DOMAINE TECHNIQUE AUQUEL SE RAPPORTE L'INVENTION La présente invention concerne la métrologie optique par méthode interférométrique.

Elle concerne plus particulièrement un système de mesure interférométrique permettant de réduire l'influence du bruit d'intensité qui affecte l'onde lumineuse émise par la source à spectre large, utilisée dans ce système de mesure.

L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans la réalisation d'un gyromètre interférométrique à fibre optique comprenant un tel système de mesure et dans la réalisation d'une centrale d'attitude ou de navigation inertielle utilisant un tel gyromètre.

ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE

De manière connue (voir notamment H.C. Lefèvre, « The Fiber-Optic Gyroscope », 2 ^nd Edition, Artech House, 2014), un gyromètre interférométrique à fibre optique, dit aussi gyrofibre (et en anglais, Interferometric Fiber-Optic Gyroscope, ou l-FOG, ou aussi simplement FOG, ou bien enfin fiber gyro) comporte les éléments suivants :

- une source lumineuse à spectre large émettant une onde lumineuse source ; - un routeur optique qui envoie une partie de l'onde lumineuse source dans la porte d'entrée-sortie commune de l'interféromètre en anneau (appelé aussi interféromètre de Sagnac, et ring interferometer en anglais) et qui dirige une partie de l'onde retour de l'interféromètre sur un détecteur ; cette partie de l'onde retour sera appelée l'onde de sortie du système ; ce routeur peut en particulier être un coupleur 50-50 (dit aussi 3dB), une jonction en Y ou un circulateur ;

- un polariseur sur cette porte d'entrée-sortie commune, qui sélectionne le même état de polarisation pour l'onde d'entrée et pour l'onde retour de l'interféromètre en anneau ;

- un séparateur-recombineur de faisceau qui sépare les ondes qui vont, ensuite, se propager en sens opposé dans la bobine de fibre, puis interférer après recombinaison ; cette bobine crée la dépendance à la vitesse de rotation Ω par effet Sagnac-Laue, et la fibre utilisée est préférentiellement une fibre à conservation de polarisation (PM pour polarization maintaining en anglais) ; et

- un modulateur de phase placé à une extrémité de la bobine. La source lumineuse à spectre large est préférentiellement une source d'émission spontanée, amplifiée par émission stimulée (en anglais, Amplified Spontaneous Emission, ou ASE). Le terme ASE est le terme le plus utilisé aujourd'hui pour un tel type de source, mais existent aussi le terme superluminescent (cas des diodes superluminescentes à semi-conducteur, et en anglais Superluminescent Diode ou SLD) et le terme superfluorescent (cas des sources à fibre dopée terre rare, et en anglais Superfluorescent Fiber Sources ou SFS). La terre rare préférentiellement utilisée est l'erbium, de symbole chimique Er, qui émet dans la fenêtre de longueur d'onde 1525 nm-1565nm. En effet, c'est la technologie utilisée en télécommunications optiques avec les amplificateurs à fibre dopée erbium (erbium-doped fiber amplifier, d'abréviation EDFA, en anglais).

L'ensemble polariseur, séparateur-recombineur et modulateur, est préférentiellement réalisé avec un circuit multi-fonction en optique intégrée (multi- function integrated-optic circuit, ou MIOC en anglais) sur substrat électro-optique de niobate de lithium (LiNb0 ₃ ) et les guides sont fabriqués par échange protonique recuit (annealed proton exchange, d'abréviation APE en anglais). Plutôt qu'un seul modulateur de phase, il y a une paire de modulateurs, connectés en push-pull, sur les 2 branches de la jonction en Y qui remplit la fonction de séparateur-recombineur.

Le gyromètre comprend également :

- le détecteur qui reçoit du routeur l'onde de sortie du système et la transforme en signal électrique analogique de mesure ;

- un convertisseur analogique-numérique qui transforme ce signal électrique analogique en signal numérique de mesure, ce signal électrique analogique ayant été préalablement amplifié, mais aussi filtré en fréquence, pour respecter le critère de Shannon de cet échantillonnage numérique ;

- une unité de traitement numérique du signal qui analyse ce signal numérique pour en extraire le paramètre à mesurer, donc la vitesse de rotation Ω de la bobine dans le cas d'un gyromètre, et qui fournit la tension de contrôle du modulateur de phase via un convertisseur numérique-analogique et un amplificateur analogique.

L'utilisation d'une source lumineuse amplifiée par émission stimulée (donc source dite ASE pour Amplified Spontaneous Emission) dans un tel système de mesure présente de nombreux avantages.

Tout d'abord, une telle source lumineuse génère directement la lumière dans un guide monomode ce qui permet un couplage efficace de l'onde lumineuse source avec les différents composants qui comportent des fibres ou des guides monomodes. On dit qu'une telle source ASE a une grande cohérence spatiale.

A l'inverse, de par son spectre large, une telle source présente une faible cohérence temporelle, ce qui permet de limiter, dans le système, un grand nombre de phénomènes parasites liés à la cohérence : effet de la rétrodiffusion et des rétro- réflexions, effet de l'insuffisance de réjection du polariseur, effet Kerr non linéaire.

Cependant, une source lumineuse d'émission spontanée amplifiée par émission stimulée, donc une source ASE, émet une onde dont la puissance lumineuse est sujette à différentes sources de bruit.

Est connu tout d'abord le bruit photonique qui est un bruit de grenaille ( shot noise en anglais) et qui représente le bruit minimal fondamental, pour tout type d'onde lumineuse. Le bruit photonique est un bruit blanc présentant une densité de puissance de bruit directement reliée à la puissance lumineuse de l'onde.

Plus précisément, le bruit photonique présente une densité de puissance de bruit (en anglais Power Spectral Density ou PSD) proportionnelle, en absolu, à la puissance lumineuse, et donc proportionnelle, en relatif, à l'inverse de cette puissance lumineuse.

Par exemple, un signal lumineux de 30 microwatt (μ\Λ/) de puissance, à une longueur d'onde de 1550 nm, présente une densité de puissance PSD _ph de bruit photonique relatif :

PSD _ph (30μνν) = 10 ^"14 /Hz, soit encore -140 décibels/Hz (-140 dB/Hz). Est aussi utilisé l'écart-type B _ph de bruit photonique relatif, qui est la racine carrée de la densité de puissance de bruit photonique relatif PSD _ph , et donc, dans le cas considéré de 30 μ\Ν :

Β _ρή (30μνν)= PSD _ph ^1/2 = 10 ^"7 /Hz ^1/2

Pour un signal lumineux de puissance lumineuse de 300 μ\Ν, donc dix fois supérieure, la densité de puissance de bruit photonique relatif devient :

Ρ5ϋ _ρή (300μνν) = 10 ^"15 /Hz , soit -150 dB/Hz

soit -10 dB/Hz, et donc un facteur 10 en dessous, par rapport au cas des 30 μ\ΛΛ

C'est par contre seulement un facteur racine carrée de 10 (10 ^1/2 = 3) en dessous, pour l'écart-type B _ph du bruit photonique relatif :

B _ph (300μνν)= PSD _ph ^1/2 * 0,3 x 10 ^"7 /Hz ^1/2

L'onde lumineuse émise par une source à spectre large présente par ailleurs un bruit d'intensité, c'est-à-dire des fluctuations de la puissance lumineuse, s'ajoutant au bruit photonique. Ce bruit d'intensité est plus précisément appelé bruit d'intensité relative en excès {excess Relative Intensity Noise, en anglais, ou excess RIN ou simplement RIN ). Ce bruit en excès, s'ajoutant au bruit photonique, sera par la suite désigné ici simplement comme le bruit d'intensité, ou bien le RIN, qui affecte l'onde lumineuse.

Ce bruit d'intensité (ou RIN) est aussi un bruit blanc pour les fréquences assez basses utilisées en pratique dans le traitement du signal du gyrofibre (quelques MHz au plus). En effet, on peut considérer que le RIN est un bruit blanc pour les fréquences inférieures au dixième de la pleine largeur à mi-hauteur (en anglais, Full Width at Half Maximum avec, comme abréviation, FWHM) du spectre en fréquence optique de l'onde, soit 100 à 300 gigahertz (GHz) pour une FWHM-f en fréquence de 1 à 3 térahertz (THz), ce qui correspond, en longueur d'onde, à une FWHM-λ de 7 à 20 nm autour de 1550 nm.

Le bruit d'intensité (ou RIN), qui affecte une onde lumineuse à spectre large, présente donc aux basses fréquences une densité de puissance de bruit relatif, PSDRI _N , constante en fonction de la fréquence, et approximativement égale à l'inverse de la pleine largeur à mi-hauteur du spectre en fréquence optique (FWHM- f) ; c'est-à-dire :

PSDRIN = 1/ FWHM-f .

Cette loi en 1 / FWHM-f vient du fait que le bruit d'intensité (ou RIN) est dû aux battements aléatoires entre l'ensemble des différentes composantes fréquentielles du spectre large continu de l'onde lumineuse, ces composantes de fréquences différentes interférant entre elles avec des phases aléatoires. Ce bruit est le résultat d'une loi d'autocorrélation, et sa densité de puissance de bruit PSD _R | _N (f) commence à la fréquence nulle, puis décroit et présente une largeur à mi-hauteur sensiblement égale à celle du spectre optique de la source lumineuse, ce spectre optique étant lui en revanche centré autour d'une fréquence très haute : environ 200 THz, pour une longueur d'onde de 1550 nm.

Ainsi, le même signal lumineux de 30 μW de puissance lumineuse qui présenterait une pleine largeur à mi-hauteur, FWHM-λ, de 7,5 nm autour de 1550 nm en longueur d'onde, soit en fréquence optique, une FWHM-f de 1 THz, donc de 10 ¹² Hz, autour de 200 THz, aurait, à basse fréquence, une densité constante de puissance de bruit d'intensité relative, donc de RIN, PSDRIN :

PSDRI _N (7,5 nm) * 1/(10 ¹² Hz) = 10 ^"12 /Hz, soit -120 dB/Hz ce qui est donc 20 dB/Hz au-dessus de la densité de puissance de bruit photonique relatif, PSD _ph de -140 dB/Hz. En écart-type de bruit, B IN, ce sera un facteur 10 au dessus :

BRIN (7,5 nm) = PSD _R | _N ^{1/2 «} 10 ^"6 /Hz ^1/2

quand : Β _ρή (30μνν)= PSD _ph ^1/2 = 10 ^"7 /Hz ^1/2 .

En écart-type, le bruit d'intensité relative est indépendant de la puissance optique, mais par contre, le bruit d'intensité absolue est proportionnel à cette puissance optique. En densité de puissance de bruit, donc en carré de l'écart-type, il est toujours indépendant de la puissance optique, en relatif, mais par contre, il est proportionnel au carré de la puissance optique en absolu.

Pour une puissance de 300 μ\Ν, donc 10 fois supérieure aux 30 μ\Ν de l'exemple précédent, la densité de puissance de bruit d'intensité relative reste PSDRI _N = 10 ^"12 /HZ, soit -120 dB/Hz, et elle sera un facteur 1000 au dessus de celle du bruit photonique relatif, et un facteur racine carrée de 1000, donc environ 30, en écart-type.

Le bruit d'intensité (ou RIN) affectant une onde lumineuse à spectre large produite par émission spontanée amplifiée par émission stimulée (ASE), est la source prépondérante de bruit dans un gyrofibre, mais il est possible de le compenser. En effet, une fois généré de façon aléatoire par la source, le bruit d'intensité (RIN) se comporte ensuite comme une modulation d'intensité déterministe habituelle:

- ce bruit d'intensité reste identique, en relatif, quand on divise l'onde lumineuse en plusieurs parties,

- et les fluctuations de puissance liées à ce bruit d'intensité se propagent sans déformation dans une fibre optique, pour les fréquences inférieures à la bande passante de cette fibre, ce qui est le cas en pratique dans un gyrofibre. En effet, comme nous l'avons déjà vu, le traitement du signal fonctionne à des fréquences assez basses (quelques mégahertz au plus) quand la bande passante sur plusieurs kilomètres de la fibre monomode utilisée est de plusieurs centaines de gigahertz.

A partir d'une onde source W _s , présentant une puissance, appelée ici puissance lumineuse source, Ps on peut donc prélever une onde de référence W _RE F qui a une puissance lumineuse, dite de référence, PREF,= 3REF■ Ps , où a _RE F est le coefficient de prélèvement de la référence sur la source. La puissance P _s (t) de la source peut s'exprimer à partir d'une puissance idéale sans RIN, P _S -ID, et d'un coefficient multiplicatif M _R | _N (t) représentant les fluctuations temporelles relatives qui sont dues au RIN qui est un bruit relatif. Ces fluctuations se comportent, comme nous venons de le voir, comme une modulation d'intensité déterministe, et donc :

Ps(t)= PS-ID (1 + M _R , _N (t)).

La puissance de référence P _RE F va suivre les mêmes fluctuations temporelles relatives M _R | _N (t), avec :

PREFW = a _REF ■ PS-ID (1 + M _R | _N (t)).

Maintenant, l'onde de sortie W ₀ UT, de puissance Ρουτ , est elle aussi porteuse de ces mêmes fluctuations temporelles relatives M _R | _N (t), dues au RIN, mais avec un retard temporel τ lié à la propagation dans le système interférométrique, donc :

Ρουτ(ΐ) = POUT-ID (1 + M _R | _N (t-T)) .

La puissance idéale (donc sans RIN) de sortie, POUT-ID , est liée à la puissance idéale (donc sans RIN) de la source, PS-ID, par un coefficient d'atténuation aouT qui dépend de l'atténuation des différents composants du système de mesure, ainsi que par la réponse de l'interféromètre en anneau à une différence de phase ΔΦ :

POUT-ID = a ₀ uT - (1 + cos ΔΦ) . P _S -ID

Cette différence de phase ΔΦ est la somme :

- d'une différence de phase ΔΦ _Ω entre les deux ondes contra-propagatives se propageant dans l'interféromètre, générée par le paramètre à mesurer, et

- d'une différence de phase ΔΦ,τ, entre ces deux ondes, modulée périodiquement, appliquée par le modulateur de phase.

La puissance de sortie, Ρουτ, est convertie en un signal électrique analogique

SOUT, avec un premier détecteur et une première chaîne électronique ayant un gain de conversion optique-électrique g ₀ uT- La puissance de référence, P _RE F, est quand à elle convertie en un signal électrique analogique S _RE F avec un deuxième détecteur et une deuxième chaîne électronique, ayant un gain de conversion optique-électrique

Sont donc obtenus :

- un signal électrique analogique de référence S _REF (t), proportionnel à la puissance de la source Ps(t), et donc entaché des variations relatives M _R | _N liées au bruit d'intensité de la source : S _RE F(Î) = g _RE F . a _RE F . PS-ID ■ (1 + M _R | _N (t)) ;

- ainsi qu'un signal électrique analogique de mesure SOUT(Î), dépendant du paramètre à mesurer Ω, et entaché des mêmes variations relatives M _R | _N , liées au bruit d'intensité de la source, mais retardées du temps de propagation τ dans le système interférométrique : Soirr(t) = goirr - aouT .(1 + οοε ΔΦ) . P _S -ID■ (1 + M _R | _N (t-T)) .

Il est donc possible de compenser l'effet du RIN, entachant le signal de mesure Soirr(t), en soustrayant le signal de référence SREF(Î), après l'avoir multiplié par un coefficient de pondération β qui équilibre les deux chaînes de conversion optique-électrique, ainsi qu'après avoir compensé le retard τ dans l'interféromètre.

Ce coefficient de pondération β équilibre, en absolu, le bruit d'intensité sur le signal de mesure et celui sur le signal de référence (qui sont les mêmes, en relatif). On obtient un signal de sortie compensé Soirr-coMp(t) :

SouT-coMp(t) = SouT(t) - .S _REF (t-T) .

La compensation du retard τ, c'est-à-dire la resynchronisation du signal de référence avec le signal de mesure, peut-être réalisée avec une ligne à retard optique, comme il est proposé dans le document USP 5,331 ,404, ou bien avec un retard électronique analogique ou numérique, comme il est proposé dans le document USP 6,370,289.

Plusieurs points importants doivent être soulignés.

Tout d'abord, une source ASE non-polarisée {unpolarized en anglais), utilisée préférentiellement dans un gyrofibre, est porteuse de RIN, mais si on sélectionne un état de polarisation, son RIN associé est complètement décorrélé de celui de l'état de polarisation orthogonal. Il faut donc choisir, pour la référence, le même état de polarisation que celui utilisé dans l'interféromètre, comme il est expliqué dans le document USP 5,331 ,404.

Par ailleurs, il est préférable de choisir une puissance de référence PREF supérieure à au moins 4 fois la puissance de sortie POUT, afin que le bruit photonique relatif de cette puissance de référence PREF soit au moins 2 fois inférieur à celui de l'onde de sortie, et ait donc un effet négligeable dans la compensation de RIN. Le système de mesure ne sera alors limité que par le bruit photonique théorique de la puissance de sortie POUT-

Ensuite, comme le bruit d'intensité est lié aux battements aléatoires des différentes composantes spectrales du spectre, il est modifié si le spectre est modifié entre l'entrée et la sortie de l'interféromètre. C'est le cas quand est utilisée dans la bobine une fibre monomode classique et un dépolariseur qui génère un spectre cannelé ; par contre, avec une fibre à conservation de polarisation (PM), le spectre est bien conservé et la corrélation entre le RIN de la référence prélevée en entrée, et le RIN du signal de sortie est très bonne.

On connaît du document USP 6,370,289 un gyrofibre tel que décrit ci-dessus, dans lequel l'unité de traitement électronique du signal traite les signaux de mesure SOUT et de référence SREF, pour compenser le bruit du signal de mesure SOUT causé par le bruit d'intensité relative de l'onde lumineuse source, avec le bruit du signal de référence SREF causé par le même bruit d'intensité relative de l'onde lumineuse source, de sorte que le bruit de la mesure compensée du paramètre est réduit.

Le document USP 6,370,289 prévoit plus précisément :

- d'équilibrer l'amplitude du signal de mesure SOUT et l'amplitude du signal de référence S _RE F, de façon à égaliser la puissance de bruit présentée par chacun de ces deux signaux dans un domaine spectral où il n'y a pas de sensibilité au paramètre à mesurer, puis de

- soustraire le signal de référence du signal de mesure.

Selon ce document USP 6,370,289, cette méthode requiert toutefois d'effectuer la transformation de Fourier du signal de mesure et du signal de référence, ce qui amène une complexité importante.

Il est à noter aussi que le document USP 6,370,289, de même que le document USP 5,331 ,404 , décrivent implicitement une modulation de phase A ⁽ tv,(t) sinusoïdale pour la mise au biais de la réponse de l'interféromètre en anneau. Comme il est connu, la puissance de sortie Ρουτ de l'interféromètre est alors modulée aux différentes harmoniques de la fréquence modulation f _m , et il faut donc compenser cet effet en multipliant le signal de référence S _RE F par ces différentes harmoniques avant d'effectuer la différence pondérée entre signal de mesure et signal de référence.

OBJET DE L'INVENTION

Dans ce contexte, la présente invention propose un système de mesure dans lequel l'influence du bruit d'intensité de l'onde lumineuse source, sur la mesure du paramètre physique à mesurer, est compensée efficacement, voire éliminée totalement, par un asservissement, à une valeur optimale, du coefficient de pondération (β) intervenant dans cette compensation. Cet asservissement permet notamment de compenser les évolutions à long terme ou en température du ratio entre les amplitudes des signaux de mesure et de référence. Plus précisément, l'invention propose un système de mesure d'un paramètre comportant :

- une source lumineuse d'émission spontanée amplifiée par émission stimulée, émettant une onde lumineuse source présentant une puissance lumineuse source (Ps) qui est affectée par un bruit d'intensité relative en excès,

- un routeur optique configuré pour :

- prélever une onde lumineuse d'entrée à partir de ladite onde lumineuse source, cette onde lumineuse d'entrée étant dirigée vers un interféromètre en anneau de Sagnac comportant un polariseur, un séparateur- recombineur, un modulateur de phase et une bobine de fibre à conservation de polarisation, l'interféromètre recevant, en entrée, ladite onde lumineuse d'entrée dont l'état de polarisation est sélectionné par le polariseur, et produisant en sortie une onde lumineuse retour selon le même état de polarisation que l'onde lumineuse d'entrée, l'onde lumineuse retour présentant une puissance lumineuse retour ( PBACK) fonction du paramètre à mesurer et fonction d'une différence de phase A ⁽ t> _m entre deux ondes contra-propagatives se propageant dans l'interféromètre introduite par le modulateur de phase,

- prélever, à partir de ladite onde lumineuse retour, une onde lumineuse de sortie, cette onde lumineuse de sortie étant dirigée vers un premier détecteur de rayonnement optique qui délivre un signal de mesure représentatif d'une puissance de sortie (Ρουτ) présentée par l'onde lumineuse de sortie, et pour

- prélever une onde lumineuse de référence à partir de ladite onde lumineuse source, cette onde lumineuse de référence présentant le même état de polarisation que l'onde lumineuse d'entrée et que l'onde lumineuse retour, et étant dirigée vers un deuxième détecteur de rayonnement optique qui délivre un signal de référence représentatif d'une puissance de référence ( PREF) présentée par l'onde lumineuse de référence, et

- une unité de traitement numérique du signal adaptée à traiter les signaux de mesure et de référence pour fournir une mesure dudit paramètre à partir d'un signal de mesure compensé (DQ-COMP) qui est déterminé en calculant une différence pondérée entre :

- un premier signal fonction du signal de mesure, et

- un deuxième signal fonction du signal de référence, le signal de référence étant resynchronisé avec le signal de mesure, et ce deuxième signal étant affecté d'un coefficient de pondération (β).

Selon l'invention, l'unité de traitement numérique du signal est adaptée :

- à commander le modulateur de phase pour moduler la différence de phase ΔΦ,τ, selon une modulation périodique carrée multi-états,

- à déterminer le signal de mesure compensé (DQ-COMP) en appliquant en outre un premier code séquentiel de démodulation numérique (CSDN-Ω), sensible audit paramètre à mesurer,

- à déterminer un signal compensé supplémentaire (D _R | _N-C OMP) :

- en calculant une différence pondérée entre un premier signal supplémentaire, fonction du signal de mesure, et un deuxième signal supplémentaire, fonction du signal de référence, le signal de référence étant resynchronisé avec le signal de mesure, et ce deuxième signal supplémentaire étant affecté du même coefficient de pondération (β) que le deuxième signal,

- et en appliquant un code séquentiel de démodulation numérique (CSDN-RIN) supplémentaire, insensible audit paramètre à mesurer,

- et à asservir ledit coefficient de pondération (β) à la valeur optimale (β _0Ρ ί) qui minimise ou rend inférieure à un seuil donné l'écart statistique ORIN de ce signal compensé supplémentaire (DRIN-COMP)-

L'unité de traitement numérique du signal est adaptée à utiliser cette valeur optimale (β _0Ρ ί) du coefficient de pondération pour déterminer le signal de mesure compensé (D _Q-C OMP)-

Le signal de mesure compensé (D _Q-C OMP), ainsi que le signal compensé supplémentaire (DRIN-COMP), peuvent être déterminés en appliquant le code séquentiel de démodulation numérique correspondant, soit avant, soit après avoir effectué ladite différence pondérée.

Dans la suite, l'invention est présentée dans le cas, non limitatif, où les codes séquentiels de démodulation numérique sont appliqués avant d'effectuer lesdites différences pondérées.

Ainsi, dans la suite, nous considérerons le cas :

- dans lequel le premier code séquentiel de démodulation numérique (CSDN- Ω) est appliqué respectivement au signal de mesure et au signal de référence pour produire les premier et deuxième signaux, dont la différence pondérée est ensuite calculée (pour obtenir le signal de mesure compensé DQ-COMP),

- et dans lequel le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) est appliqué respectivement au signal de mesure et au signal de référence, pour produire les premier et deuxième signaux supplémentaires, dont la différence pondérée est ensuite calculée (pour obtenir le signal compensé supplémentaire D _R | _N-C OMP)- Dans la suite :

- les premier et deuxième signaux sont désignés respectivement comme le signal de mesure démodulé (D _Q-0 UT), et comme le signal de référence démodulé (D _Q-

REF) ; et

- les premier et deuxième signaux supplémentaires sont désignés respectivement comme le signal de mesure démodulé (DRIN-OUT) supplémentaire, et comme le signal de référence démodulé (D _R | _N- R _E F) supplémentaire, sensibles uniquement au bruit relatif d'intensité en excès.

Comme le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) est insensible au paramètre à mesurer, le signal de mesure démodulé (DRIN-OUT) et le signal de référence démodulé (D _R | _N- R _E F) supplémentaires ne dépendent pas de la valeur de ce paramètre. L'asservissement du coefficient de pondération (β) à sa valeur optimale (β _0Ρ ί) est ainsi réalisé sans être perturbé par le paramètre à mesurer, en particulier sans être perturbé par des variations éventuelles de ce paramètre.

Il est rappelé par ailleurs que le bruit d'intensité relative en excès, également appelé RIN, est un bruit blanc aux fréquences utilisées. En outre, dans le système de mesure selon l'invention, le signal de mesure compensé (D _Q -coMp(t)) et le signal compensé supplémentaire (D _R | _N -coMp(t)) proviennent de la même chaîne de détection-amplification-filtrage-numérisation de la puissance de sortie (Ρουτ) ainsi que de la même chaîne de détection-amplification-filtrage-numérisation de la puissance de référence (PREF)- La valeur optimale (β _0Ρ ί) du coefficient de pondération, déterminée pour minimiser l'écart statistique ORIN du signal compensé supplémentaire (D _R | _N -coMp(t)) (ou pour le rendre inférieure à un seuil donné), est donc aussi la valeur qui minimise, pour le signal de mesure compensé (DQ-COMP(Î) ) , l'amplitude des fluctuations causées par le RIN (ou qui permet de les rendre inférieures à un seuil donné). D'autre part, la différence de phase ΔΦ,τ, est modulée ici selon une modulation périodique carrée multi-états, c'est-à-dire qu'elle est, au cours du temps, constante par morceaux, et, bien sûr, périodique.

Une telle modulation périodique carrée multi-états peut par exemple être une modulation carrée à deux états (2-state square-wave modulation en anglais), ou une modulation carrée dite « 4-états » (4-state modulation en anglais), comme décrit dans H.C.Lefèvre, The Fiber-Optic Gyroscope, 2 ^nd édition, Artech House, 2014, pages 136-139. Il peut aussi s'agir de la modulation, dite « 2k+1 », décrite dans le document USP 9,291 ,458.

Le fait que la différence de phase ΔΦ,τ, ainsi modulée soit constante par morceaux permet d'utiliser, pour démoduler les signaux de mesure et de référence, des codes séquentiels de démodulation numérique (CSDN-Ω et CSDN-RIN) particulièrement simples, ne nécessitant qu'une puissance de calcul limitée.

La technique mise en œuvre dans le système de mesure selon l'invention, basée sur des codes séquentiels de démodulation numérique, adaptés spécifiquement à la modulation de phase carré multi-états utilisée, est ainsi d'une grande simplicité par rapport à l'approche proposée dans le document USP 6,370,289 qui requiert la complexité d'une analyse spectrale par transformée de Fourier.

En outre, l'utilisation d'une modulation de phase carrée multi-états pour la mise au biais de l'interféromètre permet de s'affranchir de la multiplication supplémentaire du signal de référence par le signal de mesure, mentionnée précédemment dans la partie relative à l'arrière-plan technologique. En effet, la puissance de sortie est dans ce cas constituée de plateaux constants pour les différents états de la modulation carrée. Il y a des pics de transition entre ces plateaux, mais ces pics sont éliminés par un commutateur rapide. Ces plateaux constants peuvent avoir des niveaux différents, en rotation, dans le cas de la boucle ouverte, mais par contre, en boucle fermée, en particulier lorsqu'une rampe de phase numérique est utilisée, ces plateaux ont le même niveau de puissance.

Pour résumer, dans le système de mesure selon l'invention, la compensation du RIN affectant l'onde lumineuse source est donc réalisée de manière à la fois plus précise, plus fiable, et plus simple que dans l'art antérieur précité.

En outre, le fait d'asservir le coefficient de pondération (β) à sa valeur optimale (βορί) permet de rester toujours à l'optimum de compensation malgré des évolutions de l'atténuation dans l'interféromètre, causées par des variations en température ou par une évolution à long terme.

On peut également prévoir, dans le système de mesure, que

- la puissance de sortie (Ρουτ) présentée par l'onde lumineuse de sortie dépend en outre d'un paramètre additionnel (V _n ), que

- l'unité de traitement numérique du signal est adaptée en outre à déterminer ledit paramètre additionnel (V _n ), à partir d'un deuxième signal de mesure démodulé (DV _TT -OUT) produit en appliquant au signal de mesure un deuxième code séquentiel de démodulation numérique (CSDN-V _n ), insensible au paramètre à mesurer (Ω) et sensible audit paramètre additionnel (V _n ), et que

- le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) est en outre insensible audit paramètre additionnel (V _n ).

On peut prévoir aussi que :

- l'unité de traitement numérique du signal est adaptée plus précisément à moduler la différence de phase Δ<ΐν, selon une modulation dite « 4-états » pour laquelle la différence de phase A ⁽ t> _m présente successivement, au cours de chaque période de modulation, quatre valeurs constantes ΔΦ _Μ = π - α , Δ<ΐ½ = π + α , Δ<ΐ½ = - π + α et ΔΦ _Μ = - π - α, α étant un déphasage inférieur à ττ/2, que

- l'application du premier code séquentiel de démodulation numérique (CSDN- Ω) à un signal à traiter consiste à sommer quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, présentées par ce signal en réponse respectivement à chacune des quatre valeurs de différence de phase ΔΦ _Μ , <t> _b2 , A<t> _b3 , ΔΦ _Μ , les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, ayant été multipliées, préalablement à cette sommation, respectivement par -1 , +1 , +1 , -1 , ou, respectivement, par +1 , -1 , -1 , +1 , et que

- l'application du deuxième code séquentiel de démodulation numérique

(CSDN-Vn) au signal à traiter consiste à sommer les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, en les ayant préalablement multipliées respectivement par -1 , +1 , -1 , +1 , ou, respectivement, par +1 , -1 , +1 , -1 .

On peut prévoir en particulier que le déphasage a intervenant dans cette modulation 4-états est compris entre ττ/64 et ττ/2.

Le signal à traiter correspond ici au signal de mesure (SOUT), OU au signal de référence (SREF)-

On peut prévoir en particulier que, après amplification et aussi après un filtrage analogique respectant le critère de Shannon, le signal de mesure (Soirr(t)) et le signal de référence (SREF(Î)) sont échantillonnés numériquement à chacun des quatre états de la modulation susmentionnés, pour donner respectivement :

- un signal numérique S _N -oin-(t) qui prend quatre valeurs numériques S _N -ouT-n (avec n= 1 à 4), pour chacun de ces quatre états de la modulation, et

- un signal numérique SN-REF(Î) qui prend quatre valeurs numériques SN-REF- _Π

(avec n= 1 à 4), pour chacun de ces quatre états de la modulation.

Pour le signal de mesure (Soirr(t)), les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, correspondent alors aux quatre valeurs S _N -OUT--I , SN-OUT-2, SN-OUT-3, SN-OUT-4, tandis que pour le signal de référence (SREF(Î)), les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, X4 correspondent aux quatre valeurs SN-REF--I , SN-REF-2, SN-REF-3, SN-REF-4-

Les signaux de mesure et de référence démodulés 0 _Ω-Ο υτ(ΐ) et obtenus en appliquant le premier code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Ω, - + + - , sont alors déterminés conformément aux formules suivantes :

Dn-oirr(t) = CSDN- ^Q (SN-ouT(t)) = - SN-OUT-1 + SN-OUT-2 + SN-OUT-3 - SN-OUT-4 et DQ-REF(Î) = CSDN-Q(SN-REF(t)) = - SN-REF-1 + SN-REF-2 + SN-REF-3 - SN-REF-4

(ou, bien sûr, conformément aux formules 0 _Ω-Ο υτ(ΐ) = CSDN- ^Q (S _N -ouT(t))= + S _N -OUT-I - SN-OUT-2 - SN-OUT-3 + SN-OUT-4 et DQ-REF(Î) = CSDN-Q(SN-REF(t)) = + SN-REF-1 - SN-REF-2 -

Les signaux de mesure et de référence démodulés D _Vn -ouT(t) et DV _TT -REF^), obtenus en appliquant le deuxième code séquentiel de démodulation numérique CSDN-V _n , - + - + , sont alors déterminés conformément aux formules suivantes :

Ονπ-ουτ(ΐ) = CSDN-V _N (SN-ouT(t)) = - SN-OUT-1 + SN-OUT-2 - SN-OUT-3 + SN-OUT-4 et DvTT-REF(t) = CSDN-Vn(SN-REF(t)) = - SN-REF-1 + SN-REF-2 - SN-REF-3 + SN-REF-4 (ou, bien sûr, conformément aux formules Dn-oirr(t) = + SN-OUT-I - SN-OUT-2 + SN-OUT-3 - SN-OUT-4 et = + SN-REF-1 - SN-REF-2

Selon un mode de réalisation envisageable, il est prévu que les deux démodulations réalisées respectivement par le premier code séquentiel de démodulation numérique (CSDN-Ω) et par le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) sont en quadrature l'une avec l'autre.

On peut prévoir alors, dans le cas particulier de la modulation de phase « 4- états » mentionné ci-dessus, que l'application du code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire CSDN-RIN, noté dans ce cas + + - - (ou - - + +), consiste à sommer les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, X4 en les ayant préalablement multipliées respectivement par +1 , +1 , -1 , -1 , ou, respectivement, par -1 , -1 , +1 , +1 .

Selon un autre mode de réalisation, il est prévu que le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) est sensible à une composante périodique présentant une fréquence égale à la fréquence de modulation divisée par un nombre pair, en particulier divisée par 2.

Comme le RIN peut être assimilé ici à un bruit blanc, la valeur optimale (β _ορ du coefficient de pondération (β) est la même à la fréquence de modulation qu'à d'autres fréquences. Le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN), sensible à une composante de fréquence différente de la fréquence de modulation, est donc avantageusement insensible au paramètre à mesurer, tout en permettant d'asservir le coefficient de pondération (β) à une valeur qui correspond effectivement à la valeur permettant de compenser, de manière optimale, le RIN à la fréquence de modulation.

On peut prévoir en particulier, dans ce cas, pour la modulation de phase « 4- états » mentionné ci-dessus, que l'application du code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire CSDN-RIN, noté alors + + + + (ou + + + +), consiste à sommer les quatre valeurs χ-ι , x ₂ , X3, présentées par le signal à traiter sur une période de modulation, et à leur soustraire la somme des quatre valeurs x-i , x ₂ , X3, X4 présentées par le signal à traiter sur la période de modulation suivante. La séquence de démodulation utilisée, + + + + (ou + + + +) s'étend ainsi sur

8 états successifs et donc 2 périodes de la modulation 4-états.

Dans le cas de la modulation « 4-états » décrite ci-dessus, on constate que les séquences de démodulation numérique n'impliquent que des additions ou des soustractions. Le calcul des signaux démodulés, au moyen de ces séquences de démodulation numérique, est donc rapide à effectuer, et n'introduit pas d'erreur de calcul. Il est en même dans d'autres modulations carrées multi-états, telles que la modulation carrée à 2 états ou la modulation « 2k+1 » susmentionnées.

On notera par ailleurs que, de par la commutativité et l'associativité de l'addition et de la soustraction, il est effectivement possible, comme déjà indiqué, de calculer ladite différence pondérée soit avant, soit après application des codes séquentiels de démodulation numérique.

On peut prévoir en outre que l'application du code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire (CSDN-RIN) à un signal consiste à appliquer à ce signal au moins une opération mathématique (par exemple l'une des opérations ++-- ou ++++—- décrite ci-dessus), à l'exception d'une transformation de Fourier.

Le signal compensé supplémentaire (D _R | _N-C OMP), obtenu comme cela a été présenté ci-dessus, permet d'asservir le coefficient de pondération (β) à ladite valeur optimale (β _0Ρ ί), dont on rappelle qu'elle minimise l'écart statistique a _R iN de ce signal.

Le terme « écart statistique a _R iN » désigne ici l'écart à la valeur moyenne, dû à la dispersion statistique du signal compensé supplémentaire (D _R | _N-C OMP), et donc représentatif de l'amplitude de fluctuations de ce signal autour de sa valeur moyenne. L'écart statistique a _R iN du signal compensé supplémentaire (DRIN-COMP) peut ainsi désigner notamment la variance de ce signal, son écart-type, ou encore, par exemple, son moment centré d'ordre quatre. L'écart statistique a _R | _N du signal compensé supplémentaire (D _R | _N-C OMP) est toujours positif.

On peut prévoir encore que l'unité de traitement numérique du signal est adaptée à déterminer l'écart statistique a _R iN du signal compensé supplémentaire D _R | _N- COMP en calculant une moyenne de la valeur absolue de la différence D _R IN-COMP -< D _R IN-COMP > entre le signal compensé supplémentaire D _R | _N -COMP et sa valeur moyenne <D _R | _N -COMP>- Le calcul de cet écart statistique 0 ^" _R IN basé sur la valeur absolue peut alors être réalisé de manière cumulative, en ne nécessitant que des ressources de calcul limitées.

Dans un mode de réalisation préféré, l'asservissement du coefficient de pondération β à ladite valeur optimale (β _0Ρί ) est réalisé en :

- calculant une différence Aa _R | _N ^) entre :

- une première valeur de l'écart statistique σρϋ _Ν (β+δβ) du signal compensé supplémentaire D _R | _N -COMP, calculée pour une première valeur décalée β+δβ du coefficient de pondération β, et

- une deuxième valeur de l'écart statistique σρϋ _Ν (β-δβ) du signal compensé supplémentaire D _R | _N-C OMP, calculée pour une deuxième valeur décalée β-δβ du coefficient de pondération β, et en

- asservissant le coefficient de pondération β de manière à annuler cette différence Aa _R | _N ^). Comme l'écart statistique a _R | _N ^) du signal compensé supplémentaire D _R | _N-C OMP est minimal pour ladite valeur optimale β _0Ρί , la différence :

Δσρϋ _Ν (βο _Ρ ί) = 0~ _R |N (β _0Ρ ί+δβ) - 0~ _R |N (βο _Ρ ί-δβ) = 0.

Asservir ainsi la différence Aa _R | _N ^) à zéro amène donc le coefficient de pondération β à sa valeur optimale β _ορ ι.

La différence ΔσΒΐΝ(β) passe par zéro, en changeant de signe, à la valeur optimale β _0Ρ ί, et dépend linéairement de β au voisinage de cette valeur. Elle fournit donc un signal d'erreur pour la boucle d'asservissement de compensation de RIN, permettant d'asservir efficacement le coefficient de pondération β à sa valeur optimale β _0Ρ ί.

De plus, comme déjà indiqué, la détermination de l'écart statistique a _R | _N du signal compensé supplémentaire D _R | _N-C OMP ne nécessite que des ressources de calculs limitées, si bien que cet asservissement peut être mis en œuvre avec de telles ressources.

Ainsi, on notera à nouveau, sur l'exemple de ce mode réalisation, que l'ajustement du coefficient de pondération β grâce auquel une compensation efficace du RIN est obtenue, est réalisé de manière nettement plus simple dans le système de mesure selon l'invention que dans l'art antérieur précité.

Préférentiellement, l'écart 2χδβ entre la première valeur décalée β+δβ, et la deuxième valeur décalée β-δβ du coefficient de pondération β, est compris entre 2% et 20% de la valeur du coefficient de pondération β. La demanderesse a en effet constaté qu'une valeur de l'écart 2χδβ comprise dans cette plage de valeurs conduit à un asservissement performant du coefficient de pondération β.

Selon une autre caractéristique additionnelle et non limitative, le système de mesure selon l'invention est adapté pour appliquer un déphasage de contre-réaction entre les deux ondes contra-propagatives se propageant dans l'interféromètre, au moyen dudit modulateur de phase, en fonction du signal de mesure, de manière à compenser un déphasage non-réciproque entre les deux ondes contra-propagatives dépendant dudit paramètre à mesurer. Le système de mesure est ainsi adapté à mesurer ledit paramètre « en boucle fermée » (« closed loop » en anglais).

La présente invention trouve une application particulièrement avantageuse dans la réalisation d'un gyromètre à fibre optique comportant un système de mesure tel que décrit ci-dessus, destiné à mesurer une composante de la vitesse de rotation du gyromètre, suivant un axe de rotation parallèle à l'axe de la bobine de fibre.

Ainsi, la présente invention concerne également un gyromètre comportant un système de mesure conforme à l'invention, le paramètre physique à mesurer correspondant alors à ladite vitesse de rotation (Ω) du gyromètre. La présente invention concerne par ailleurs une centrale d'attitude ou de navigation inertielle comportant au moins un tel gyromètre.

L'invention peut également trouver une application dans la réalisation d'un capteur de courant électrique ou de champ magnétique comportant un système de mesure conforme à l'invention, destiné à mesurer une différence de phase produite, dans l'interféromètre en anneau de SAGNAC, par effet FARADAY.

DESCRI PTION DÉTAILLÉE D'UN EXEMPLE DE RÉALISATION La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée.

Sur les dessins annexés :

la figure 1 est une vue schématique d'un système de mesure selon un premier mode de réalisation de l'invention ;

la figure 2 est une vue schématique d'un système de mesure selon un deuxième mode de réalisation de l'invention ;

chacune des figures 3, 4 et 5 représente schématiquement un signal, mesuré au moyen du système de mesure de la figure 1 , ou de la figure 2, ainsi que des signaux obtenus par traitement de ce signal mesuré ;

la figure 6 est un schéma fonctionnel représentant les principales opérations de traitement du signal mises en œuvre dans le système de mesure de la figure 1 , ou de la figure 2, pour déterminer un paramètre à mesurer ;

la figure 7 représente schématiquement l'écart statistique d'un signal bruité, déterminé dans ce système de mesure, en fonction d'un paramètre de pondération intervenant dans les opérations de traitement du signal de la figure 6 ; et - la figure 8 est un schéma fonctionnel représentant plus en détail l'une des opérations de traitement du signal de la figure 6.

Les figures 1 et 2 représentent schématiquement les principaux éléments d'un système de mesure 1 00 ; 200 selon un premier et un deuxième mode de réalisation de l'invention. Les éléments identiques ou similaires de ces deux modes de réalisation sont référencés par les mêmes signes de référence et ne seront pas décrits à chaque fois.

Ce système de mesure 1 00 ; 200 comprend une source lumineuse 1 1 0 d'émission spontanée amplifiée par émission stimulée (ou ASE), telle que décrite dans la partie relative à l'arrière-plan technologique. Cette source lumineuse 1 1 0 émet une onde lumineuse source W _s , qui présente une puissance lumineuse source Ps affectée par un bruit d'intensité relative en excès, ou RIN, comme expliqué précédemment.

Le système de mesure 100 ; 200 comprend différentes voies 101 , 102, 103, 104 de circulation pour la propagation d'ondes lumineuses, ces voies 101 , 102, 103, 104 étant formées ici de sections de fibre optique, par exemple des fibres optiques en silice classiquement utilisées en télécommunications optiques.

Afin d'acheminer et d'aiguiller les différentes ondes lumineuses sur ces différentes voies 101 , 102, 103, 104, le système 100 ; 200 de mesure comporte un routeur optique 120 ; 220.

La principale différence entre le premier (figure 1 ) et le deuxième mode de réalisation (figure 2) du système de mesure réside dans le détail de réalisation de ce routeur optique 120 ; 220.

Quel que soit le mode de réalisation, le routeur optique 120 ; 220 est relié optiquement à la source lumineuse 1 10 (par une voie source 103), de laquelle il reçoit l'onde lumineuse source W _s . Le routeur optique 120 ; 220 est configuré pour prélever alors, à partir de l'onde lumineuse source W _s , une onde lumineuse de référence W _RE F et une onde lumineuse d'entrée W| _N .

L'onde lumineuse de référence W _RE F est ensuite dirigée vers un détecteur de rayonnement optique 142 (appelé deuxième détecteur de rayonnement optique), via une voie de référence 102, tandis que l'onde lumineuse d'entrée W| _N est dirigée vers le port d'entrée-sortie d'un interféromètre en anneau de Sagnac, via une voie d'interféromètre 101 .

Ce deuxième détecteur 142 de rayonnement optique délivre un signal de référence S _RE F, proportionnel à la puissance lumineuse P _RE F de l'onde lumineuse de référence W _REF .

Le routeur optique 120 ; 220 est également configuré pour recevoir, de la voie d'interféromètre 101 , une onde retour W _B ACK sortant de l'interféromètre 130, et pour prélever à partir de cette onde retour W _B ACK une onde lumineuse de sortie W ₀ UT- L'onde lumineuse de sortie WOUT est ensuite dirigée vers un premier détecteur de rayonnement optique 141 , via une voie de sortie 104.

Le premier détecteur 141 de rayonnement optique délivre un signal de mesure SOUT proportionnel à la puissance lumineuse de sortie Ρουτ présentée par l'onde lumineuse de sortie WQUT- L'interféromètre 130 du système de mesure 100 ; 200 est relié par son port d'entrée-sortie à la voie d'interféromètre 101 , de laquelle il reçoit l'onde lumineuse d'entrée W| _N .

L'interféromètre 130 comporte, au niveau de son port d'entrée-sortie, un polariseur 131 A, suivi d'un séparateur-recombineur 131 B. Les deux voies de sortie du séparateur-recombineur 131 B sont reliées respectivement aux deux extrémités d'une bobine de fibre 132, cette fibre étant une fibre optique à conservation de polarisation.

L'onde lumineuse d'entrée WIN, dont la polarisation est sélectionnée par le polariseur 131 A, est ainsi séparée par le séparateur-recombineur 131 B en deux ondes contra-propagatives W et W ₂ , se propageant en sens opposés dans la bobine de fibre 132.

L'interféromètre 130 comprend en outre un modulateur de phase 131 C, placé au niveau de l'une des extrémités de la bobine de fibre 132, adapté à introduire une différence de phase A ⁽ t> _m entre les deux ondes contra-propagatives W et W ₂ .

Ici, l'ensemble comprenant le polariseur 131 A, le séparateur-recombineur 131 B et le modulateur de phase 131 C est réalisé au moyen d'un circuit multifonction 131 en optique intégrée, comme décrit précédemment dans la partie relative à l'arrière-plan technologique.

Après propagation dans la bobine de fibre 132, les deux ondes contra- propagatives W-i et W ₂ sont recombinées au niveau du séparateur-recombineur 131 B pour produire l'onde lumineuse retour W _B ACK, qui sort de l'interféromètre 130 par son port d'entrée-sortie.

L'onde lumineuse retour W _B ACK présente le même état de polarisation que l'onde lumineuse d'entrée W| _N , cet état de polarisation étant fixé par le polariseur 131 A.

La puissance lumineuse retour PBACK de l'onde lumineuse retour W _B ACK dépend de la différence de phase ΔΦ totale, entre ces deux ondes W et W ₂ , lors de leur recombinaison.

Comme la puissance de sortie Ρουτ représente une fraction de la puissance lumineuse retour PBACK de l'onde lumineuse retour W _B ACK, le signal de mesure SOUT dépend, de même que la puissance lumineuse retour PBACK, de la différence de phase ΔΦ totale. Une courbe représentant schématiquement le signal de mesure SOUT en fonction de la différence de phase ΔΦ est tracée sur chacune des figures 3 à 5.

Cette différence de phase ΔΦ est égale à la somme :

- d'une différence de phase ΔΦ _Ω générée par le paramètre Ω à mesurer, et - de la différence de phase ΔΦ,τ, introduite par le modulateur de phase 131 C.

Le signal de mesure, Sou- ΔΦ), permet ainsi de déterminer la différence de phase ΔΦ _Ω , et d'en déduire le paramètre Ω à mesurer.

Ici, le paramètre Ω (physique) à mesurer est la composante Ω de la vitesse de rotation de l'interféromètre 130, suivant un axe de rotation (non représenté) parallèle à l'axe de la bobine de fibre 132 (l'axe de la bobine de fibre est perpendiculaire au plan défini par chaque spire de la bobine).

Dans le premier mode de réalisation du système de mesure 100 selon l'invention (figure 1 ), le routeur optique 120 est réalisé au moyen d'un coupleur fibré deux par deux à quatre ports, à maintien de polarisation. De préférence, ce coupleur est un coupleur équilibré (50-50) transmettant la même puissance lumineuse sur chacun de ses ports de sortie.

Un polariseur 122 supplémentaire est prévu sur la voie de référence 102, entre le routeur optique 120 et le deuxième détecteur 142. Ce polariseur est disposé de manière à sélectionner, pour l'onde lumineuse de référence W _RE F, le même état de polarisation que pour l'onde lumineuse d'entrée W| _N et pour l'onde lumineuse retour W _B ACK- Les fibres optiques formant les voies de circulation 101 et 102 sont par ailleurs des fibres optiques à maintien de polarisation.

En variante, le polariseur supplémentaire mentionné ci-dessus pourrait être disposé non pas sur la voie de référence, mais, par exemple, sur la voie source, entre la source et le routeur optique, la voie source étant alors réalisée elle aussi au moyen d'une fibre optique à maintien de polarisation.

Dans le deuxième mode de réalisation (figure 2), le routeur optique 220 comprend un circulateur 221 optique, un coupleur 224 à maintien de polarisation, et un polariseur 223 supplémentaire.

Le circulateur 221 comprend trois ports, connectés comme suit dans le système de mesure :

- un premier port 221 A est relié optiquement à la source lumineuse 1 10,

- un deuxième port 221 B est relié optiquement au port d'entrée 224A du coupleur 224, et - un troisième port 221 C est relié optiquement au premier détecteur 141 , par l'intermédiaire de la voie de sortie 104.

Un premier port de sortie 224B du coupleur 224 est relié optiquement à l'interféromètre 130, par l'intermédiaire de la voie d'interféromètre 101 tandis qu'un deuxième port de sortie 224C du coupleur 224 est relié optiquement au deuxième détecteur 142, par l'intermédiaire de la voie de référence 102.

Le polariseur 223 supplémentaire est disposé sur le trajet de la lumière, entre le deuxième port 221 B du circulateur 221 et le port d'entrée 224A du coupleur. Ce polariseur 223 est disposé de manière à sélectionner un état de polarisation identique à l'état de polarisation de l'onde lumineuse d'entrée W| _N et de l'onde lumineuse retour W _B ACK- Autrement formulé, ce polariseur 223 supplémentaire est orienté de la même manière que le polariseur 131 A intégré de l'interféromètre 130.

Dans ce deuxième mode de réalisation, les fibres optiques formant les voies de circulation 101 et 102 sont là encore des fibres optiques à maintien de polarisation, de même que la ou les fibres optiques reliant le polariseur 223 au coupleur 224.

En variante, le polariseur supplémentaire mentionné ci-dessus pourrait être disposé non pas entre le circulateur et le coupleur, mais, par exemple, sur la voie source, entre la source et le circulateur, la voie source étant alors réalisée elle aussi au moyen d'une fibre optique à maintien de polarisation.

Le circulateur 221 reçoit l'onde lumineuse source W _s par son premier port 221 A, et la transmet au niveau de son deuxième port 221 B. Après passage par le polariseur 223 supplémentaire, cette onde lumineuse est séparée par le coupleur 224 entre, d'une part, l'onde lumineuse d'entrée W| _N , envoyée vers l'interféromètre 130, et, d'autre part, l'onde lumineuse de référence W _RE F, envoyée vers le deuxième détecteur 142. Préférentiellement, le taux de séparation du coupleur 224 est de 1 % à 5% pour l'onde de référence W _RE F, et donc respectivement de 99% à 95% pour l'onde d'entrée W| _N .

L'onde lumineuse retour W _B ACK, renvoyée par l'interféromètre 130, entre dans le coupleur par son premier port de sortie 224B, et en sort par son port d'entrée 224A. Elle est donc transmise ensuite au circulateur 221 , dans lequel elle entre par le deuxième port 221 B, et dont elle sort par le troisième port 221 C, pour parvenir ensuite jusqu'au premier détecteur 141 . Par rapport au routeur optique mis en œuvre dans le premier mode de réalisation, le routeur optique 200 de ce deuxième mode de réalisation permet, grâce au circulateur 221 optique, de récupérer dans la voie de sortie 104 une proportion plus grande de la puissance lumineuse retour PBACK sortant de l'interféromètre, améliorant ainsi la précision avec laquelle le paramètre Ω peut être mesuré.

Dans le premier, comme dans le deuxième mode de réalisation, compte tenu de la structure du routeur optique 120 ; 220, l'onde lumineuse de sortie W ₀ UT et l'onde lumineuse de référence W _RE F présentent le même état de polarisation, qui correspond en l'occurrence à l'état de polarisation des ondes lumineuses d'entrée WIN et retour W _B ACK, fixé par le polariseur 131 A intégré de l'interféromètre 130.

Les signaux de mesure SOUT et de référence S _RE F, obtenus grâce au dispositif optique qui vient d'être décrit, sont traités par l'unité de traitement numérique du signal 150 du système de mesure 100 ; 200, pour déterminer le paramètre Ω à mesurer.

Cette unité de traitement numérique du signal 150 est par ailleurs adaptée à piloter le modulateur de phase 131 C pour que ce dernier introduise ladite différence de phase ΔΦ,τ, entre les ondes contra-propagatives Wi et W ₂ .

Selon une caractéristique particulièrement avantageuse du système de mesure 100 ; 200, l'unité de traitement numérique du signal 150 est adaptée plus précisément à commander le modulateur de phase 131 C pour moduler la différence de phase A ⁽ t> _m selon une modulation périodique carrée multi-états.

La différence de phase ΔΦ,τ, est alors, au cours du temps, constante par morceaux, et, bien sûr, périodique.

La fréquence de modulation f _m correspondante peut être égale, comme ici à la fréquence propre f _p de l'interféromètre 130. Elle peut aussi, en variante, être égale à cette fréquence propre f _p multipliée par un nombre impair.

Comme il est connu, la fréquence propre f _p (proper frequency f _p en anglais) de l'interféromètre est définie comme la moitié de l'inverse du temps de propagation TB dans la bobine, f _p = 1 /(2TB), et suit donc la loi longueur de bobine multipliée par fréquence propre égale à environ 100 km. kHz (ainsi, pour une bobine de 1 kilomètre de fibre optique, la fréquence propre de l'interféromètre est égale à environ 100 kilohertz). Ici, la période de modulation, notée T _m , est donc égale à deux fois le temps de propagation τ _Β dans la bobine de fibre 132 de l'interféromètre.

La modulation carrée multi-états mise en œuvre par l'unité de traitement numérique du signal 150 est ici une modulation « 4-états », telle que décrite plus haut dans la partie relative à l'objet de l'invention.

En variante, la modulation de phase carrée multi-états introduite par le modulateur de phase pourrait être la modulation à 2 états, ou encore la modulation dite « 2k+1 » mentionnées précédemment.

On rappelle que pour cette modulation « 4-états », la différence de phase A ⁽ t> _m présente successivement, au cours de chaque période de modulation Tm, 4 valeurs constantes ΔΦ _Μ = π - α , Δ<ΐ½ = π + α , Δ<ΐ½ = - π + α et ΔΦ _Μ = - π - α, le déphasage α étant compris par exemple entre TT/64 et ττ/2.

L'évolution, au cours du temps t, de la différence de phase ΔΦ totale obtenue en sortie de l'interféromètre, pour cette modulation de phase « 4-états », est illustrée sur les figures 3 à 5.

Le système de mesure 100 ; 200 est configuré alors pour échantillonner et numériser (au moyen des deux blocs A/D représentés schématiquement sur les figures 1 et 2) le signal de mesure Soirr(t) et le signal de référence S EF(Î) pour chacun des quatre paliers correspondant aux quatre états de la modulation, ΔΦ _Μ à ΔΦ _Μ . Sont obtenus ainsi :

- un signal de mesure numérisé S _N -OUT(Î) qui prend quatre valeurs numériques SN-OUT- _Π (avec n=1 à 4) pour chacun de ces quatre états de la modulation, et

- un signal de référence numérisé SN-REF(Î) qui prend quatre valeurs numériques SN-REF- _Π (avec n=1 à 4) pour chacun de ces quatre états de la modulation.

Autrement formulé, le signal de mesure Soirr(t) est échantillonné à quatre instants successifs t _n (n=1 à 4) pour lesquels ΔΦ,τ,(ΐη) = ΔΦ^. Une valeur SN-oirr(tn) (notée SN-OUT- _Π ) étant ainsi obtenue pour chacun de ces instants t _n . Le signal de référence S _RE F est échantillonné de même, une valeur S _N -REF(t _n ) (notée SN-REF- _Π ) étant ainsi obtenue à chacun de ces instants.

La mise au biais de l'interféromètre 130, obtenue grâce à cette modulation de phase, permet, après démodulation du signal numérique S N-OUT _J d'accéder à la différence de phase ΔΦ _Ω générée par le paramètre Ω à mesurer, comme cela est expliqué maintenant en référence aux figures 3 à 5.

La figure 3 correspond à une situation dans laquelle la différence de phase ΔΦ _Ω est nulle, et dans laquelle la modulation « 4-états » est réalisée exactement, c'est-à-dire de manière que :

- les différences de phase ΔΦ _Μ et ΔΦ _b2 soient effectivement symétriques par rapport à un déphasage de ττ, et de manière que

- les différences de phase ΔΦb3 et ΔΦ _Μ soient effectivement symétriques par rapport à un déphasage de - ττ.

La figure 4 correspond à une situation dans laquelle la différence de phase

ΔΦ _Ω est non-nulle, la modulation « 4-états » étant là encore réalisée exactement.

La figure 5 correspond quant à elle à une situation dans laquelle la différence de phase ΔΦ _Ω est nulle, mais dans laquelle le gain de conversion numérique-optique de la chaîne de modulation de phase présente une valeur qui n'est pas adaptée (en l'occurrence trop grande) pour obtenir une modulation « 4-états » exacte.

L'unité de traitement numérique du signal 1 50 est adaptée ici à démoduler le signal de mesure numérisé SN-OUT en lui appliquant un premier code séquentiel de démodulation numérique, noté CSDN-Ω, ou encore - + + -, qui consiste à sommer les quatre valeurs S _N -OUT--I , S _N -OUT-2, S _N -OUT-3, S _N -OUT-4, en les ayant multipliées préalablement, respectivement par -1 , +1 , +1 , -1 :

CSDN- ^Q (SN-OUT(t)) = - + SN-OUT-2 + SN-OUT-3 -

Ce signal démodulé dépend du paramètre Ω à mesurer, appelé aussi premier paramètre Ω dans la suite. Ce signal est noté Dn-oir t), pour démodulation numérique du signal de mesure numérisé S _N -OUT( ) selon le code CSDN-Ω sensible au premier paramètre Ω à mesurer, et donc :

Dn-oirr(t) = CSDN- ^Q (SN-ouT(t)) = - SN-OUT-I + SN-OUT-2 + SN-OUT-3 - SN-OUT-4 ■ La dépendance du premier signal de mesure démodulé Dn-oirr(t) avec le premier paramètre Ω est illustrée sur les figures 3 à 5 : les figures 3 et 5 montrent que ce signal démodulé est nul lorsque la différence de phase ΔΦ _Ω est nulle, tandis que dans le cas d'une différence de phase ΔΦ _Ω non-nulle, comme sur la figure 4, ce signal démodulé est lui aussi non-nul (et d'autant plus grand que cette différence de phase ΔΦ _Ω est grande). Cette modulation 4-états permet aussi de générer un signal de mesure d'un deuxième paramètre, ou paramètre additionnel, noté V _n , représentatif du gain de conversion numérique-optique de la chaîne de modulation de phase, à partir d'un deuxième code séquentiel de démodulation numérique, noté CSDN-V _n , ou encore - + - +. Ce signal démodulé, dit de V _n , dépendant du deuxième paramètre V _n à mesurer, est noté D _Vn- ouT(t), pour démodulation numérique selon le code sensible au deuxième paramètre V _n à mesurer, et donc :

DvTT-OUT(t) = CSDN-V _N (SN-OUT(t)) = - SN-OUT-1 + SN-OUT-2 ^_ SN-OUT-3 + SN-OUT-4 ■

Le premier code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Ω (- + + -), donnant le premier paramètre Ω à mesurer, est quant à lui insensible à ce deuxième paramètre V _n à mesurer. Autrement formulé, un signal obtenu en appliquant le premier code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Ω est indépendant de la valeur du deuxième paramètre V _n . A titre d'exemple, le signal Dn-oin-(t) obtenu dans la situation de la figure 3 est identique à celui obtenu dans la situation de la figure 5 (il s'agit en l'occurrence d'un signal nul), alors que ces deux situations correspondent à des valeurs différentes du paramètre V _n . Cela illustre l'insensibilité du premier code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Ω au deuxième paramètre V _n .

De façon similaire, le deuxième code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Vn (- + - +), donnant le deuxième paramètre V _n à mesurer, est quant à lui insensible au premier paramètre Ω à mesurer (comme on le constate en comparant les figures 3 et 4).

La modulation 4-états permet donc d'avoir accès de façon indépendante à deux paramètres à mesurer, Ω et V _n , en utilisant la même chaîne de détection, amplification, filtrage et numérisation de la puissance de sortie Ρουτ, pour donner un signal de mesure numérisé, SN-OUT(Î), qui est alors simplement traité avec deux codes séquentiels différents de démodulation numérique, CSDN-Ω et CSDN-Vn, qui sont, chacun, respectivement sensibles à leur paramètre à mesurer, Ω ou V _n , et respectivement insensibles à l'autre paramètre à mesurer, V _n ou Ω . On notera que les signaux produits par ces deux codes séquentiels de démodulation numérique, CSDN-Ω et CSDN-V _n sont affectés par le RIN.

Comme indiqué ci-dessus, dans une variante du système de mesure selon l'invention, l'unité de traitement numérique du signal est adaptée à commander le modulateur de phase pour qu'il applique une modulation de phase dite "2k+1 ", au lieu d'une modulation de phase "4-états". Pour cette modulation "2k+1 ", deux codes séquentiels différents de démodulation numérique, respectivement sensibles à leur paramètre à mesurer, Ω ou V _n , et respectivement insensibles à l'autre paramètre à mesurer, V _n ou Ω peuvent aussi être mis en œuvre, comme cela est décrit dans le document USP 9,291 ,458.

Le signal de mesure SOUT permet, compte tenu des opérations de démodulation décrites ci-dessus, de déterminer les premier et deuxième paramètres Ω et V _n .

Le signal de référence SREF peut quant à lui être utilisé, comme expliqué dans la partie relative à l'arrière-plan technologique, pour compenser des fluctuations du signal de mesure SOUT causées par le RIN.

A cette fin, l'unité de traitement numérique du signal 150 est adaptée ici à :

- appliquer au signal de référence numérisé SN-REF(Î) le premier code séquentiel de démodulation numériques CSDN-Ω, pour obtenir un premier signal de référence démodulé DQ _-RE F, puis à

- déterminer un premier signal de mesure compensé Dn _-C oMp(t), en effectuant une différence pondérée entre le premier signal de mesure démodulé Dn-oirr, et le premier signal de référence démodulé DQ-REF affecté d'un coefficient de pondération β : DQ-COMP = Dn-oirr - β-Dn-REF- L'unité de traitement numérique du signal 150 est adaptée ici en outre pour :

- appliquer au signal de référence numérisé S _N -REF le deuxième code séquentiel de démodulation numériques CSDN-V _n , pour obtenir un deuxième signal de référence démodulé D _VTT -REF, puis pour

- déterminer un deuxième signal de mesure compensé D _VTT -COMP, en effectuant une différence pondérée entre le deuxième signal de mesure démodulé D _VTT -OUT, et le deuxième signal de référence démodulé DV _TT -REF affecté du même coefficient de pondération β : D _VT T-COMP = D _VT T-OUT - - D _VT T-REF, de manière à compenser également l'influence du RIN sur la mesure du deuxième paramètre V _n .

De manière particulièrement remarquable, l'unité de traitement numérique du signal 150 est adaptée à déterminer un troisième signal compensé DRIN-COMP en :

- appliquant un troisième code séquentiel numérique de démodulation CSND- RIN, insensible au premier paramètre Ω à mesurer et sensible au bruit relatif d'intensité en excès (ou RIN),

- au signal de mesure numérisé SN-OUT, pour produire un troisième signal de mesure démodulé DRIN-OUT, sensible uniquement au RIN, et

- au signal de référence numérisé SN-REF, pour produire un troisième signal de référence démodulé D _R | _N-RE F, sensible uniquement au RIN, puis en - calculant une différence pondérée entre le troisième signal de mesure démodulé DRIN-OUT et le troisième signal de référence démodulé DRIN-REF, le troisième signal de référence démodulé DRIN-REF étant affecté du même coefficient de pondération β que celui utilisé pour compenser l'influence du RIN sur le premier signal de mesure démodulé DQ. _C OMP-

L'unité de traitement numérique du signal 1 50 est adaptée en outre à asservir ledit coefficient de pondération β à une valeur optimale β _0Ρ ί qui minimise ou rend inférieure à un seuil donné, ici minimise, l'écart statistique a _R | _N du troisième signal compensé D _R | _N-C OMP-

Le coefficient de pondération β est ainsi asservi à ladite valeur β _0Ρ ί, pour laquelle le RIN est compensé de manière optimale pour le troisième signal compensé D _R | _N -COMP, mais aussi, pour le premier signal de mesure compensé DQ- COMP, réduisant ainsi au maximum l'influence du RIN sur la mesure du premier paramètre Ω. Le RIN est aussi compensé de manière optimale pour le deuxième signal de mesure compensé D _VTT -COMP, réduisant ainsi au maximum l'influence du RIN sur la mesure du deuxième paramètre V _n .

Le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire CSDN-RI N

(ou troisième code séquentiel de démodulation numérique) est ici plus précisément insensible aussi bien au premier paramètre Ω qu'au deuxième paramètre V _n à mesurer. Ce code supplémentaire CSDN-RIN ne sera donc sensible qu'au RIN et permettra l'asservissement de sa compensation sans être perturbé par les deux paramètres à mesurer, Ω et V _n .

Dans le cas de la modulation « 4-états » mise en œuvre ici, deux exemples d'un tel code de démodulation numérique CSDN-RIN peuvent notamment être donnés : une première séquence + + - - (ou - - + +), ou bien une deuxième séquence + + + + (ou + + + +) qui s'étend alors sur 8 états successifs et donc 2 périodes T _m de la modulation 4-états.

Dans le cas de la séquence + + - - , par exemple, le troisième signal de mesure démodulé D _R | _N- ouT(t), sensible uniquement au RIN, est obtenu conformément à la formule suivante : DRIN-OUT(Î) = CSDN-RIN(SN-ouT(t)) = + SN-OUT-I + SN-OUT-2 - SN-OUT-3 - SN-OUT-4, et, de même :

DRlN-REF(t) = CSDN-RIN(SN-REF(t)) = + SN-REF-1 + SN-REF-2 ^■ SN-REF-3 " SN-REF-4■

Les figures 3 à 5 illustrent, dans le cas de cette séquence + + - -, l'insensibilité du code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire CSDN-RIN vis-à-vis des premier et deuxième paramètres Ω et V _n . On constate en effet, en comparant les figures 3 et 4, que le troisième signal de mesure démodulé D _R | _N-0 uT(t) est identique (en l'occurrence nul) dans les situations correspondant à ces deux figures, alors qu'elles correspondent à deux valeurs différentes du premier paramètre Ω. De même, on constate en comparant les figures 3 et 5, que le troisième signal de mesure démodulé D _R | _N-0 uT(t) ne dépend pas du deuxième paramètre V _n .

Comme indiqué ci-dessus, la différence de phase A ⁽ t> _m pourrait, en variante, être modulée selon une modulation à 2 états, et non selon cette modulation « 4- états ». Dans le cadre de cette variante, le premier code séquentiel de démodulation numérique CSDN-Ω est alors réalisé selon la séquence - +, sur une période, et donc

- + - + sur deux périodes de modulation. Le code séquentiel de démodulation numérique supplémentaire CSDN-RIN est alors réalisé selon la séquence + + - - ou

- - + +, sur deux périodes de modulation (on notera qu'il est effectivement insensible au paramètre Ω à mesurer).

Pour compenser efficacement le RIN, le signal de mesure doit être resynchronisé avec le signal de référence avant d'effectuer lesdites différences pondérées, comme expliqué dans la partie relative à l'arrière-plan technologique. Pour cela, les signaux compensés sont déterminés conformément aux formules suivantes :

D _n-C oMp(t) = Do-ouT(t) - β. DQ-REFÎÎ-T),

DvTT-coMp(t) = DvTT-ou-r(t) - . DvTT-REF(t-T) et

DRlN-COMp(t) = DRIN-OUT(Î) - . DRIN-REF(Î-T), où τ est le retard entre le signal de mesure et le signal de référence, causé notamment par le temps de parcours de l'interféromètre.

Afin de pouvoir réaliser simplement cette resynchronisation, sans ligne à retard optique ou électronique spécifique, la partie optique du système de mesure est configurée ici de manière à égaliser : - le retard τ entre le signal de mesure et le signal de référence, avec

- le temps de propagation τ _Β dans la bobine, qui définit la période de modulation multi-états T _m , égale ici à 2 τ _Β .

Ceci est fait en égalisant :

- le chemin optique entre la source lumineuse 1 10 et le deuxième détecteur

142 d'un côté, avec, de l'autre côté,

- la somme du chemin optique entre la source lumineuse 1 10 et le port d'entrée-sortie de l'interféromètre 130, et du chemin optique entre ce port d'entrée- sortie et le premier détecteur 141 .

La resynchronisation des signaux de mesure et de référence est alors réalisée, de manière avantageusement simple, en décalant les séquences des codes de démodulation numérique, lorsqu'ils sont appliqués au signal de référence, du nombre d'états correspondant au temps de propagation τ _Β dans la bobine et donc, ici, du nombre d'états correspondant à la moitié de la période de modulation T _m de la modulation carrée multi-états.

Dans l'exemple de la modulation 4-états, ce décalage est de deux états, le temps de propagation τ _Β dans la bobine étant deux fois la durée d'un état. La démodulation du signal de mesure, selon le premier code de démodulation numérique CSDN-Ω, par exemple, est alors réalisée conformément à la formule suivante :

Dn-oirr(t) = - SN-oirr(tk+i)+ SN-oirr(tk+2 )+ SN-oirr(tk+3 )- SN-ou ^" r(tk+4),

tandis que la démodulation du signal de référence par ce code CSDN-Ω est alors réalisée conformément à la formule suivante :

DQ-REF(t-T) = D _N- REF(t-T _B ) = CSDN-Ω (S _N -REF(t-T _B ))

où t _k+n , n=1 à 4, est l'instant de la k ^eme période de modulation pour lequel Ad> _m (t _k+ n) = ΔΦυη (autrement formulé, cet instant t _k+n correspond, dans la k ^eme période de modulation, à l'état de modulation n).

La même règle de décalage est appliquée ici pour produire les signaux de référence démodulés et resynchronisés DV _TT -REF (t-τ) et D _R | _N -REF(t-T). Dans le cas d'une modulation carrée multi-états quelconque, les signaux démodulés de référence DQ -REF et DRIN-REF (ainsi que DV _TT -REF) sont resynchronisés en remplaçant, dans les calculs de démodulation numérique, la séquence des valeurs SN-REF(tk-m), n=1 à 2m, n étant le numéro d'ordre de l'état de modulation dans la période, et 2m est le nombre d'états de modulation, par la séquence des valeurs SN- REF(tk-m-m)- A titre d'exemple, la modulation à 2 états correspond à m=1 , tandis que la modulation « 4-états » correspond à m=2.

Les opérations de traitement du signal mises en œuvre par le système de mesure selon l'invention sont résumées maintenant, en référence à la figure 6.

Ces opérations de traitement commencent par la numérisation des signaux

(analogiques) de mesure SOUT et de référence S _RE F, déjà mentionnée ci-dessus (bloc NUM sur la figure 6). Cette numérisation est précédée d'une amplification et d'un filtrage fréquentiel respectant le critère de Shannon de cette numérisation. Ici, ce filtrage fréquentiel élimine en outre la composante continue des signaux de mesure SOUT et de référence S _RE F-

Les premier, deuxième et troisième codes séquentiels de démodulation numérique sont ensuite appliqués aux signaux de mesure et de référence numérisés SN-OUT et SN-REF, produisant ainsi :

- les premiers signaux de mesure et de référence démodulés Dn-ουτ et DQ-REF, - les deuxième signaux de mesure et de référence démodulés D _VTT -OUT et D _Vn -

REF , et

- les troisièmes signaux de mesure et de référence démodulés D _R | _N -OUT et DRIN-REF-

Ces démodulations sont réalisées ici de manière à resynchroniser les signaux de référence démodulés, avec les signaux de mesure démodulés, comme expliqué plus haut.

Le premier signal de mesure compensé DQ-COMP est ensuite déterminé en effectuant la différence pondéré des premiers signaux de mesure et de référence démodulés ϋ _Ω-0 υτ et DQ.REF (le premier signal de référence démodulé DQ.REF étant affecté du coefficient de pondération β).

Une valeur du premier paramètre Ω est ensuite déterminée sur la base de ce signal de mesure DQ _-C OMP, compensé du RIN.

Le deuxième signal de mesure compensé D _VTT -COMP est déterminé par ailleurs en effectuant la différence pondéré des deuxièmes signaux de mesure et de référence démodulés D _VTT -OUT et DV _TT -REF (le deuxième signal de référence démodulé

DV _TT -REF étant affecté du même coefficient de pondération β).

Une valeur du deuxième paramètre V _n est ensuite déterminée, sur la base de ce signal de mesure D _VTT -COMP, compensé du RIN.

Les troisièmes signaux de mesure et de référence démodulés, D _R | _N -ouT(t) et

DRIN-REF(Î), sont exploités quant à eux pour asservir ledit même coefficient de pondération β à sa valeur optimale β _0Ρ ί- Cet asservissement, décrit maintenant plus en détail, est représenté schématiquement par le bloc REG de la figure 6 (repris plus en détail sur la figure 8).

On rappelle que la valeur optimale β _0Ρ ί du coefficient de pondération β minimise l'écart statistique a _R | _N du troisième signal compensé D _R | _N-C OMP (appelé aussi signal compensé supplémentaire), qui dépend du coefficient de pondération β, comme représenté schématiquement sur la figure 7.

En effet, si β est trop petit, il y aura un résidu de dépendance au RIN dû à la sous-compensation du RIN de D _R | _N -ouT(t), le bruit absolu d'intensité du produit β- DFiiN-

REF(Î-T) étant alors trop faible par rapport à celui de D _R | _N -ouT(t).

Il en sera de même si β est trop grand, à cause de la surcompensation apportée par le bruit absolu d'intensité de β. ϋρίΐΝ-ρίΕρ(ΐ-τ) qui est alors trop fort par rapport à celui de D _R | _N-0 uT(t).

Lorsque la valeur de β est égale à sa valeur optimale β _0Ρ ί, l'influence du RIN sur le signal D _R | _N -ouT(t) est en revanche totalement éliminée (les bruits absolus d'intensité des signaux β. ϋρίΐΝ-ρίΕρ(ΐ-τ) et D _R | _N -ouT(t) étant équilibrés), et l'écart statistique a _R | _N de ce signal atteint alors le minimum théorique σ _Μ ΐΝ donné par le bruit photonique.

Pour déterminer l'écart statistique a _R iN, l'unité de traitement numérique du signal 1 50 est adaptée plus précisément ici pour calculer une moyenne de la valeur absolue de la différence D _R | _N -COMP - < D _R | _N -COMP > entre le signal compensé supplémentaire D _R | _N-C OMP et sa valeur moyenne <D _R | _N-C OMP > :

<J _R |N = < I ^■ < DRIN-COMP > I >

Comme la valeur moyenne des signaux D _R | _N -OUT et D _R | _N - _R EF est nulle, la valeur moyenne<D _R | _N-C oMP> est également nulle, si bien que l'écart statistique a _R | _N est calculé ici simplement comme la valeur moyenne de la valeur absolue | D _R | _N -COMP| :

En variante, l'écart statistique ORIN du troisième signal compensé DRIN-COMP pourrait être déterminée en calculant l'écart-type, ou encore la variance de ce signal, au lieu de calculer la valeur moyenne de sa valeur absolue.

Ici, l'asservissement du coefficient de pondération β à sa valeur optimale β _0Ρ ί est réalisé en :

- calculant une différence Δσρ,ι _Ν (β) entre

- une première valeur de l'écart statistique σρ,ι _Ν (β+δβ) du troisième signal compensé DRIN-COMP calculée pour une première valeur décalée β+δβ du coefficient de pondération β, et

- une deuxième valeur de l'écart statistique σρ,ι _Ν (β-δβ) du troisième signal compensé D _R | _N-C OMP calculée pour une deuxième valeur décalée β-δβ du coefficient de pondération β, et en

- asservissant le coefficient de pondération β de manière à annuler cette différence Δσρ,ι _Ν (β).

Comme l'écart statistique a _R | _N du troisième signal compensé D _R | _N-C OMP est minimale pour ladite valeur optimale β _0Ρ ί (voir figure 7), la différence Δσρ,ΐΝ(β) s'annule pour Asservir ainsi le coefficient de pondération β de manière à annuler la différence Δσρ,ΐΝ(β) amène donc effectivement le coefficient de pondération β à sa valeur optimale β _0Ρ ί-

Ici, l'unité de commande est programmée plus précisément pour calculer la différence Δσρ,ΐΝ(β) = - σρ,ΐΝ(β-δβ) en sommant au cours du temps la différence des valeurs absolues | D _R | _N -COMP(P + δβ) | - | D _R | _N -COMP(P - δβ) | :

Δσ _ΚΙΝ (β) = Y | ϋ _Β ΐΝ-οοΜρ(β + δβ) | - | 0 _Β | _Ν -∞Μρ(β - δβ) |

t—'k

où la somme∑ _k désigne une somme sur plusieurs périodes de modulation. Le calcul de la différence Δσρ,ΐΝ(β) correspond, sur la figure 8, au bloc 80.

La différence Δσρ,ΐΝ(β) est ensuite utilisée comme signal d'erreur pour asservir la coefficient de pondération β, au moyen ici d'une correction proportionnelle itérative de la forme : β(ί+1 ) = β(ί) - γ. Δσ _Β | _Ν (β(ί)) où γ est le coefficient de contre-réaction de la boucle d'asservissement.

On notera que cette correction proportionnelle itérative (correspondant, sur la figure 8, au bloc 81 ) conduit naturellement à une correction du type intégrale, sans nécessiter de traitement supplémentaire, du fait que le signal d'erreur est produit ici par accumulation au cours du temps des différences | DRI _N -COMP(P( + δβ) | - | D _R | _N -coMp(P(i) - ôp) |.

L'unité de traitement numérique du signal 150 est ici adaptée en outre pour commander le modulateur de phase 131 C de manière à appliquer entre les deux ondes contra-propagatives W _; W ₂ un déphasage de contre-réaction, fonction du signal de mesure S _OUT , de manière à compenser le déphasage ΔΦ _Ω non-réciproque entre ces deux ondes W-i , W ₂ dépendant du premier paramètre Ω à mesurer. Autrement formulé, le système de mesure 100 ; 200 est adapté à mesurer le paramètre Ω en boucle fermée.

Le système de mesure 100 ; 200 selon l'invention peut entrer dans la réalisation d'un gyromètre à fibre optique, pouvant lui-même faire partie d'une centrale d'attitude ou de navigation inertielle.

Le paramètre physique Ω à mesurer correspond alors, comme indiqué ci- dessus, à la composante de la vitesse de rotation du gyromètre parallèle à l'axe de la bobine de fibre.

En variante, le système de mesure peut faire partie d'un capteur de courant ou de champ magnétique. Dans ce cas, le paramètre physique à mesurer est un courant électrique ou un champ magnétique, qui par effet FARADAY induit une variation de la différence de phase non réciproque entre les deux ondes lumineuses contra-propagatives se propageant dans la bobine de fibre.