MESSGERÄT ZUR BESTIMMUNG EINES Dl ELEKTRIZITÄTSWERTES

Die Erfindung betrifft ein Messgerät zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes eines Füllgutes sowie ein Verfahren zum Betrieb des Messgerätes.

In der Automatisierungstechnik, insbesondere in der Prozessautomatisie-rungstechnik, werden vielfach Feldgeräte eingesetzt, die zur Erfassung und/oder zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Zur Erfassung von Prozessvariablen werden Sensoren eingesetzt, die beispielsweise in Füllstandsmessgeräten, Grenzstandmessegräten, Durchflussmessgeräten, Druck- und Temperaturmessgeräten, pH-Messgeräten,

Leitfähigkeitsmessgeräten, oder Dielektrizitätswert-Messgeräten zum Einsatz kommen. Sie erfassen die entsprechenden Prozessvariablen, wie Füllstand, Grenzstand,

Durchfluss, Druck, Temperatur, pH-Wert, Redoxpotential, Leitfähigkeit, oder den

Dielektrizitätswert. Dabei werden unter dem Begriff„Behälter“ im Rahmen der Erfindung auch nicht-abgeschlossene Behältnisse, wie beispielsweise Becken, Seen oder fließende Gewässer verstanden. Eine Vielzahl dieser Feldgeräte wird von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.

Die Bestimmung des Dielektrizitätswertes (auch bekannt als„Dielektrizitätskonstante“, „Dielektrizitätszahl“ oder„Relative Permittivität“) ist sowohl bei Feststoffen, als auch bei flüssigen Füllgütern, wie beispielsweise Treibstoffen, Abwässern oder Chemikalien von großem Interesse, da dieser Wert einen zuverlässigen Indikator für Verunreinigungen, den Feuchtegehalt oder die Stoffzusammensetzung darstellen kann. Zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes kann nach dem Stand der Technik vor allem bei flüssigen Füllgütern auf das kapazitive Messprinzip zurückgegriffen werden. Dabei wird der Effekt genutzt, dass sich die Kapazität eines Kondensators proportional mit dem Dielektrizitätswert desjenigen Mediums, das sich zwischen den zwei Elektroden des Kondensators befindet, ändert.

Alternativ ist es auch möglich, den Dielektrizitätswert eines (flüssigen) Mediums in einem Behälter-Inneren quasi parasitär bei dessen Füllstandsmessung mitzubestimmen. Dies erfordert das Messprinzip des geführten Radars, bei dem Mikrowellen über einen elektrisch leitfähigen Wellenleiter in das Medium geführt werden. Beschrieben ist diese kombinierte Füllstands- und Dielektrizitäts-Messung in der Offenlegungsschrift DE 10 2015 1 17 205 A1.

Eine weitere Alternative zum kapazitiven oder Mikrowellen-basierten Dielektrizitätswert- Messung besteht in induktiver Messung. Dieses Messprinzip beruht darauf, dass die resultierende Impedanz einer Spule nicht nur von ihrer Windungszahl, dem

Windungsmaterial und dem Material des Spulenkerns abhängt, sondern auch vom Füllgut, das jeweils an die Spule angrenzt und somit vom Magnetfeld der Spule durchdrungen wird. Dementsprechend kann der Dielektrizitätswert mittels Messung der komplexen Spulen-Impedanz bestimmt werden. Auf Basis der oben genannten Messprinzipien ist gegebenenfalls eine sehr genaue

Bestimmung des Dielektrizitätswertes möglich. Allerdings nimmt der Wertebereich, in dem der Dielektrizitätswert bestimmbar ist, in der Regel umso mehr ab, je genauer der Wert messbar ist. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Messgerät

bereitzustellen, mit dem der Dielektrizitätswert über einen möglichst großen Wertebereich bestimmbar ist.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Messgerät zur Messung eines

Dielektrizitätswertes eines Füllgutes, das folgende Komponenten umfasst:

Eine Signalerzeugungs-Einheit, die konzipiert ist, um

- eine Sende-Einheit derart mittels eines elektrischen Hochfrequenz-Signals

anzusteuern, dass die Sende-Einheit ein Radar-Signal in Richtung des Füllgutes aussendet,

eine Empfangs-Einheit, die so im Behälter anordbar ist, um das Radar-Signal nach Durchlauf durch das Füllgut als Empfangs-Signal zu empfangen, und - eine Auswertungs-Einheit, die ausgelegt ist, um zumindest anhand des

Empfangs-Signals

o eine Amplitude des Empfangs-Signals, eine Phasenverschiebung des Empfangs-Signals zum Hochfrequenz-Signal und/oder eine Signal- Laufzeit des Radar-Signals zwischen der Sende-Einheit und der

Empfangs-Einheit zu ermitteln, und

o um anhand der ermittelten Signal-Laufzeit, der Phasenverschiebung und/oder der ermittelten Amplitude den Dielektrizitätswert zu bestimmen. Zur Erhöhung des Messbereichs zeichnet das erfindungsgemäße Messgerät dadurch aus, dass die Sende-Einheit und/oder die Empfangs-Einheit zumindest zwei

Strahlelemente, die in einer korrespondierenden Anzahl an Zeilen untereinander angeordnet sind, umfassen/umfasst. Dabei ist in Bezug zur jeweils anderen Einheit, also der Sende- oder Empfangs-Einheit, vor den Strahlern eine das Radar-Signal transmittierende Schicht angebracht. Unter dem Begriff„Einheit wird im Rahmen der Erfindung prinzipiell jede elektronische Schaltung verstanden, die für ihren Einsatzzweck geeignet ausgelegt ist. Es kann sich also je nach Anforderung um eine Analogschaltung zur Erzeugung bzw. Verarbeitung entsprechender analoger Signale handeln. Es kann sich jedoch auch um eine

(halbleiterbasierte) Digitalschaltung wie einem FPGA oder einen Speichermedium in Zusammenwirken mit einem Programm handeln. Dabei ist das Programm ausgelegt, die entsprechenden Verfahrensschritte durchzuführen bzw. die notwendigen

Rechenoperationen der jeweiligen Einheit anzuwenden. In diesem Kontext können verschiedene elektronische Einheiten des Messgerätes im Sinne der Erfindung potentiell auch auf einen gemeinsamen physikalischen Speicher zurückgreifen bzw. mittels derselben physikalischen Digitalschaltung betrieben werden.

Im Kontext dieser Erfindung definiert sich der Begriff„Radar“ als allgemein als Signal bzw. elektromagnetische Welle mit einer Frequenz zwischen 0.03 GHz und 300 GHz. Bezüglich des erfindungsgemäßen Messgerätes ist es jedoch von Vorteil, wenn die Signalerzeugungs-Einheit ausgelegt ist, das Hochfrequenz-Signal mit einer Frequenz oberhalb von 1 GHz zu erzeugen.

Unter der Funktion eines„Strahlelementes“ wird im Rahmen der Erfindung zum einen die Wirkweise von Antennen im Allgemeinen verstanden, wonach das Radar-Signal im Nahfeld als auch im Fernfeld abgestrahlt wird. Unter Strahlelementen werden jedoch auch jegliche Elemente verstanden, die Radar-Signale lediglich im Nahfeld abstrahlen. Aufgrund der reziproken Eigenschaften des Sendens und Empfangens gilt diese

Eigenschaft analog zur Abstrahlung ebenso für den Empfang des Radar-Signals. Erfindungsgemäß wird der Effekt genutzt, dass zwischen den einzelnen Zeilen eine zu- bzw. abnehmende Phasenverzögerung eingestellt werden kann. Diese bewirkt einen Messbereich-erhöhenden Effekt, wie es analog hierzu in der Audiotechnik als„Dynamik- Kompression“ bzw. in der Bildverarbeitung als„Tone Mapping“ bekannt ist. Zum einen ist es möglich, eine zunehmende Phasenverzögerung pro Zeile zu erreichen, indem dem zumindest einen Strahlelement jeder Zeile zumindest ein Verzögerungsglied derart vor- bzw. nachgeschaltet wird, so dass das Hochfrequenz-Signal pro Zeile mit jeweils einer definiert zunehmenden Phasen-Verzögerung ausgesendet wird, bzw. dass das durch das zumindest eine Strahlelement empfangene Empfangs-Signal mit zunehmender Zeile um jeweils eine definiert zu- oder abnehmende Phase verzögert ist. Realisiert werden kann ein Verzögerungsglied beispielsweise, wie es in der

Veröffentlichungsschrift DE102012106938 A1 beschrieben ist.

Alternativ kann die Phase des Radar-Signals Zeilen-abhängig verzögert werden, indem die Sende-Einheit und die Empfangs-Einheit derart zueinander verkippt werden, dass das zumindest eine Strahlelement jeder Zeile mit zunehmender Zeile einen jeweils zu- oder abnehmenden Abstand zu dem zumindest einen Strahlelement der korrespondierenden Zeile der jeweils anderen Einheit aufweist. Diese Variante der verkippten Anordnung beschränkt sich nicht allein darauf, dass beide Einheiten (Sende- und Empfangs-Einheit) eine korrespondierende Anzahl an Zeilen, in denen jeweils zumindest ein Strahlelement angeordnet ist, umfassen.

Darüber hinaus besteht eine weitere Möglichkeit zur Realisierung der Zeilenabhängigen Phasenverzögerung darin, dass die transmittierende Schicht eine Dicke aufweist, die pro Zeile jeweils definiert zu- oder abnimmt. Vor allem, wenn die pro Zeile zunehmende Phasenverzögerung des Radar-Signals durch eine zu- oder abnehmende Schichtdicke der transmittierenden Schicht eingestellt werden soll, bietet es sich an, die

transmittierende Schicht aus einem Material zu fertigen, dass eine relativen

Dielektrizitätszahl zwischen 2 und 40 aufweist, bzw. wenn dieses Material eine magnetische Permeabilität zwischen 0,5 und 10 aufweist. Dementsprechend können als potentielle Materialien beispielsweise:

Keramiken wie AI ₂ O ₃ ,

(Glasfaserverstärkte) Kunststoffe, wie insbesondere PE, PP, PTFE,

- oder metallische Gläser, wie beispielsweise gemäß der Veröffentlichungsschrift

US 201601 131 13 A1 beschrieben,

eingesetzt werden.

Im Rahmen der Erfindung ist es nicht vorgeschrieben, wie viele Strahlelemente pro Zeile angeordnet sind. Zu einer Vergrößerung der Apertur in seitlicher Richtung und somit zu einer Steigerung der Auflösung der Dielektrizitätswert-Messung ist es jedoch vorteilhaft, wenn pro Zeile zumindest zwei, insbesondere mehr als 5 Strahlelemente an der Sende- Einheit bzw. der Empfangs-Einheit angeordnet sind. Im Falle mehrerer Strahlelemente pro Zeile bietet es sich an, wenn eine Leiterbahnstruktur an der Sende-Einheit bzw. der Empfangs-Einheit die Strahlelemente einer Zeile derart symmetrisch kontaktiert, dass das Hochfrequenz-Signal bzw. das Empfangs-Signal an jedem Strahlelement der jeweiligen Zeile phasengleich ist. Hierdurch wird verhindert, dass die Strahlelemente der selben Zeile unterschiedliche Phasenverzögerungen hervorrufen. Neben der Anzahl an Strahlelementen ist es zudem nicht fest vorgegeben, wie viele Zeilen die Sende-Einheit oder die Empfangs-Einheit umfasst. Da auch mit steigender Anzahl an Zeilen die Apertur erhöht wird bzw. Auflösung der Dielektrizitätswert-Messung steigt, ist es jedoch von Vorteil, wenn die Sende-Einheit bzw. die Empfangs-Einheit mehr als zwei, insbesondere mehr als 5 Zeilen mit jeweils zumindest einem Strahlelement umfassen/umfasst. Zur kompakten Auslegung der Sende-Einheit und der Empfangs-

Einheit ist es allgemein von Vorteil, die Strahlelemente als Planar-Strahler, insbesondere als Patch-, Spiral-, Dipol- oder Fraktal-Antennen auszulegen.

Das anzuwendende Verfahren zur Bestimmung der Signallaufzeit des Radar-Signals (und somit zur Bestimmung des Realteils des Dielektrizitätswertes) ist erfindungsgemäß nicht fest vorgegeben. So kann als Messprinzip beispielsweise das Pulslaufzeit-Verfahren, das FMCW-Verfahren (Akronym für„Frequency Modulated Continuos Wave“) oder ein Phasenauswertungs-Verfahren, wie bspw. ein interferometrisches Verfahren, angewendet werden. Die Messprinzipien des FMCW- und Pulsradar- basierten Laufzeit- Messverfahren werden beispielsweise in„Radar Level Measurement“; Peter Devine, 2000 beschrieben.

Wenn das Messgerät die Signallaufzeit mittels des FMCW-Verfahrens bestimmen soll, so ist die Signalerzeugungs-Einheit auszulegen, um das Hochfrequenz-Signal derart mit einer variierenden Frequenz zu erzeugen, so dass die Auswertungs-Einheit die Signal-

Laufzeit anhand einer Differenzfrequenz zwischen dem ausgesendeten Radar-Signal und dem empfangenen Radar-Signal bestimmen kann. Bei Implementierung des Pulslaufzeit- Verfahrens ist die Signalerzeugungs-Einheit auszulegen, um das Hochfrequenz-Signal derart pulsförmig zu erzeugen, so dass die Auswertungs-Einheit die Signal-Laufzeit anhand einer Pulslaufzeit zwischen der Sende-Einheit und der Empfangs-Einheit bestimmen kann. Unabhängig vom Messprinzip zur Bestimmung der Laufzeit ist es von Vorteil, wenn die Signalerzeugungs-Einheit ausgelegt ist, das Hochfrequenz-Signal mit einer Frequenz von mindestens 1 GHz zu erzeugen. Je höher die Frequenz eingestellt wird, desto kompakter kann das Messgerät insgesamt ausgelegt werden. Außerdem kann bei höheren Frequenzen auch der Dielektrizitätswert von Füllgütern mit höherer elektrischer Leitfähigkeit, wie beispielsweise Salz-haltigen Flüssigkeiten, bestimmt werden, ohne dass ein Kurzschluss zwischen der Sende-Einheit und der Empfangs- Einheit verursacht wird. Analog zum erfindungsgemäßen Messgerät wird die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, zudem durch ein entsprechendes Messverfahren gelöst, mittels dem ein

Dielektrizitätswert eines in einem Behälter befindlichen Füllgutes bestimmt werden kann. Korrespondierend zum Messgerät umfasst das Messverfahren folgende

Verfahrensschritte:

- Aussenden eines Radar-Signals in Richtung des Füllgutes,

Empfang des Radar-Signals nach Durchlauf durch das Füllgut,

Bestimmung einer Amplitude des empfangenen Radar-Signals, einer

Phasenverschiebung zwischen Aussenden und Empfang des Radar-Signals und/oder einer Signal-Laufzeit zwischen Aussenden und Empfang des Radar- Signals, und

Ermittlung des Dielektrizitätswertes anhand der Amplitude, der

Phasenverschiebung und/oder der Signallaufzeit.

Das Verfahren zeichnet sich analog zum erfindungsgemäßen Messgerät dadurch aus, dass das Radar-Signal über Strahlelemente, die in zumindest zwei untereinander angeordneten Zeilen angeordnet sind, derart ausgesendet und/oder empfangen wird, so dass das von dem zumindest einen Strahlelement pro Zeile empfangene Empfangs- Signal mit zunehmender Zeile um jeweils eine definiert zu- oder abnehmende Phase verzögert ist.

Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 : eine schematische Anordnung eines erfindungsgemäßen Messgerätes an einem Behälter,

Fig. 2: einen prinzipiellen Aufbau des erfindungsgemäßen Messgerätes,

Fig. 3: eine Frontalansicht der Sende-Einheit bzw. der Empfangs-Einheit, und Fig. 4: eine mögliche symmetrische Ansteuerung der Strahlelemente in einer Zeile der Sende-Einheit bzw. der Empfangs-Einheit.

Zum allgemeinen Verständnis des erfindungsgemäßen Messgerätes 1 ist in Fig. 1 eine schematische Anordnung des Messgerätes 1 an einem geschlossenen Behälter 2 gezeigt. Es versteht sich dabei von selbst, dass die Erfindung auch an offenen

Behältnissen wir Rohren eingesetzt werden kann. In dem in Fig. 2 gezeigten Behälter 2 befindet sich ein Füllgut 3, dessen Dielektrizitätswert DK zu bestimmen ist. Hierzu ist das Messgerät 1 seitlich an einem Anschluss des Behälters 2, wie bspw. einem

Flanschanschluss angeordnet. Dabei ist das Messgerät 1 so ausgelegt, dass eine Sende- Einheit 12 und eine Empfangs-Einheit 13 des Messgerätes 1 über die Innenwand des Behälters 2 hinaus in das Behälter-Innere abstehen und dadurch in Kontakt mit dem Füllgut 3 stehen. Diese Einheiten 12, 13 sind in der gezeigten Ausführungsform parallel, also ohne Verkippung zueinander ausgerichtet. Dabei befindet sich das Füllgut 3 zumindest teilweise zwischen diesen zwei Einheiten 12, 13 befindet.

Bei dem Füllgut 3 kann es sich um Flüssigkeiten wie Getränke, Lacke, Zement oder Treibstoffe wie Flüssiggase oder Mineralöle handeln. Denkbar ist jedoch auch die Verwendung des Messgerätes 1 bei Schüttgut-förmigen Füllgütern 3, wie bspw. Getreide oder Mehl. Je nach Art des Füllgutes 3 weist es also einen sehr unterschiedlichen Dielektrizitätswert DK auf. Dementsprechend muss das Messgerät 1 ausgelegt sein, den Dielektrizitätswert DK in einem sehr weiten Messbereich bestimmen zu können.

Das Messgerät 1 kann mit einer übergeordneten Einheit 4, zum Beispiel einem

Prozessleitsystem, verbunden sein. Als Schnittstelle kann etwa„PROFIBUS“, „HART“ oder„Wireless HART“ implementiert sein. Hierüber kann der Dielektrizitätswert DK übermittelt werden. Es können aber auch anderweitige Informationen über den allgemeinen Betriebszustand des Messgerätes 1 kommuniziert werden.

Der prinzipielle schaltungstechnische Aufbau des Messgerätes 1 wird anhand von Fig. 2 näher veranschaulicht: Wie zu erkennen ist, dient die Sende-Einheit 12 zum Aussenden eines Radar-Signal SHF. Die parallel gegenüber angeordnete Empfangs-Einheit 13 dient zum Empfang des Radar-Signals SHF, nachdem es das Füllgut 3 zwischen den zwei Einheiten 12, 13 durchdrungen hat. Zur Erzeugung des Radar-Signals SHF steuert eine Signalerzeugungs-Einheit 1 1 die

Sende-Einheit 12 mittels eines entsprechenden Hochfrequenz-Signals SHF an. Dabei wird die Wellenlänge des Radar-Signals SHF durch die Frequenz des Hochfrequenz-Signals SHF festgelegt. Da der Dielektrizitätswert DK des Füllgutes 3 erfindungsgemäß durch Messung der Amplitude des empfangenen Radar-Signals S _HF bzw. durch Messung der Signal-Laufzeit zwischen der Sende-Einheit 12 und der Empfangs-Einheit 13 ermittelt wird, ist die Empfangs-Einheit 13 an eine hierzu ausgelegte Auswertungs-Einheit 14 angeschlossen. Hierdurch empfängt die Auswertungs-Einheit 14 das an der Empfangs- Einheit 13 eintreffende Radar-Signal SHF entsprechend als elektrisches Empfangssignal e _HF . Da sich die Amplitude proportional zum Imaginärteil des Dielektrizitätswertes DK verhält, kann anhand der Amplitude des empfangenen Radar-Signals SHF der Imaginärteil bestimmt werden. Analog gilt dies für die Signal-Laufzeit bzw. die Phasenverschiebung und den Realteil des Dielektrizitätswertes DK.

Da es erfindungsgemäß nicht fest vorgeschrieben ist, welches Messprinzip zur

Bestimmung der Signal-Laufzeit des Radar-Signals SHF eingesetzt wird, sind die

Auswertungs-Einheit 14 und der Signalerzeugungs-Einheit 1 1 in Abhängigkeit des implementierten Messprinzips auszulegen. Hierbei kann auf jeweils bekannte

Schaltungskomponenten zurückgegriffen werden: Im Fall von FMCW kann die

Signalerzeugungs-Einheit 1 1 auf Basis einer PLL („Phase Locked Loop“) aufbaut sein; Die Auswertungs-Einheit 14 kann mittels eines Mischers das gesendete Hochfrequenz- Signal SHF mit dem Empfangs-Signal eHF mischen, um anhand der Differenzfrequenz des gemischten Signals die Laufzeit zu ermitteln. Dies kann beispielsweise per FFT („Fast Fourier Transformation“) des gemischten Signals e _HF mittels eines entsprechenden Rechenblocks erfolgen.

Bei Implementierung des Puls-Laufzeit-Verfahrens kann die Signalerzeugungs-Einheit 1 1 zur pulsförmigen Erzeugung des Hochfrequenz-Signals SHF einen entsprechend zyklisch angesteuerten Oszillator, beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator oder lediglich einen Quarzoszillator, umfassen. Die Auswertungs-Einheit 14 kann das

Empfangs-Signal e _HF beim Puls-Laufzeit-Verfahren durch Unterabtastung verarbeiten. Somit kann die Auswertungs-Einheit 14 die Signal-Laufzeit des korrespondierenden Signalmaximums anhand des abgetasteten und somit zeitgedehnten Signals ermitteln. Es versteht sich im Zusammenhang der Laufzeit-Bestimmung von selbst, dass alternativ zum Puls-Laufzeit-Verfahren oder dem FMCW-Verfahren jegliche andere geeignete Methode zur Bestimmung der Signal-Laufzeit angewendet werden kann. Eine weitere mögliche Methode zur Laufzeit-Bestimmung ist beispielsweise in der Veröffentlichungsschrift WO 2017045788 A1 beschrieben.

Bezüglich der Struktur können die Sende-Einheit 12 und die Empfangs-Einheit 13 prinzipiell analog aufgebaut sein: Kern der Erfindung ist hierbei, dass die Sende-Einheit 12 und/oder die Empfangs-Einheit 13 nicht nur ein Strahlelement 100 aufweisen, sondern zumindest zwei Strahlelemente 100, die Zellenförmig untereinander angeordnet sind. Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante weisen beide Einheiten 12, 13 drei Zeilen 201 , 202, 203 auf, in denen jeweils Strahlelemente 100 angeordnet sind (vgl. auch Fig. 3). Vör den Strahlelementen 100 (in Bezug zurjeweils anderen Einheit 12, 13) ist zu deren Schutz gegen das Füllgut 3 jeweils eine Schicht 1 12 angebracht, die für das Radar- Signal SHF transmittierend ist. Geeignete Schicht-Materialien sind beispielsweise AI ₂ O ₃ , PE, PP, PTFE oder metallische Gläser. Im Sinne der Erfindung sind die Strahlelemente 100 der einzelnen Zeilen 201 , 202, 203 so durch die Sende-Einheit 12 bzw. die Empfangs-Einheit 13 anzusteuern, dass das von den Strahlelementen 100 empfangene Empfangs-Signal e _HF mit zunehmender Zeile 201 , 202, 203 um jeweils eine definiert zu- oder abnehmende Phase verzögert wird. Dies kann prinzipiell auf zwei Arten implementiert werden: Zum einen kann das Radar-Signal SHF bereits an der Sende-Einheit 12 mit pro Zeile zunehmender Phasenverzögerung ausgesendet werden. Alternativ oder zusätzlich hierzu kann die pro Zeile zunehmende Phasenverzögerung auch an der Empfangs-Einheit 13 herbeigeführt werden. Durch die pro Zeile 201 , 202, 203 zunehmende Phasenverzögerung erhöht sich der Messbereich, über den der Dielektrizitätswert DK bestimmt werden kann.

Sowohl im Fall der Sende-Einheit 12 als auch im Fall der Empfangs-Einheit 13 ist eine entsprechende Realisierung der pro Zeile 201 , 202, 203 zunehmenden

Phasenverzögerung wiederum auf verschiedene Arten möglich: Beispielsweise kann die transmittierende Schicht 1 12 eine pro Zeile 201 , 202, 203 zu- oder abnehmende

Schichtdicke d aufweisen, so dass sich ein Keil- oder Stufen-förmiger Querschnitt dieser Schicht 1 12 ergibt. Hierdurch liegt jeder Zeile 201 , 202, 203 eine verschieden lange „quasi-optische“ Signal-Laufstrecke des Radar-Signals SHF zugrunde, wodurch sich eine entsprechende Phasenverzögerung zwischen den Zeilen 201 , 202, 203 der jeweiligen Einheit 12, 13 einstellt. Da eine höhere Dielektrizitätszahl der Schicht 1 12 eine höhere „Brechung“ des Radar-Signals SHF erzeugt, ist es von Vorteil, wenn die Schicht 1 12 einen relativen Dielektrizitätszahl zwischen 2 und 40 aufweist, bzw. wenn das Material eine magnetische Permeabilität zwischen 0,5 und 10 aufweist.

Anstelle einer zunehmenden Schichtdicke d der transmittierenden Schicht 1 12 kann der gleiche Effekt erzielt werden, indem die Sende-Einheit 12 und die Empfangs-Einheit 13 entsprechend verkippt zueinander ausgereichtet werden. Da die Schichtdicke d bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante über die Zeilen 201 , 202, 203 konstant ist und keine Verkippung eingestellt ist (die Sende-Einheit 12 und die Empfangs-Einheit 13 sind parallel zueinander ausgerichtet), ist die pro Zeile 201 , 202, 203 zunehmende

Phasenverzögerung dort jedoch durch die eine entsprechende Ansteuerung der einzelnen Zeilen 201 , 202, 203 durch die Signal-Erzeugungs-Einheit 1 1 bzw. durch die Auswertungs-Einheit 14 einzustellen. Hierzu können den Zeilen 201 , 202, 203 wie in Fig.

3 gezeigt ist, je nach einzustellender Phasenverzögerung, entsprechende

Verzögerungsglieder 15 vorgeschaltet (bzw. im Falle der Empfangs-Einheit 13

nachgeschaltet) werden.

Die in Fig. 3 gezeigte, serielle Anordnung der zwei Verzögerungselemente 15 bewirkt in Bezug auf die drei Zeilen 201 , 202, 203, dass die Antennen 100 untersten Zeile 203 nicht verzögert werden, während die oberste Zeile 201 im Vergleich zur zweiten Zeile 202 die doppelte Phasenverzögerung erfährt (vorausgesetzt, beide Verzögerungsglieder 15 erzeugen dieselbe Phasenverzögerung). Pro Zeile 201 , 202, 203 nimmt also die

Phasenverzögerung um den Wert jeweils eines Verzögerungsgliedes 15 ab. Zwecks individueller Anpassung der Phasenverzögerung können die Phasenverzögerungsglieder 15 natürlich auch so konzipiert werden, dass sie nicht dieselbe Phasenverzögerung hervorrufen.

Aufgrund der hohen Frequenz des Radar-Signals im GHz-Bereich ist es zwecks kompakter Auslegung vorzuziehen, wenn die Strahlelemente 100 als Planar-Strahler ausgelegt sind. Beispielsweise können die Strahlelemente 100 als Patch-, Spiral- oder Fraktal-Antennen ausgelegt werden, die auf einem Leiterplattensubstrat angeordnet sind. Somit können die Strahlelemente 100 analog zu Leiterbahnen bspw. als Kupferlage aufgebracht bzw. strukturiert werden. Bei einer Frequenz zwischen 2 GHz und 30 GHz ist die Kantenlänge der Patch-Antennen zwischen 0,2 mm und 50 mm zu dimensionieren. Sofern kein Fernfeld ausgebildet werden soll, ist die Kantenlänge deutlich kleiner als ein Viertel der Wellenlänge des Radar-Signals SHF ZU bemaßen. Eine Abstrahlung lediglich im Nahfeld weist den Vorteil auf, dass das Radar-Signal SHF mit höherer Sende-Leistung ausgestrahlt werden kann, ohne gegen behördliche Funk-Zulassungsvorschriften zu verstoßen. Sofern die Strahlelemente 100 der Sende-Einheit 12 bzw. der Empfangs-Einheit 13 auf einem Leiterplattensubstrat angebracht sind, können die Strahlelemente 100 über entsprechende Leiterbahnen, die insbesondere als Mikrostreifenleitungen ausgelegt sein können, mit der Signalerzeugungs-Einheit 1 1 bzw. der Auswertungs-Einheit 14 kontaktiert werden.

Damit die Strahlelemente 100 der jeweiligen Zeile 201 , 202, 203 nicht untereinander (sofern die Zeile mehr al ein Strahlelement 100 umfasst) eine abweichende Phase bezüglich des Radar-Signals SHF hervorrufen, ist die Weglänge jeder Leiterbahn zum entsprechenden Strahlelement 100 der jeweiligen Zeile 201 , 202, 203 gleich lang auszulegen. Eine mögliche Variante, dies bei einer geraden Anzahl an Strahlelementen 100 pro Zeile 201 , 202, 203 zu realisieren, ist in Fig. 4 gezeigt. Dort sind die vier

Strahlelemente 100 einer Zeile 201 , 202, 203 über eine baumförmige Leiterbahnstruktur 300 auf ein Potential zusammengefasst. Dabei umfasst die Leiterbahnstruktur 300 zwei Ebenen der Verästelung, wobei auf jeder Ebene jeweils zwei gleich lange Leiterbahnäste zu den Strahlelementen 100 abzweigen. Hierdurch sind die Strahlelemente 100 dieser Zeile 201 , 202, 203 symmetrisch kontaktiert, so dass das Hochfrequenz-Signal SHF bzw. das Empfangs-Signal e _HF an jedem Strahlelement 100 der jeweiligen Zeile 201 , 202, 203 phasengleich ist.

WO 2020/156713 PCT/EP2019/084414

Bezugszeichenliste

1 Messgerät

2 Behälter

3 Füllgut

4 Übergeordnete Einheit

1 1 Signalerzeugungs-Einheit

12 Sende-Einheit

13 Empfangs-Einheit

14 Auswertungs-Einheit

15 Verzögerungsglied

100 Strahlelemente

1 12 T ransmittierende Schicht

201 -203 Zeilen

300 Leiterbahn Struktur

DK Dielektrizitätswert

d Dicke der transmittierenden Schicht

e _HF Empfangs-Signal

SHF Radar-Signal

SHF Hochfrequenz-Signal