Digitalpotis, Referenzspannungsquellen usw. aufgeführt.

Zum Durchführen von Lade- und Entladevorgängen kann die Linearisierungsschaltung eine Schalteinrichtung mit mindestens einem Steuereingang, einem ers- ten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang aufweisen. Dabei ist die Schalteinrichtung vorzugsweise derart ausgebildet, dass sie in Abhängigkeit von einem Steuersignal an dem mindestens einen Steuereingang entweder den ersten Eingang oder den zweiten Eingang auf den Ausgang schaltet. Vorzugsweise ist dabei der mindestens eine Steuereingang mit der Lade- und Entladesteuerung verbunden, so dass die Schalteinrichtung basierend auf Steuersignalen von der Lade- und Entladesteuerung gesteuert werden kann. Ein Anschluss des ersten Widerstands ist mit dem ersten Eingang der Schalteinrichtung verbunden, während ein Anschluss des zweiten Widerstands mit dem zweiten Eingang der Schalteinrichtung verbunden ist. In dieser Konstellation kann der zweite Anschluss des ersten Widerstands mit einer Spannungsquelle verbunden sein und der zweite Anschluss des zweiten Widerstands mit Massepotential. Der Ausgang der Schalteinrichtung wäre mit einem Anschluss des Kondensators verbunden. Damit könnte der Kondensator entweder über den ersten Widerstand mit einer Spannungsquelle verbunden (und damit geladen) werden oder könnte über den zweiten Widerstand auf Massepotential gezogen (und damit entladen) werden. Auf diese Weise kann basierend auf Steuersignalen von der Lade- und Entladevorrichtung Kondensator geladen oder entladen werden.

Weiterhin ist es möglich, Messsignale Ud mit fallender Kennlinie einfach mit dem gleichen Schaltungsprinzip zu linearisieren. Dazu muss lediglich der Kondensator in der bisher beschriebenen„Entladephase" auf einen höheren Startwert geladen werden. In der„Ladephase" wird dann der Kondensator auf eine niedrigere Spannung entladen. Um einen korrekten Rücksetz-Impuls für das Flipflop zu generieren, können beispielsweise die beiden Eingänge des Komparators vertauscht werden. Denkbar wäre ebenfalls, den Ausgang des Komparators mit Hilfe eines passenden Inverters umzukehren.

Zum Erzielen einer verbesserten Temperaturstabilität könnte zudem der Konden- sator temperaturstabil ausgeführt sein. Hierzu könnte der Kondensator einen Temperaturkoeffizienten α aufweisen, dessen Betrag kleiner als 10 ^"3 /K, vorzugsweise kleiner als 1CH pro Kelvin ist. In einer ganz besonders bevorzugten Weiterbildung ist der Temperaturkoeffizient α gleich 0. Ein entsprechender Kondensator mit einem Temperaturkoeffizienten gleich 0 ist beispielsweise ein Klasse-1 -Keramik- kondensator nach IEC/EN 60384-8/21 , der auch als NPO-Kondensator (Negative- Positive-Zero) bekannt ist. Entsprechend den EIA RS-198-Codes ist ein derartiger Kondensator als C0G bezeichnet.

Das durch die erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung erzeugte Rechtecksig- nal ist bereits für ein linearisiertes Ausgangssignal repräsentativ. Das Rechtecksignal stellt nämlich ein pulsweiten-moduliertes Signal dar, d.h. das Verhältnis zwischen einem High-Pegel und der Periodenlänge des Rechtecksignals ist für das linearisierte Ausgangssignal repräsentativ. Sofern das linearisierte Ausgangssignal in Form einer Gleichspannung vorliegen soll, kann die Linearisierungsschal- tung in einer bevorzugten Weiterbildung einen Tiefpass aufweisen, auf den das Rechtecksignal aufgeschaltet ist. Der Tiefpass würde dadurch aus dem Rechtecksignal eine von dem Rechtecksignal abgeleitete Gleichspannung erzeugen. In einer besonders einfachen Ausführung des Tiefpasses kann dieser durch ein einfaches RC-Glied gebildet sein. Zur Vermeidung einer Beeinflussung des Aus- gangssignals von Temperaturschwankungen könnte der Tiefpass durch temperaturstabile Elemente gebildet sein.

Die voranstehenden Ausführungen und Erläuterungen zeigen, dass die erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung bzw. deren Weiterbildungen ohne den Einsatz von Spezialbausteinen auskommt. Dadurch ergeben sich insbesondere keine Beschränkung der Auflösung der Linearisierungsschaltung durch Digitalisie- rungsstufen wie etwa von Analog-Digital-Wandlern. Die Schaltung lässt sich vielmehr durch wenige diskrete Bauelemente und einfache integrierte Schaltkreise implementieren. Die Auflösung der Schaltung wird weitgehend nur durch das Rau- sehen der einzelnen Bauteile begrenzt, das üblicherweise jedoch deutlich unter dem Quantisierungsrauschen gebräuchlicher Analog-Digital-Wandler liegt. Dies trägt dazu bei, dass eine kostengünstige und zuverlässige Linearisierungsschaltung mit hoher Genauigkeit und Auflösung entstehen kann.

Zur Erhöhung der Flexibilität können jedoch auch Teile der Linearisierungsschaltung in einen Mikrocontroller implementiert sein. Besonders einfach kann dies bei der Lade- und Entladesteuerung geschehen. Auf diese Weise kann das Laden und Entladen des Kondensators flexibel programmierbar ausgestaltet sein. Ein derartiger Mikrocontroller könnte auch dazu verwendet werden, einen - sofern vorhanden - anpassbaren ersten Widerstand oder einen parallel oder in Reihe zu dem ersten Widerstand geschalteten anpassbaren Widerstand zu steuern. Entsprechende Bauelemente sind aus der Praxis bekannt. Der Mikrocontroller könnte auch dazu genutzt werden, das durch die Komparatorschaltung ausgegebene Rechtecksignal auszuwerten. Dies könnte beispielsweise durch Zählen von Referenzschwingungen, wie des Taktsignals des Mikrocontrollers, realisiert werden. Auf diese Weise kann eine einfache und kostengünstige Digitalisierung des linea- risierten Ausgangssignals ermöglicht werden, bei der durch längere Zählphasen beliebige Auflösungen erreicht werden können. Zudem kann der Mikrocontroller die Spannungen erzeugen, die eventuell zum Auf- bzw. Entladen des Referenzbauteils benötigt werden. Hierzu könnten PWM-Module des Mikrocontrollers zusammen mit einem externen Tiefpassfilter genutzt werden. Insgesamt ist zu erkennen, dass prinzipiell weite Teile der Linearisierungsschaltung in einem Mikrocontroller implementierbar sind.

Es gibt nun verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Dazu ist einerseits auf die den nebengeordneten Ansprüchen nachgeordneten Ansprüche und andererseits auf die nachfolgende Erläuterung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Er- findung anhand der Zeichnung zu verweisen. In Verbindung mit der Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung werden auch im Allgemeinen bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Lehre erläutert. In der Zeichnung zeigen Fig. 1 ein Diagramm mit einem beispielhaften Verlauf eines Referenzsignals, das aus einer Folge von Lade-Entlade-Zyklen eines Kondensators aufgebaut ist,

Fig. 2 ein Diagramm mit dem Referenzsignal nach Fig. 1 zusammen mit einem Messsignal Ud und einem Rechtecksignal U _a

Fig. 2a ein Diagramm mit dem Referenzsignal U _c und dem Messsignal Ud zusammen mit einem Taktsignal CLK, einem Signal an einem Rücksetzeingang eines D-Flipflops und einem Signal an dem Ausgang Q des D-Flipflops,

Fig. 3 ein Diagramm mit einem beispielhaft verwendeten Messsignal,

Fig. 4 ein Diagramm mit dem Linearisierungsfehler des Messsignals nach

Fig. 3,

Fig. 5 ein Diagramm mit dem linearisierten Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei das Ausgangssignal durch einen Tiefpass gleichgerichtet ist, und

Fig. 6 ein Diagramm mit dem Linearisierungsfehler des linearisierten Ausgangssignals,

Fig. 7 eine beispielhafte Schaltung zur Linearisierung eines Messsignals unter Verwendung eines Kondensators als Referenzbauteil und

Fig. 8 eine beispielhafte Schaltung zur die Linearisierung eines Messsignals unter Verwendung einer Spule als Referenzbauteil.

Fig. 1 zeigt ein Diagramm mit einem zeitlichen Verlauf eines Referenzsignals, das durch eine erfindungsgemäße Linearisierungsschaltung erzeugt und verwendet werden kann. In dem Diagramm ist eine Spannung U _c über der Zeit t aufgetragen. Das Referenzsignal ist durch eine Folge von Lade- und Entladephasen eines Kondensators der Linearisierungsschaltung aufgebaut. Hierzu wird ein temperaturstabiler Kondensator (vorzugsweise COG oder NPO) fortwährend auf- und entladen. Das Aufladen erfolgt über einen temperaturstabilen ersten Widerstand und folgt einer typischen Kondensator-Ladekurve. Das Entladen erfolgt über einen zweiten Widerstand derart, dass das Entladen schneller als das Aufladen vonstat- tengeht, so dass sehr schnell wieder der stabile Ausgangszustand erreicht ist. An den Entladewiderstand - zweiter Widerstand - müssen dabei keine besonderen Anforderungen an Genauigkeit oder Temperaturstabilität gestellt werden.

Einer Ladephase 1 des Kondensators folgt jeweils eine Entladephase 2 des Kondensators bzw. umgekehrt. Dabei wird nach einer Periodenlänge T wieder eine neue Ladephase und damit ein neuer Lade-Entlade-Zyklus gestartet, d. h. das Aufladen und Entladen des Kondensators wird so gesteuert, dass ein periodisches Referenzsignal mit einer Periodenlänge T entsteht. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel sind dies ca. 0,8 ms. Es ist zu erkennen, dass die Lade- und Entladephase etwa nach einer halben Periodenlänge wechseln. Dabei wird nicht die gesamte Entladephase zum Entladen des Kondensators benötigt. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass zu Beginn einer neuen Ladephase und damit zu Be- ginn eines neuen Lade-Entlade-Zyklus der Kondensator tatsächlich entladen ist.

Die Linearisierungsschaltung weist eine Komparatorschaltung auf, die in dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel einen Komparator und ein D-Flipflop umfasst. Der Komparator vergleicht das Referenzsignal U _c mit dem Messsignal Ud. Das Messsignal Ud ist die bereits umgewandelte Gleichspannung, die von einer gemessenen physikalischen Größe abhängt. Zu Beginn jeder Ladephase wird das Flipflop gesetzt, wodurch dessen Ausgangsspannung U _a auf logisch„1 " geht, also einen High-Pegel annimmt. Wird das Referenzsignal U _c größer als das Messsignal Ud, schaltet der Komparator um und setzt das Flipflop wieder auf logisch„0", d.h. auf einen Low-Pegel.

Fig. 2 zeigt neben dem Referenzsignal U _c nach Fig. 1 einen zeitlichen Verlauf eines Messsignals Ud und ein Rechtecksignal U _a , das durch die Linearisierungsschaltung erzeugt wird. Bei dem dargestellten Messsignal Ud wird davon aus- gegangen, dass sich die physikalische Größe, die durch das Messsignal Ud repräsentiert ist, linear ändert. Damit steigt das Messsignal Ud entsprechend der Kennlinie des Sensors, der dieses Messsignal erzeugt hat. Fig. 2a zeigt die zeitliche Abfolge des Referenzsignals U _c und des Messsignals Ud sowie die zugehörigen Pegelzustände an einem D-Flipflop. Das Taktsignal steuert - wie zuvor beschrieben - die Entstehung des Kurvenzuges U _c , indem ein Kondensator bei Umschalten auf High-Pegel geladen wird und bei Umschalten auf Low-Pegel wieder entladen wird. Zugleich liegt das Taktsignal am CLK-Eingang des D-Flipflops an. Wenn der D-Eingang des Flipflops immer auf logisch 1 (High- Pegel) liegt, wird Ausgang Q mit der steigenden Flanke vom Taktsignal gesetzt. Der Komparator vergleicht ständig Ud mit U _c . Ist Ud größer als U _c ., springt der Ausgang des Komparators von 0 auf 1 . Dieses Ausgangssignal wird dem R- Eingang des Flipflops zugeführt und bewirkt ein Rücksetzen des Flipflops. Der Ausgang Q geht somit auf logisch 0 (Low-Pegel). Die Zeitdauer des High-Pegels am Q-Ausgang des D-Flipflop ist also abhängig von einem Referenzzeitpunkt und von einem Ergebnis eines Vergleichs zwischen Messsignal und Referenzsignal und repräsentiert somit das linearisierte Messsignal. Die Kennlinie des Sensors ist in Fig. 3 vollständig dargestellt. Der Sensor ist dabei ein Wirbelstrommesssystem, das den Abstand eines Messobjekts von dem Messsystem bestimmt. Entsprechend ist in Fig. 3 das Messsignal Ud über dem gemessenen Abstand d aufgetragen. Es ist zu erkennen, dass bei geringem Messabstand die Empfindlichkeit des Messsystems hoch ist und daher die Kennlinie schnell ansteigt. Mit zunehmendem Abstand wird die Empfindlichkeit kleiner, was sich in einer flacheren Kennlinie bemerkbar macht. Es ergibt sich ein exponentiel- ler Verlauf für das Messsignal Ud in Abhängigkeit vom Abstand d. Wird die Kennlinie bei einer Messung komplett durchgefahren (d.h. der Abstand von Messbe- reichsanfang bis Messbereichsende konstant vergrößert), erhält man als zeitab- hängige Kurve die in Fig. 2 gezeigte, exponentiell ansteigende Kurve Ud.

Zum Ausgleich des in Richtung des Messbereichsendes flacher werdenden Verlaufs wird das Messsignal Ud mit einer exponentiellen Wechselspannung U _c verglichen und eine Rechteckspannung U _a erzeugt. Bei einem flacher werdenden Messsignal findet das Zurücksetzen des Flipflops immer später statt, was den flacher werdenden Verlauf des Messsignals durch längere Pulse ausgleicht. Die Pulsbreite (logisch„1 " des Flipflops) nimmt also mit zunehmendem Abstand zu. Somit ist die Breite der Pulse ein direktes Maß für die gemessene Ursprungsgrö- ße, die durch die Linearisierungsschaltung in besonders einfacher Weise lineari- siert worden ist. Wird das Rechtecksignal an einen Tiefpass, beispielsweise ein einfaches RC-Glied, angelegt, so erhält man eine zur ursprünglich physikalischen Größe lineare Ausgangsspannung. Somit findet eine Linearisierung statt, indem die Spannungsbeiträge zur Kennlinie im Bereich hoher Empfindlichkeit reduziert werden (geringere Pulsbreite) und im Bereich geringer Empfindlichkeit verstärkt werden (höhere Pulsbreite).

Dieses Verhalten ist deutlich in Fig. 2 zu erkennen. Ein Puls des Rechtecksignals beginnt immer mit einer Ladephase. Entsprechend springt das Rechtecksignal U _a zu Beginn einer Ladephase (erkennbar durch das beginnende Ansteigen des Referenzsignals Uc) von einem Low-Pegel (etwa 0 V) auf einen High-Pegel (etwa 5 V). Damit bildet der Beginn einer Ladephase einen Referenzzeitpunkt während eines Lade-Entlade-Zyklus. Das Rechtecksignal bleibt solange auf dem High- Pegel, bis das Referenzsignal U _c gleich groß wie das Messsignal Ud ist. Dann fällt das Rechtecksignal U _a auf den Low-Pegel und bleibt dort, bis ein neuer Lade- Entlade-Zyklus gestartet wird. Es ist auch deutlich zu erkennen, dass sich die Pulsbreite mit zunehmendem Messsignal verändert.

Den Erfolg der Linearisierungsschaltung sei anhand der Figuren 4 bis 6 näher be- trachtet. Fig. 4 zeigt den Linearisierungsfehler in Prozent, der sich für die Kennlinie nach Fig. 3 ergibt. Es ist zu erkennen, dass das Messsignal Ud deutlich von einer linearen Kennlinie abweicht. Die Kennlinie weicht um über ± 10 % von einer linearen Kennlinie ab. In Fig. 5 ist eine mittels einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung lineari- sierte Kennlinie dargestellt. Bereits aus Fig. 5 ist zu erkennen, dass die Ausgangsspannung U _a der Linearisierungsschaltung wenig von einer Geraden abweicht. Fig. 6 verdeutlicht dies nochmals in Form des Linearisierungsfehlers der lineari- sierten Ausgangssignals. Es ist zu erkennen, dass sich der Linearisierungsfehler deutlich reduziert hat. Die meisten Werte liegen in einem Band von annähernd ± 0,5 %. Im Vergleich zu den annähernd 20% auf Fig. 4 ist dies aber eine sehr erhebliche Reduzierung. Fig. 7 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei dieses erste Ausführungsbeispiel einen Kondensator C als Referenzbauteil nutzt. Der Kondensator C weist einen sehr kleinen Temperaturkoeffizienten auf und ist vorzugsweise ein NPO-Kondensator. Ein Anschluss des Kondensators C ist mit dem Ausgang einer Schalteinrichtung 3 verbunden, wäh- rend der zweite Anschluss auf Massepotential liegt. Die Schalteinrichtung 3 weist einen ersten Eingang 4, einen zweiten Eingang 5 und einen Steuereingang 6 auf, wobei die Schalteinrichtung abhängig von dem Signal am Steuereingang 6 den ersten Eingang 4 oder den zweiten Eingang 5 mit dem Ausgang verbindet. An dem ersten Eingang 4 ist über einen ersten Widerstand R1 eine erste Spannungs- quelle U1 aufgeschaltet. Dabei ist der erste Widerstand R1 als temperaturstabiler Widerstand ausgebildet. Der zweite Eingang 5 ist über einen zweiten Widerstand R2 mit einer zweiten Spannungsquelle U2 verbunden. Dabei ist die Spannung der ersten Spannungsquelle U1 größer als die Spannung der zweiten Spannungsquelle U2. Prinzipiell ist es auch denkbar, dass die zweite Spannungsquelle U2 nicht vorhanden ist und der zweite Eingang der Schalteinrichtung über den Widerstand R2 mit Masse verbunden ist. Diese optionale Ausgestaltung ist mit einer gestrichelten Linie neben der zweiten Spannungsquelle U2 angedeutet.

Der Steuereingang 6 der Schalteinrichtung 3 ist mit einem Taktgeber 7 verbunden, so dass der Taktgeber 7 als Lade- und Entladesteuerung im Sinne der Erfindung dient. Das Ausgangssignal des Taktgebers 7 wird zusätzlich in den Takteingang CLK eines D-Flipflops 8 eingegeben, das zusammen mit einem Komparator 9 eine Komparatorschaltung 10 bildet. Der Dateneingang D des Flipflops 8 ist mit einem High-Pegel beaufschlagt. Der Rücksetzeingang R ist mit dem Ausgang des Kom- parators 9 verbunden. An dem Ausgang Q des Flipflops 8 wird ein Rechtecksignal Ua ausgegeben, das ein linearisierte Messsignal repräsentiert. Ein erster Eingang 1 1 des Komparators 9 ist mit dem Kondensator C und dem Ausgang der Schalteinrichtung verbunden. In einen zweiten Eingang 12 des Komparators 9 ist das Messsignal Ud eingegeben. Der Ausgang des Flipflops 9 kann mit einem Tiefpass 13 verbunden sein, der in Fig. 7 als optionale Ergänzung gestrichelt eingezeichnet ist und durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator gebildet ist. An der Verbindungsstelle zwischen Widerstand und Kondensator liegt dann ein gleichgerichtetes linearisiertes Ausgangssignal Ua.dc an.

Beim Betrieb dieser Schaltung sorgt der Taktgeber 7 in Verbindung mit der Schalteinrichtung 3 dafür, dass der Kondensator C fortwährend aufgeladen und entladen wird. Durch die periodische Ausgestaltung des Steuersignals nimmt die Spannung über den Kondensator C ebenfalls einen periodischen Verlauf an, der im Wesent- liehen dem in Fig. 1 dargestellten Verlauf entspricht. Die Periodenlänge T ist durch die Periodenlänge des Ausgangssignals des Taktgebers 7 definiert. Die Spannung über den Kondensator C bildet in dieser Schaltung das Referenzsignal U _c . Bezüglich der weiteren Details der Funktionsweise der Schaltung sei auf die voranstehenden Ausführungen verwiesen.

Fig. 8 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung, wobei dieses zweite Ausführungsbeispiel eine Spule L als Referenzbauteil nutzt. Die Komparatorschaltung 10, der Taktgeber 7 sowie der optionale Tiefpass 13 sind wie in dem ersten Ausführungsbeispiel verschaltet. Lediglich die Erzeugung des Referenzsignals unterscheidet sich deutlich. Eine Schalteinrichtung 14, die als Öffner oder Schließer ausgebildet ist, ist zwischen einer Spannungsquelle U1 und einem ersten Anschluss der Spule L geschaltet. Ein Steuereingang der Schalteinrichtung 14 ist mit dem Ausgang des Taktgebers 7 verbunden. An dem ersten Anschluss der Spule L ist zudem ein zweiter Widerstand R2 angeschlossen, dessen zweiter Anschluss mit Masse verbunden ist. An einem zweiten Anschluss 16 der Spule L ist ein erster Widerstand R1 angeschlossen, dessen zweiter Anschluss mit einer zweiten Spannungsquelle oder (optional) mit Masse verbunden ist. Die Spannung an dem zweiten Anschluss 16 der Spule L ist in den zweiten Eingang 12 des Komparators 9 eingegeben.

Beim Betrieb der Schaltung sorgt das Steuersignal am Steuereingang der Schalteinrichtung 14 dafür, dass die Spule L periodisch aufgeladen und entladen wird. Durch Schließen des Schaltkontakts der Schalteinrichtung 14 wird der erste Anschluss 15 der Spule L mit der Spannungsquelle U1 verbunden und dadurch auf ein höheres Potential gehoben. Dies führt zu einem Stromfluss durch die Spule L und den Widerstand R1 , wodurch in die Spule L Energie eingeladen wird. Nach Öffnen des Schaltkontakts des Schalteinrichtung 14 wird die Spule L über Widerstand R2 und Widerstand R1 entladen. Dadurch entsteht ein Spannungsabfall über Widerstand R1 , der abhängig von dem Stromfluss durch die Spule ist. Dieser Spannungsabfall wird zur Erzeugung eines Referenzsignals genutzt. Sofern eine zweite Spannungsquelle U2 vorhanden ist, bildet der Spannungsabfall über Widerstand R1 den Wechselanteil des Referenzsignals. Ist optional eine Verbindung mit Masse (statt der zweiten Spannungsquelle U2) vorgesehen, bildet der Span- nungsabfall über Widerstand R1 das Referenzsignal. Im Übrigen weist die Schaltung das zuvor beschriebenen Verhalten auf.

Auch wenn die voranstehenden Ausführungen sich auf ein Durchlaufen der gesamten Kennlinie des Sensorsystems beziehen, so wird ein Fachmann erkennen, dass auch ein stationäres Messsignal durch die Schaltung linearisiert werden kann. Auch ist es nicht zwingend erforderlich, dass das Ausgangssignal U _a über einen Tiefpass zu einer Gleichspannung gewandelt wird. Vielmehr kann die Pulsbreite des Rechtecksignals auch direkt ausgewertet werden, beispielsweise mit einem Zähler. Der jeweilige Messwert würde damit gleich in digitalisierter Form vorliegen.

Besonders vorteilhaft lässt sich die Schaltung unter Verwendung eines Mikro- controllers realisieren. Der Mikrocontroller kann die Takterzeugung, das Umschalten des Kondensators zwischen Lade- und Entladephase und gegebenenfalls das Flipflop steuern. Weiterhin kann durch einen DA-Wandler, der gegebenenfalls bereits im Mikrocontroller enthalten ist, ein Abgleich der Schaltung auf reale Sensoren durchgeführt werden, indem der Widerstandswert des temperaturstabilen ersten Widerstands durch den parallel geschalteten DA-Wandler angepasst wird. Damit ist ein durch den Mikrocontroller gesteuerter Abgleich von realen Sensoren schnell und einfach realisierbar.

Es ist zu betonen, dass trotz des Einsatzes eines Mikrocontrollers die Auflösung der Linearisierungsschaltung nicht von digitalen Bausteinen wie beispielsweise einem AD-Wandler oder DA-Wandler des Mikrocontrollers abhängt. Für das Ver- gleichen der Signale U _c und Ud werden nur Analogbausteine verwendet (Kompa- rator), so dass die Auflösung lediglich durch das Rauschen dieser Bausteine begrenzt ist. Damit kann für die Schaltung ein sehr einfacher, preiswerter Mikrocon- troller verwendet werden, da dieser lediglich Steuerungsaufgaben wahrnimmt. Die übrigen Bauteile der Schaltung sind einfache, passive Bauteile, so dass damit eine sehr preisgünstige, sehr einfach digital einzustellende Schaltung mit hoher Genauigkeit und Auflösung realisiert werden kann. Zudem sind lediglich sehr wenige temperaturstabile Bauteile notwendig, was die Kosten weiter positiv beeinflusst. Hinsichtlich weiterer vorteilhafter Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf den allgemeinen Teil der Beschreibung sowie auf die beigefügten Ansprüche verwiesen.

Schließlich sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass die voranstehend beschrie- benen Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Linearisierungsschaltung lediglich zur Erörterung der beanspruchten Lehre dienen, diese jedoch nicht auf die Ausführungsbeispiele einschränken.

Bezugszeichenliste

Ua Rechtecksignal

Uc Referenzsignal

Ud Messsignal

Ua.dc Gleichgerichtete Rechteckspannung U _a

1 Ladephase

2 Entladephase

3 Schalteinrichtung

4 Erster Eingang (der Schalteinrichtung)

5 Zweiter Eingang (der Schalteinrichtung)

6 Steuereingang (der Schalteinrichtung)

7 Taktgeber

8 D-Flipflop

9 Komparator

10 Komparatorschaltung

11 Erster Eingang (des Komparators)

12 Zweiter Eingang (des Komparators)

13 Tiefpass

14 Schalteinrichtung

15 Erster Anschluss (der Spule)

16 Zweiter Anschluss (der Spule)