Die Erfindung betrifft ein Messgerät zur Bestimmung des Dielektrizitätswertes eines in einem Behälter befindlichen Füllgutes.

In der Automatisierungstechnik, insbesondere in der Prozessautomatisie rungstechnik, werden vielfach Feldgeräte eingesetzt, die zur Erfassung und/oder zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Zur Erfassung von Prozessvariablen werden Sensoren eingesetzt, die beispielsweise in

Füllstandsmessgeräten, Grenzstandmessegräte, Durchflussmessgeräten, Druck- und Temperaturmessgeräten, pFI-Messgeräten,

Leitfähigkeitsmessgeräten, oder Dielektrizitätswert-Messgeräten zum Einsatz kommen. Sie erfassen die entsprechenden Prozessvariablen, wie Füllstand, Grenzstand, Durchfluss, Druck, Temperatur, pH-Wert, Redoxpotential, Leitfähigkeit, oder den Dielektrizitätswert. Dabei werden unter dem Begriff

„Behälter“ im Rahmen der Erfindung auch nicht-abgeschlossene Behältnisse, wie beispielsweise Becken, Seen oder fließende Gewässer verstanden. Eine Vielzahl dieser Feldgeräte wird von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.

Die Bestimmung des Dielektrizitätswertes (auch bekannt als

„Dielektrizitätskonstante“ oder„Relative Permittivität“) ist sowohl bei

Feststoffen, als auch bei flüssigen Füllgütern, wie beispielsweise Treibstoffen, Abwässern oder Chemikalien von großem Interesse, da dieser Wert einen zuverlässigen Indikator für Verunreinigungen, den Feuchtegehalt oder die Stoffzusammensetzung darstellen kann. Zur Bestimmung des

Dielektrizitätswertes kann nach dem Stand der Technik vor allem bei flüssigen Füllgütern auf das kapazitive Messprinzip zurückgegriffen werden. Dabei wird der Effekt genutzt, dass sich die Kapazität eines Kondensators proportional mit dem Dielektrizitätswert desjenigen Mediums, das sich zwischen den zwei Elektroden des Kondensators befindet, ändert.

Alternativ ist es auch möglich, den Dielektrizitätswert eines (flüssigen)

Mediums in einem Behälter-Inneren quasi parasitär bei dessen

Füllstandsmessung mitzubestimmen. Dies erfordert das Messprinzip des geführten Radars, bei dem Mikrowellen über einen elektrisch leitfähigen Wellenleiter in das Medium geführt werden. Beschrieben ist diese kombinierte Füllstands- und Dielektrizitäts-Messung in der Offenlegungsschrift DE 10 2015 117 205 A1.

Eine weitere Alternative zum kapazitiven oder Mikrowellen-basierten

Dielektrizitätswert-Messung besteht in induktiver Messung. Dieses

Messprinzip beruht darauf, dass die resultierende Impedanz einer Spule nicht nur von ihrer Windungszahl, dem Windungsmaterial und dem Material des Spulenkerns abhängt, sondern auch vom Füllgut, das jeweils an die Spule angrenzt und somit vom Magnetfeld der Spule durchdrungen wird.

Dementsprechend kann der Dielektrizitätswert mittels Messung der komplexen Spulen-Impedanz bestimmt werden. Auf Basis der oben genannten Messprinzipien ist der DK-Wert betragsmäßig sehr genau bestimmbar, eine komplexwertige Bestimmung ist jedoch nur vergleichsweise ungenau möglich. Gerade die komplexwertige Bestimmung ist jedoch interessant, um das Füllgut hinsichtlich seiner Eigenschaften bzw. seiner Zusammensetzung näher charakterisieren zu können.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Messgerät

bereitzustellen, mit dem der Dielektrizitätswert auch komplexwertig mit einer hohen Genauigkeit bestimmt werden kann. Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Messgerät zur Messung eines Dielektrizitätswertes eines in einem Behälter befindlichen Füllgutes. Gemäß der Erfindung umfasst es zumindest:

- Eine Signalerzeugungs-Einheit, die konzipiert ist, um

- eine Sende-Elektrode derart mittels eines elektrischen

Wechselspannungs-Signals anzusteuern, dass die Sende-Elektrode ein

Radar-Signal in Richtung des Füllgutes aussendet,

- eine Empfangs-Elektrode, die so im Behälter anordbar ist, um das

Radar-Signal nach Durchlauf durch das Füllgut zu empfangen,

- eine Auswertungs-Einheit, die ausgelegt ist, um o anhand des von der Empfangs-Elektrode empfangenen Radar- Signals eine Amplitude, eine Phasenverschiebung und/oder eine Signal-Laufzeit zwischen Sende-Elektrode und Empfangs- Elektrode zu ermitteln, und

o um anhand der ermittelten Signal-Laufzeit, Phasenverschiebung und/oder der ermittelten Amplitude den Dielektrizitätswert zu bestimmen. Dabei kann der Realteil des Dielektrizitätswertes anhand der Signallaufzeit bzw. der Phasenverschiebung bestimmt werden; Der Imaginärteil lässt sich anhand der gemessenen Signal-Amplitude ermitteln.

Vorteilhaft an dem erfindungsgemäßen Messgerät bzw. dem damit

einhergehenden Messverfahren ist, dass sich der Dielektrizitätswert auch komplexwertig über einen weiten Messbereich mit hoher Messauflösung bestimmen lässt. Dabei ist lediglich ein begrenzter schaltungstechnischer Aufwand erforderlich.

Im Kontext dieser Erfindung definiert sich der Begriff„Radar“ als allgemein als Signal bzw. elektromagnetische Welle mit einer Frequenz zwischen 0.03 GHz und 300 GHz. Bezüglich des erfindungsgemäßen Messgerätes ist es jedoch von Vorteil, wenn die Signalerzeugungs-Einheit ausgelegt ist, das

Wechselspannungs-Signal mit einer Frequenz zwischen 0,4 GHz und 30 GHz, zu erzeugen. Unter dem Begriff„Einheit wird im Rahmen der Erfindung prinzipiell jede elektronische Schaltung verstanden, die für ihren Einsatzzweck geeignet ausgelegt ist. Es kann sich also je nach Anforderung um eine Analogschaltung zur Erzeugung bzw. Verarbeitung entsprechender analoger Signale handeln. Es kann sich jedoch auch um eine (halbleiterbasierte) Digitalschaltung wie einem FPGA oder einen Speichermedium in Zusammenwirken mit einem

Programm handeln. Dabei ist das Programm ausgelegt, die entsprechenden Verfahrensschritte durchzuführen bzw. die notwendigen Rechenoperationen der jeweiligen Einheit anzuwenden. In diesem Kontext können verschiedene elektronische Einheiten des Messgerätes im Sinne der Erfindung potentiell auch auf einen gemeinsamen physikalischen Speicher zurückgreifen bzw. mittels derselben physikalischen Digitalschaltung betrieben werden.

Das Messgerät lässt sich besonders energieeffizient betreiben, wenn die Sende-Elektrode und die Empfangs-Elektrode jeweils zumindest eine dielektrische Resonatorschicht und eine metallische Reflektionsschicht, die in Bezug zur jeweils anderen Elektrode hinter der dielektrischen

Resonatorschicht angebracht ist, umfassen. In diesem Kontext ist es außerdem von Vorteil, wenn die dielektrischen Resonatorschichten aus einem Material gefertigt sind, dass einen relativen Dielektrizitätswert zwischen 2 und 30 aufweist. Durch die Resonatorschichten lässt sich das Radar-Signal in einem weiten Wertebereich von Dielektrizitäts-Werten des Füllgutes aus- bzw. einkoppeln. Zudem ist es vorteilhaft, wenn das Material, aus dem dielektrische Resonatorschicht gefertigt ist, eine magnetische Permeabilität zwischen 0,5 und 10 aufweist. Hierdurch lassen sich die Baugrößen der Sende- und

Empfangs-Elektrode verringern.

Eine effiziente Sende-Elektrode bzw. eine effiziente Empfangs-Elektrode lässt sich beispielsweise auf Leiterplattenbasis realisieren, wenn die Sende- Elektrode und die Empfangs-Elektrode jeweils zumindest ein Array aus Planar-Strahlern, das in Bezug zur jeweils anderen Elektrode entweder vorderseitig auf der dielektrischen Resonatorschicht oder im Inneren der dielektrischen Resonatorschicht angeordnet ist, umfasst. Dabei kann die Resonatorschicht durch das Leiterplattensubstrat ausgebildet werden. Die metallische Reflektionsschicht und die Planar-Strahler können analog zu Leiterbahn-Strukturierung als ggf. strukturierte Kupfer- oder Silber-Lagen konzipiert und gefertigt werden. Zwecks optimierter Abstrahlung des Radar- Signals ist es in diesem Zusammenhang außerdem vorteilhaft, wenn die dielektrische Resonatorschicht bzw. das Leiterplattensubstrat eine Tiefe aufweist, die einem Viertel der Wellenlänge des Radar-Signals oder einem Vielfachen hiervon entspricht.

Das anzuwendende Verfahren zur Bestimmung der Signallaufzeit des Radar- Signals ist erfindungsgemäß nicht fest vorgegeben. So kann als Messprinzip beispielsweise das Pulslaufzeit-Verfahren, das FMCW-Verfahren (Akronym für „Frequency Modulated Continuos Wave“) oder ein Phasenauswertungs- Verfahren, wie bspw. ein interferometrisches Verfahren, angewendet werden. Die Messprinzipien des FMCW- und Pulsradar- basierten Laufzeit- Messverfahren werden beispielsweise in„Radar Level Measurement“; Peter Devine, 2000 beschrieben.

Wenn das Messgerät konzipiert ist, die Signallaufzeit mittels des FMCW- Verfahrens zu bestimmen, ist die Signalerzeugungs-Einheit auszulegen, um das Wechselspannungs-Signal derart mit einer variierenden Frequenz zu erzeugen, dass die Auswertungs-Einheit die Signal-Laufzeit anhand einer Differenzfrequenz zwischen dem ausgesendeten Radar-Signal und dem empfangenen Radar-Signal bestimmen kann. Bei Implementierung des Pulslaufzeit-Verfahrens ist die Signalerzeugungs-Einheit auszulegen, um Wechselspannungs-Signal derart pulsförmig zu erzeugen, dass die

Auswertungs-Einheit die Signal-Laufzeit anhand einer Pulslaufzeit zwischen der Sende-Elektrode und der Empfangs-Elektrode bestimmen kann.

Analog zum erfindungsgemäßen Messgerät wird die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, zudem durch ein entsprechendes Verfahren gelöst, dass zur Messung eines Dielektrizitätswertes eines in einem Behälter befindlichen Füllgutes dient. Korrespondierend zum Messgerät umfasst es folgende Verfahrensschritte:

- Aussenden eines Radar-Signals in Richtung des Füllgutes,

- Empfang des Radar-Signals nach Durchlauf durch das Füllgut,

- Bestimmung einer Amplitude des empfangenen Radar-Signals

und/oder einer Signal-Laufzeit zwischen Aussenden und Empfang des Radar-Signals, und

- Ermittlung des Dielektrizitätswertes anhand der Amplitude, der

Phasenverschiebung und/oder der Signallaufzeit.

Anhand der nachfolgenden Figuren wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 : eine schematische Anordnung eines erfindungsgemäßen Messgerätes an einem Behälter, Fig. 2: einen prinzipiellen Aufbau des erfindungsgemäßen Messgerätes,

Fig. 3: eine Frontalansicht der Sende-Elektrode bzw. der Empfangs-Elektrode, und

Fig. 4: eine mögliche Integration des Messgerätes in einen vibronischen Grenzstand-Detektor.

Zum allgemeinen Verständnis des erfindungsgemäßen Messgerätes 1 ist in Fig. 1 eine schematische Anordnung des Messgerätes 1 an einem Behälter 2 gezeigt. Dabei befindet sich in dem Behälter ein Füllgut 3, dessen

Dielektrizitätswert DK zu bestimmen ist. Flierzu ist das Messgerät 1 seitlich an einem Anschluss des Behälters 2, wie bspw. einem Flanschanschluss angeordnet. Dabei ist das Messgerät 1 so ausgelegt, dass zwei Elektroden 11 a, 11 b des Messgerätes 1 in Kontakt mit dem Füllgut 3 stehen. Die

Elektroden 11 a, 11 b sind parallel zueinander ausgerichtet, so dass sich das Füllgut 3 zumindest teilweise zwischen den Elektroden 11 a, 11 b befindet.

Bei dem Füllgut 3 kann es sich um Flüssigkeiten wie Getränke, Lacke, Zement oder Treibstoffe wie Flüssiggase oder Mineralöle handeln. Denkbar ist jedoch auch die Verwendung des Messgerätes 1 bei Schüttgut-förmigen Füllgütern 3, wie bspw. Getreide oder Mehl. Das Messgerät 1 kann mit einer

übergeordneten Einheit 4, zum Beispiel einem Prozessleitsystem, verbunden sein. Als Schnittstelle kann etwa„PROFIBUS“,„HART“ oder„Wireless

HART“ implementiert sein. Hierüber kann der Dielektrizitätswert DK übermittelt werden. Es können aber auch anderweitige Informationen über den

allgemeinen Betriebszustand des Messgerätes 1 kommuniziert werden.

Der prinzipielle schaltungstechnische Aufbau des Messgerätes 1 wird anhand von Fig. 2 näher veranschaulicht: Wie zu erkennen ist, fungiert eine der

Elektroden 11 a, 11 b als Sende-Elektrode 11 a für ein auszusendendes Radar- Signal SHF. Die zweite, parallel gegenüber angeordnete Elektrode 11 b dient als Empfangs-Elektrode 11 b für das eingehende Radar-Signal SHF, nachdem es das Füllgut 3 zwischen den zwei Elektroden 11a, 11 b durchdrungen hat. Auch wechselseitiges Senden/Empfangen wäre möglich. Von der Struktur her sind die zwei Elektroden 11 a, 11 b prinzipiell analog aufgebaut: Den Kern jeder Elektrode 11 a, 11 b bildet eine plattenförmig ausgelegte Resonatorschicht 110 aus einem dielektrischen Material. Um als Resonator für das Radar-Signal SHF ZU wirken, ist das Material der

Resonatorschicht 110 vorzugsweise so zu wählen, dass es einen

Dielektrizitätswert zwischen 2 und 30 aufweist. In diesem Zusammenhang ist es außerdem vorteilhaft, wenn dieses Material eine magnetische Permeabilität zwischen 0,5 und 10 aufweist, um so die Baugröße zu reduzieren.

Dementsprechend können als potentielle Materialien beispielsweise

- Keramiken wie AI2O3,

- (Glasfaserverstärkte) Kunststoffe, wie insbesondere PE, PP, PTFE,

- oder metallische Gläser, wie beispielsweise gemäß der

Veröffentlichungsschrift US 20160113113 A1 beschrieben, verwendet werden. Auf der rückseitigen Fläche der Resonatorschicht 110 jeder Elektrode 11 a, 11 b (in Bezug zu der jeweils anderen Elektrodel 1 a, b) ist vorzugsweise vollflächig eine metallische Reflektionsschicht 111 aufgebracht. Sie dient als Reflektor für das Radar-Signal SHF, wodurch die Intensität des Radar-Signals SHF zwischen den zwei Elektroden 11 a, 11 b erhöht wird.

Zur Erzeugung des Radar-Signals SHF steuert eine Signalerzeugungs-Einheit 12 die Sende-Elektrode 11 a mittels eines entsprechenden

Wechselspannungs-Signal SHF an. Dabei wird die Wellenlänge des Radar- Signals SHF durch die Frequenz des Wechselspannungs-Signals SHF festgelegt. Da der Dielektrizitätswert DK des Füllgutes 3 erfindungsgemäß durch Messung der Amplitude des empfangenen Radar-Signals S _HF bzw. durch Messung der Signal-Laufzeit zwischen Sende-Elektrode 11 a und Empfangs-Elektrode 11 b ermittelt wird, ist die Empfangs-Elektrode 11 b an eine hierzu ausgelegte Auswertungs-Einheit 13 angeschlossen. Hierdurch empfängt die Auswertungs-Einheit 13 das an der Empfangs-Elektrode eintreffende Radar-Signal SHF entsprechend als elektrisches Empfangssignal e _HF . Da sich die Amplitude proportional zum Imaginärteil des

Dielektrizitätswertes DK verhält, kann anhand der Amplitude des

empfangenen Radar-Signals SHF der Imaginärteil bestimmt werden. Analog gilt dies für die Signal-Laufzeit bzw. die Phasenverschiebung und den Realteil des Dielektrizitätswertes DK.

Da es erfindungsgemäß nicht fest vorgeschrieben ist, welches Messprinzip zur Bestimmung der Signal-Laufzeit des Radar-Signals SHF eingesetzt wird, sind die Auswertungs-Einheit 13 und der Signalerzeugungs-Einheit 12 in

Abhängigkeit des implementierten Messprinzips auszulegen. Hierbei kann auf jeweils bekannte Schaltungskomponenten zurückgegriffen werden: Im Fall von FMCW kann die Signalerzeugungs-Einheit 12 auf Basis einer PLL („Phase Locked Loop“) aufbaut sein; Die Auswertungs-Einheit 13 kann mittels eines Mischers das gesendete Wechselspannungs-Signal SHF mit dem Empfangs- Signal e _HF mischen, um anhand der Differenzfrequenz des gemischten Signals die Laufzeit zu ermitteln. Dies kann beispielsweise per FFT („Fast Fourier Transformation“) des gemischten Signals e _HF mittels eines entsprechenden Rechenblocks erfolgen.

Bei Implementierung des Puls-Laufzeit-Verfahrens kann die

Signalerzeugungs-Einheit 12 zur pulsförmigen Erzeugung des

Wechselspannungs-Signals SHF einen entsprechend zyklisch angesteuerten Oszillator, beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator oder lediglich einen Quarzoszillator, umfassen. Die Auswertungs-Einheit 13 kann das Empfangs-Signal e _HF beim Puls-Laufzeit-Verfahren durch Unterabtastung verarbeiten. Somit kann die Auswertungs-Einheit 13 die Signal-Laufzeit des korrespondierenden Signalmaximums anhand des abgetasteten und somit zeitgedehnten Signals ermitteln.

In der gezeigten Ausführungsvariante der Sende-Elektrode 11a bzw. der Empfangs-Elektrode 11 b ist auf der vorderseitigen Fläche der

Resonatorschicht 110 (wiederum in Bezug zu der jeweils anderen

Elektrodel 1 a, b) jeweils ein Array 112 aus Planar-Strahlern angebracht. Wie in Fig. 3 zu erkennen ist, umfasst das Array 112 in der gezeigten

Ausführungsvariante der Elektroden 11 a, 11 b drei mal drei in etwa rechteckige Patchantennen, Bei einer Frequenz zwischen 2 GHz und 30 GHz kann die Kantenlänge der Patchantennen zwischen 0,2 mm und 50 mm betragen.

Vorteilhaft ist es allgemein, wenn die Kantenlänge deutlich kleiner als ein Viertel der Wellenlänge des Radar-Signals SHF ist, da in diesem Fall kein elektromagnetisches Fernfeld ausgebildet wird.

Elektrisch sind die Patchantennen vorzugsweise auf das gleiche Potential zu legen. Flierzu können die Patchantennen beispielsweise über ein

Verteilernetzwerk, das als entsprechende Mikrostreifenleitungen (nicht dargestellt) ausgeführt ist, miteinander kontaktiert sein. Im Gegensatz zu der gezeigten Ausführungsvariante könnten die Patchantennen beispielsweise auch als Fraktal- oder Spiral-Strahler realisiert sein.

Vorteilhaft an der in Fig. 2 bzw. 3 gezeigten Ausführung der Elektroden 11 a, 11 b ist, dass sie auf Leiterkartenbasis realisiert werden können. Dabei können die dielektrischen Resonatorschichten 110 durch das Leiterplattensubstrat gebildet werden. Die Patchantennen 112 und die rückseitigen metallischen Reflektionsschichten 111 können beispielsweise als entsprechend

strukturierte Kupfer- oder Silber-Lage realisiert werden.

Im Gegensatz zu der gezeigten Ausführungsvariante könnten das Array 112 der Patchantennen anstelle der oberflächigen Anordnung auch als

tieferliegende Schicht innerhalb der Leiterplatte bzw. innerhalb der

Resonatorschicht 110 realisiert werden. Dabei kann die Resonatorschicht 110 bei dieser Ausführungsform zudem vor den Patchantennen 112 (in Bezug zur Abstrahlrichtung des Radar-Signals SHF) mit entsprechenden Aussparungen konzipiert werden. Hierdurch wird die Abstrahlung bzw. der Empfang des Radar-Signals SHF weiter auf den Bereich zwischen den Elektroden 11 a, 11 b fokussiert.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsvariante der Elektroden 11a, 11 b ist die Signalerzeugungs-Einheit 12 zur Übertragung des Wechselspannungs- Signals SHF an die Sende-Elektrode 11 a mit dessen metallischer

Reflektionsschicht 111 kontaktiert. Die Auswertungs-Einheit 13 kontaktiert analog dazu die metallische Reflektionsschicht 111 der Empfangs-Elektrode 11 b. Anstelle dieser Form der Kontaktierung der Elektroden 11 a, 11 b ist es auch möglich, die Signalerzeugungs-Einheit 12 bzw. die Auswertungs-Einheit 13 zusätzlich oder alternativ zu den Reflektionsschichten 111 mit dem Patchantennen-Array 112 zu kontaktieren. Hierdurch ergibt sich eine erhöhte Sende- bzw. Empfangs-Effizienz.

In Fig. 4 wird eine mögliche Integration des Dielektrizitätswert-Mesgerätes 1 in einem vibronischen Grenzstand-Sensor 5 gezeigt, wobei der gezeigte

Grenzstand-Sensor 5 auf dem Zwei-Schwinggabel Prinzip basiert. Dabei ist die Sende-Elektrode 11 a in einer der zweit Schwinggabeln integriert, die Empfangselektrode 11 b ist gegenüberliegend in der zweiten Schwinggabel integriert. Durch die Integration der Elektroden 11a, 11 b bzw. der

Signalerzeugungs-Einheit 12 und der Auswertungs-Einheit 13 lassen sich diese zwei Messprinzipien, Grenzstand-Messung und Dielektrizitäts-Messung, in ein und demselben Messgerät realisieren.

Bezugszeichenliste

1 Messgerät

2 Behälter

3 Füllgut

4 Übergeordnete Einheit

5 Vibronischer Grenzstand-Detektor

1 1 a,b Sende-/ Empfangs-Elektrode

12 Signalerzeugungs-Einheit

13 Auswertungs-Einheit

1 10 Resonatorschicht

1 1 1 Reflektionsschicht

1 12 Planarstrahler-Array

DK Dielektrizitätswert

d Tiefe der Resonator-Schicht

eHF Empfangs-Signal

SHF Radar-Signal

SHF Wechselspannungs-Signal