PARRILLA ROMERO, Montserrat (Instituto De Automática Industrial, Ctra. de Campo Real Km. 0,20, La Poveda Arganda del Rey, E-28500, ES)
CAMACHO SOSA DÍAS, Jorge (Instituto De Automática Industrial, Ctra. de Campo Real Km. 0,20, La Poveda Arganda del Rey, E-28500, ES)
FRITSCH YUSTA, Carlos (Instituto De Automática Industrial, Ctra. de Campo Real Km. 0,20, La Poveda Arganda del Rey, E-28500, ES)
PARRILLA ROMERO, Montserrat (Instituto De Automática Industrial, Ctra. de Campo Real Km. 0,20, La Poveda Arganda del Rey, E-28500, ES)
CAMACHO SOSA DÍAS, Jorge (Instituto De Automática Industrial, Ctra. de Campo Real Km. 0,20, La Poveda Arganda del Rey, E-28500, ES)
| R E I V I N D I C A C I O N E S 1. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas por análisis de fase, caracterizado porque comprende Ia operación de multiplicar Ia muestra conformada por un factor de coherencia de fase ( CF(k) ) basado en Ia dispersión de las fases de los datos de Ia apertura (SXk) ). 2. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 1 , caracterizado porque el factor de coherencia de fase (CF(Jc) ) se calcula de acuerdo con Ia expresión: CF(k) = max(O, l - a-f[φχk)]) donde f[φχk)] es una función de medida de Ia dispersión de las fases φXk) de los datos de Ia apertura y a un parámetro de ajuste modificable. 3. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 2, caracterizado porque Ia función f[φXk)] de medida de Ia dispersión de las fases φXk) de los datos de Ia apertura es Ia desviación estándar σ . 4. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 3, caracterizado porque el coeficiente a toma valores pertenecientes al rango π 5. Procedimiento de corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 2, caracterizado porque Ia función f[φχk)] de medida de Ia dispersión de las fases φt(k) de los datos de Ia apertura es varianza σ . 6. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 5, caracterizado porque el coeficiente a toma valores pertenecientes al rango oΛ π 7. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 1 , caracterizado porque el factor de coherencia de fase CF(Jc) se calcula a partir de los signos de las fases de los datos de Ia apertura (S1(Jc) ). 8. Procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 7, caracterizado porque el factor de coherencia de fase CF(Jc) se calcula de acuerdo con Ia expresión: donde y P es un parámetro de ajuste modificable. 9. Programa de ordenador que comprende instrucciones del programa para hacer que un ordenador lleve a Ia práctica el procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8. 10. Programa de ordenador según Ia reivindicación 9, incorporado en medios de almacenamiento. 11. Programa de ordenador según Ia reivindicación 9, soportado en una señal portadora. 12. Aparato (55a, 55b, 55c) para Ia corrección de imágenes ultrasónicas por análisis de fase de acuerdo con el procedimiento de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque comprende: unos medios (30, 31 , 32, 40, 41 , 43, 51 , 52) para calcular el factor de coherencia de fase a partir de las fases de los datos de Ia apertura; y un medio (33, 42, 53) para multiplicar dicho factor de coherencia de fase por el valor de Ia muestra conformada. 13. Aparato (55a) para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 12, caracterizado porque el factor de coherencia de fase se determina empleando toda Ia información de las fases de los datos de Ia apertura, donde los medios para calcular el factor de coherencia de fase comprenden: un primer medio de cálculo (31 ), que determina las fases instantáneas de los datos de Ia apertura; y un segundo medio de cálculo (32), conectado al primer medio de cálculo (31 ), que determina los factores de coherencia de fase de acuerdo con Ia ecuación: CF Xk) = max(0, 1 - a-f[φ, (£)]) 14. Aparato (55b, 55c) para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 12, caracterizado porque el factor de coherencia de fase se determina empleando los signos de las fases de los datos de apertura, donde los medios para calcular el factor de coherencia de fase comprenden: un sumador (40, 51 ), que suma los signos b¡ de las fases de los datos de Ia apertura; y - una tabla (41 , 52), que recibe Ia salida del sumador (40, 51 ) y un coeficiente P, y calcula el factor de coherencia de fase de acuerdo con Ia ecuación: 15. Aparato (55b) para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 14, caracterizado porque comprende además un medio de detección de igualdad de signos (43), que detecta Ia igualdad de todos los signos b¡ y envía una señal indicativa a Ia tabla (41 ). 16. Aparato (55b) para Ia corrección de imágenes ultrasónicas de acuerdo con Ia reivindicación 14, caracterizado porque además comprende medios para seleccionar manualmente el valor del coeficiente P. |
D E S C R I P C I Ó N
OBJETO DE LA INVENCIÓN
El objeto de esta invención es proporcionar un procedimiento para corregir y mejorar, en tiempo real, Ia calidad de las imágenes ultrasónicas obtenidas por métodos convencionales mediante conjuntos o arrays de elementos transductores y técnicas digitales de conformación de haces. Además, se describe también un aparato para llevar a cabo el procedimiento de Ia invención, y que se puede incorporar y adaptar fácilmente a conformadores de haz existentes.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN
Los sistemas de imágenes ultrasónicas convencionales se basan en un conjunto o array de N elementos transductores, normalmente piezoeléctricos, que emiten pulsos ultrasónicos en dirección al medio que se desea inspeccionar, donde el instante de emisión de los pulsos está temporizado de tal modo que los pulsos individuales se suman formando un haz ultrasónico. Una ley focal es el conjunto de retardos calculados para deflectar y enfocar el haz en una dirección y rango determinados en función de Ia geometría del array, del acoplamiento al medio a inspeccionar y de las velocidades de propagación del ultrasonido. Cambiando Ia ley focal se modifican Ia dirección y distancia focal del haz, Io que permite barrer Ia región de interés con focos situados a las mismas o a diferentes profundidades. Con arrays lineales el barrido es plano y, con los bidimensionales se puede realizar el barrido de un volumen. En recepción, los ecos que llegan al array receptor (habitualmente el mismo que el emisor) como consecuencia de reflexiones en discontinuidades en el medio, son amplificados, digitalizados y retrasados individualmente para cada elemento / de los N del array receptor, 1≤i≤N, obteniendo los datos de Ia apertura S,(7cJ, donde k representa un índice en Ia señal de longitud L (1≤k≤L). La ley focal aplicada en recepción compensa las diferencias en el tiempo de vuelo del ultrasonido desde Ia emisión al foco y a cada elemento. Al sumar los N datos de Ia apertura (retrasados previamente), se producen interferencias constructivas si proceden del foco o destructivas si provienen de otras regiones, proceso que se denomina suma coherente. Los sistemas más avanzados varían dinámicamente Ia ley focal para que el foco se sitúe, en todo momento, sobre Ia posición que ocupa el pulso ultrasónico en su propagación por el medio, obteniendo así una imagen enfocada en toda su extensión (técnica de focalización dinámica).
Al visualizar Ia intensidad de las señales recibidas, Ia imagen muestra Ia amplitud de los reflectores en las posiciones que ocupan. El elemento que realiza Ia focalización de las señales recibidas se denomina conformador de haz. Métodos para Ia realización de conformadores con focalización dinámica se describen, por ejemplo, en C. Fritsch et al., "Composición coherente de señales por corrección focal progresiva" , Pat. 2004/00203, 30 Ene. 2004, o en M. D. Poland, "Ultrasonic diagnostic imaging with automatic adjustment of beamforming parameters", US2007/0088213 A1 , Apr. 19, 2007.
Es bien conocido (por ejemplo, G. S. Kino, "Acoustic waves: devices, imaging and analog signal processing", Prentice Hall Inc., 1987) que Ia calidad de las imágenes ultrasónicas obtenidas con un conformador de haz como el descrito está limitada, principalmente, por: a) La resolución lateral o capacidad para distinguir dos reflectores próximos entre sí.
b) El rango dinámico o relación entre las señales de mayor y menor intensidad detectables sobre el ruido de fondo sin saturación que, a su vez, limita el contraste.
c) La presencia de artefactos y, particularmente, de lóbulos de rejilla que aparecen cuando Ia distancia efectiva entre elementos es mayor que media longitud de onda. El límite de distancia entre elementos inferior a λ/2 se supera frecuentemente con arrays bidimensionales, para mantener Ia complejidad electrónica en dimensiones razonables y también en aplicaciones de imagen para Evaluación No Destructiva (END).
Los lóbulos laterales y de rejilla deterioran significativamente Ia calidad de Ia imagen obtenida. Ambos producen indicaciones donde no existen reflectores, limitando el rango dinámico y el contraste de las imágenes. En particular, zonas anecoicas en las que no deben aparecer indicaciones, quedan contaminadas por las que corresponden a los lóbulos laterales o de rejilla de reflectores o dispersores cercanos.
Por su parte, Ia anchura del lóbulo principal en el patrón lateral del haz determina primariamente Ia resolución lateral de Ia imagen para señales intensas. Para las más débiles, Ia resolución lateral está determinada por Ia anchura de los lóbulos laterales a ambos lados del principal. Las técnicas de apodización uniformizan Ia resolución lateral, reduciendo Ia amplitud de los lóbulos laterales a expensas de ensanchar el lóbulo principal, con Ia consiguiente pérdida de resolución lateral para señales intensas. d) La aparición de aberraciones de fase, que se producen por las variaciones de velocidad de propagación ultrasónica en medios no homogéneos, provocando errores de focalización al modificar Ia trayectoria y/o el tiempo de vuelo del pulso ultrasónico. Estos errores de focalización, emborronan Ia imagen y provocan pérdidas de resolución y contraste.
Las tres primeras limitaciones son función de Ia geometría del array y de Ia longitud de onda. Así, durante mucho tiempo, se consideró que dichos límites no podían ser superados. Sin embargo, más recientemente, se han propuesto técnicas que permiten introducir correcciones en las imágenes obtenidas, con el objetivo de reducir o cancelar las indicaciones no deseadas en Ia imagen, producidas por lóbulos laterales o de rejilla, manteniendo o mejorando otros aspectos como Ia resolución lateral y Ia relación señal/ruido.
La idea generalmente seguida hasta ahora consiste en estimar un factor de coherencia indicativo de Ia calidad de Ia focalización para cada muestra k conformada. Una muestra conformada es el resultado de sumar las señales recibidas una vez focalizadas. Así, al aplicar el factor de coherencia a Ia salida del conformador, las muestras con un alto valor de coherencia se mantienen, mientras que se reducen las que presentan un bajo valor de coherencia.
En Ia propuesta original (K. W. Rigby, "Method and apparatus for coherence filtering of ultrasound images", US. Pat. 5.910.115, Jun. 8, 1999), para cada rango k, se calcula el factor de coherencia C(TcJ a partir de los datos de Ia apertura S,(k), λ ≤i≤N, como Ia relación entre el valor absoluto de Ia suma coherente y de Ia suma incoherente, esto es:
Una variante (K. W. Hollman et al., "Coherence factor of speckle from a multi-row probé" , Proc. IEEE Ultrasonic Symposium, pp. 1257-1260, 1999) es:
donde se relacionan energías en lugar de amplitudes. Otra variante (A. L. Hall et al, "Method and apparatus for coherent imaging", US. Pat. 6.071240, 6 Jun. 2000) relaciona Ia suma coherente con Ia obtenida por un segundo conformador con retardos de focalización iguales a cero. En este caso, Ia coherencia aumenta con Ia disimilitud entre ambas magnitudes.
El factor de coherencia puede usarse para ajustar parámetros de emisión o recepción en un proceso iterativo y optimizar algún criterio de calidad (K. F. Ustuner et al., "Coherence Factor adaptive ultrasound imaging methods and systems", Pat. US2005/0228279, 13 Oct. 2005).
Otra variante es el factor de coherencia generalizado (P. C. Li, M. Li,
"Adaptive Imaging using the Generalized Coherence Factor", IEEE Trans. Ultr., Ferroelec. and Freq, Contr., 50, 2, pp. 128-141 , 2003) que se obtiene del espectro PQM) de los datos de Ia apertura:
donde el parámetro M«N, elige una banda de bajas frecuencias del espectro. Para M=O el resultado equivale al de Ia Ecuación (2). Para M>0, GCF(k) ≥ C(k), con Io que disminuye Ia corrección de señales no coherentes, como son las indicaciones de los reflectores difusos.
Recientemente, se ha propuesto un método específico para suprimir las indicaciones de los lóbulos de rejilla (K. F. Ustuner et al., "Adaptive grating lobe suppression in ultrasound imaging", US Pat. 7207942 B2, 24 Abr. 2007). Utilizando técnicas de correlación cruzada, el método determina si una indicación procede del foco o de un lóbulo de rejilla, filtrando los datos de Ia apertura o el resultado de Ia suma coherente en función del resultado.
DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
En el presente documento, el término "datos de Ia apertura" hace referencia a las señales recibidas por los transductores, una vez amplificadas, digitalizadas y temporalmente retardadas (focalizadas), según se ha definido más arriba en el presente documento. Los datos de Ia apertura, a continuación, se suman para obtener un solo valor, que se denominará "muestra conformada". El elemento que realiza, al menos, Ia focalización de las señales recibidas y Ia posterior suma de los datos de apertura es un "conformador de haz".
Los procedimientos de mejora de calidad de imágenes de las técnicas anteriores se basan en ponderar Ia muestra conformada utilizando factores de coherencia obtenidos a partir de relaciones de amplitud de los datos de Ia apertura, sin considerar explícitamente Ia importante información de fase contenida en las señales. Por eso fallan en Ia cancelación o reducción de los lóbulos de rejilla, donde las amplitudes de las sumas coherente e incoherente son similares, produciendo un factor de coherencia próximo a Ia unidad que deja prácticamente invariable Ia muestra conformada y, por tanto, mantiene las falsas indicaciones de los lóbulos de rejilla.
La presente invención, en cambio, supera estas limitaciones de los procedimientos convencionales mediante el análisis de Ia variabilidad de las fases en los datos de Ia apertura, evaluando un factor de coherencia de fase con valores entre 0 y 1. Por tanto, a partir de las fases de los datos de Ia apertura se calcula un factor de coherencia de fase que es independiente de Ia amplitud de las señales. Así, mientras que Ia relación de amplitudes de otras aproximaciones produce factores de coherencia cuyos valores son del orden del cociente entre Ia amplitud del lóbulo lateral y el lóbulo principal, el procedimiento de Ia invención produce factores de coherencia de fase de valores inferiores, consiguiendo así una cancelación más efectiva de los datos incoherentes.
Este nuevo procedimiento mejora Ia calidad de las imágenes obtenidas por un sistema de imágenes ultrasónicas en todos los aspectos definidos anteriormente. Es decir, se consigue reducir los lóbulos laterales, los lóbulos de rejilla, los efectos de las aberraciones de fase y se estrecha el lóbulo principal para mejorar Ia resolución lateral, contraste y rango dinámico de Ia imagen y Ia relación señal-ruido.
Además, el método propuesto en esta invención permite ajustar el nivel de Ia corrección, bien automáticamente o bien por parte del operador del sistema, pudiendo llegar en el límite a anular todas las indicaciones de los lóbulos laterales y reducir Ia anchura del lóbulo principal, con el consiguiente aumento de Ia resolución lateral y del contraste.
Por tanto, de acuerdo con un primer aspecto de Ia invención, se describe un procedimiento para Ia corrección de imágenes ultrasónicas, caracterizado porque comprende Ia operación de multiplicar Ia muestra conformada por un factor de coherencia de fase basado en Ia dispersión de las fases de los datos de Ia apertura.
El término "dispersión de las fases", en el presente documento, hace referencia al grado de diversidad de las fases de las señales que conforman los datos de Ia apertura. Por ejemplo, una dispersión de las fases baja corresponde a un conjunto de señales que están todas en fase o casi en fase o, en otros términos, que posee una elevada similitud de fases. Por consiguiente, los términos "dispersión" y "similitud" de fases están en relación inversa. Del mismo modo, diremos que un conjunto de señales poseen una elevada "coherencia de fase" si Ia dispersión de sus fases es baja o, equivalentemente, si su similitud es elevada. Es necesario remarcar que el término "dispersión", en este contexto, pretende hacer referencia a cualquier parámetro que refleje Ia distribución de las fases, sin quedar necesariamente limitado a los parámetros que comúnmente se conocen como "dispersión" en el campo de Ia estadística. Como se describirá posteriormente en el presente documento, existen diferentes modos de cuantificar Ia dispersión de las fases que corresponden a diferentes realizaciones preferidas de Ia invención.
Por tanto, del análisis de Ia dispersión de las fases de las señales de eco recibidas por los diferentes elementos del array, una vez amplificadas, digitalizadas, y retrasadas para crear un foco en una dirección θo y una profundidad r k determinadas, se obtiene el factor de coherencia de fase, CF(k), con un valor comprendido entre 0 y 1 para cada rango k, 1≤ k ≤ L. Un valor elevado del factor de coherencia de fase (próximo a 1 ) significa que los retardos aplicados han compensado correctamente las diferencias en tiempo de vuelo a cada elemento y, por tanto, proceden del foco. Un valor reducido del factor de coherencia de fase (próximo a 0) significa que los retardos aplicados no han compensado debidamente las diferencias en los tiempos de vuelo y, consecuentemente, las señales no proceden del foco. El factor de coherencia de fase se utiliza para ponderar el resultado de Ia muestra conformada según Ia siguiente expresión:
y(k) = CF(k)-χ(k) = CF(k)∑ S 1 (k) (4)
de forma que, cuando CF(TcJ » 1 , Ia el resultado y(k) de Ia ponderación será básicamente igual a Ia simple suma x(k) de los datos de Ia apertura, mientras que, cuando CF(k) « 0, Ia salida y(k) tenderá a cero, limitando significativamente Ia amplitud correspondiente a muestras conformadas con una baja coherencia.
De este modo, el procedimiento propuesto en esta invención reconoce Ia procedencia de las señales y actúa para corregir los efectos no deseados en Ia imagen o para mejorar su calidad.
Así, un reflector situado en Ia dirección central del lóbulo principal produce señales en fase, con Io que Ia suma es constructiva y da lugar al máximo de amplitud en el patrón lateral del haz. En estas condiciones, el factor de coherencia de fase CF(TcJ es máximo, con un valor unitario (dispersión de fases nula).
Sin embargo, al desplazarse el reflector lateralmente dentro del lóbulo principal, algunas señales dejan de estar en fase. Al aumentar Ia disparidad de las fases, se reduce el factor de coherencia de fase CF(k). De esta forma, al realizar Ia corrección de Ia suma de los datos de Ia apertura por aplicación de (4), se reduce Ia anchura del lóbulo principal y, por consiguiente, mejora Ia resolución lateral.
Si el reflector se sitúa sobre un lóbulo lateral, las señales ya no se componen constructivamente. Las fases de los datos de apertura muestran una gran disparidad que produce un muy bajo factor de coherencia de fase, CF(k) a O. Al multiplicar Ia suma de los datos de Ia apertura por este valor bajo según (4), se reducen o cancelan las indicaciones de los lóbulos laterales.
Los lóbulos de rejilla resultan de replicar de forma distribuida indicaciones de reflectores situados sobre el lóbulo principal. Con las señales de banda ancha utilizadas en imagen ultrasónica, las réplicas son composiciones parcialmente coherentes: sólo una pequeña fracción de los N datos de Ia apertura están en fase y el resto muestra fases diversas. En conjunto, Ia dispersión de las fases es elevada, produciendo un bajo valor del factor de coherencia de fase CF(k)=O. Al multiplicar Ia suma de los datos de Ia apertura por este valor, según Ia ecuación (4), se limitan las indicaciones de los lóbulos de rejilla.
Asimismo, las señales recibidas cuando se producen aberraciones de fase muestran una elevada dispersión de fases, que resulta en un bajo factor de coherencia de fase CF(k)»0. AI multiplicar Ia suma de las señales de apertura por este valor bajo según (4), se reducen estas indicaciones.
Las fases de los datos de apertura se obtienen de Ia señal analítica expresada con sus componentes en fase Sl,(k) y en cuadratura SQ,(k) como: -i SQXk) φ, (k) = tan (5)
SI Xk)
Los conformadores de haz que operan en banda base disponen directamente de Ia señal analítica en fase y en cuadratura, con Io que basta Ia aplicación de Ia Ecuación (5) para obtener Ia fase φ,(k) en cada canal / para cada rango k. La fase resultante debe quedar comprendida en el intervalo (-π, π).
En caso de utilizar un conformador de haz operando en radiofrecuencia, sin embargo, se requiere una operación previa para obtener Ia señal en cuadratura mediante un transformador de Hilbert, cuya realización es conocida (A.V. Oppenheim, R. W. Schafer: "Digital Signal
Processing", Prentice-Hall, 1975):
SQXk) = Hilbert [SXk)] siχk) = sχk)
También existen otras técnicas conocidas que permiten obtener una aproximación a Ia señal analítica mediante el muestreo en cuadratura [K.
Ranganathan et al., "Direct sampled I/Q beamforming for compact and very low-cost ultrasound imaging", IEEE Trans. on Ultrason., Ferroelect.
Freq. Contr., 51 , 9, pp. 1082-1094, 2004].
Con los procedimientos descritos, se puede obtener con una precisión arbitraria Ia fase instantánea de los datos de Ia apertura. Una mayor precisión requiere una complejidad electrónica mayor, pero no proporciona una mejora correspondiente en Ia supresión de las señales no coherentes. Por esta razón las fases se calcularán, preferentemente, con una precisión relativamente baja, típicamente con una resolución entre 1 y 8 bits. Una vez evaluadas las fases de las señales a partir de Ia Ecuación (5), el coeficiente de coherencia de fase preferido se calcula a partir de Ia siguiente expresión, donde Ia función max() sirve para evitar que CF (k) tome valores negativos:
CF(Jc) = max(0, l - a- f[φ, (k)]) (7)
donde:
Ψ,(k) es ' a f ase de Ia muestra k de Ia señal / de los datos de Ia apertura; a es un parámetro de ajuste; y
J es un estimador de Ia dispersión (o similitud) de las fases de las señales de Ia apertura. Puede ser un estadístico de medida de dispersión, como, por ejemplo, el rango, Ia
2 desviación estándar ( σ ), Ia varianza ( σ ), Ia curtosis, etc. Alternativamente, pueden elegirse funciones de medida de Ia similitud, en los que f( ) decrezca con incrementos en Ia similitud de las fases.
De Ia definición dada por Ia Ecuación (7), los valores de CF(k) estarán comprendidos entre 0 y 1. El máximo CF(k)=1 se obtiene cuando
J W i \ )\ =o, esto es, cuando Ia dispersión de las fases es mínima o, equivalentemente, su similitud es máxima. El mínimo CF(k)=0 se obtiene cuando •/ l^v^ll >1/ Qi esto es, cuando Ia dispersión de las fases alcanza cierto valor programable mediante el parámetro α.
En una realización preferida de Ia invención, se emplea como estimador J Ia desviación estándar. En este caso, el factor de coherencia se calcula como:
CF x (Jc) = max(0, 1 - a, .σ[φ, (Jc)]) (8)
donde cr[<p,(£)] representa Ia desviación estándar de las fases de los datos de Ia apertura, y el coeficiente de normalización CU 1 toma, preferentemente,
valores entre O y - . π
La Ecuación (8) tiene un valor unidad cuando todas las fases son iguales, y por tanto Ia desviación estándar es nula, y un valor cero cuando
Ia desviación estándar de las fases alcanza o supera el valor — .
En otra realización preferida de Ia invención, se emplea como estimador J Ia varianza:
CF 2 (Jc) = max(0, 1 - a 2 σ 2 [φ, (Jc)]) (9)
donde σ 2 [#>, (&)] representa Ia varianza de las fases de los datos de Ia apertura, y el coeficiente de normalización a 2 toma, preferentemente,
valores entre 0 y π
Análogamente, pueden definirse ecuaciones para calcular el coeficiente de coherencia de fase basadas en otros momentos estadísticos que midan Ia dispersión de Ia variable aleatoria φ t (k), como por ejemplo Ia kurtosis u otros momentos de orden superior.
En una realización preferida particularmente interesante, las fases de las señales de los datos de Ia apertura, que ocupan el intervalo (-π, π), se evalúan con un único bit b al que se asigna los valores -1 y +1 para los intervalos angulares (0, π] y [-π, 0], respectivamente. En esta situación Ia complejidad electrónica es mínima, pues basta considerar el signo de cada señal: las señales positivas toman un valor b=+λ y las negativas b=-λ , esto es:
La dispersión de las fases corresponde a Ia de una variable aleatoria discreta con dos valores, por Io que son de aplicación las Ecuaciones (7) a (9) anteriores sustituyendo φXk) por bXK) .
En una realización aún más particular, Ia varianza de Ia variable b¡ para un rango /c determinado es:
De esta ecuación se deduce que el mínimo de σ 2 es 0 y, el máximo 1. Lógicamente, también Ia desviación estándar σ tiene un rango de valores (0, 1 ). De este modo, en Ia Ecuación (9), puede hacerse 02 = 1 y eliminar Ia función max(-), ya que el factor CF(k) tomará valores entre 0 y 1. Con esto, se define el factor de coherencia de fase por polaridad CFP(k) como:
CFP(k) = (\ - σ 2 [bχk)f (12) donde el exponente P≥O es un parámetro que permite ajustar el nivel de corrección. Por otra parte, el primer término del numerador de Ia Ecuación (11 ) es:
N∑b > = N 2 (13)
¡=i
Sustituyendo en (11 ) resulta:
Sustituyendo en (12):
El intervalo de variación de CFP(k) es de 0 a 1 , para cualquier valor del exponente P. En particular, CFP(k) es cero cuando Ia varianza es máxima e igual a 1 (ver Ecuación 12), Io que representa señales con una gran diversidad de fases y, por tanto, de baja coherencia. Recíprocamente, CFP(k) es unitario cuando Ia varianza se anula, situación que se produce cuando todas las señales están en fase y, por tanto, son coherentes. De este modo el factor CFP(k) puede utilizarse para corregir las imágenes ultrasónicas por aplicación de Ia Ecuación (4) sustituyendo CF(TcJ por CFP(k). Debe observarse que, de Ia ecuación (14), se puede despejar σ 2 (b¡) y, extrayendo Ia raíz cuadrada, obtener Ia desviación estándar σ(b¡) con Ia que se calcule un factor CFP(k) análogo, sin que el método propuesto se modifique sustancialmente. La acción del exponente P, que puede ser programado por el usuario, es enfatizar o atenuar el efecto de Ia corrección. Así, para su valor mínimo P=O, resulta CFP(TcJ=I con independencia de las fases de los datos de apertura. En este caso al aplicar Ia corrección según Ia Ecuación (4) los datos de salida igualan a los de entrada: y(k) = x(k), esto es, no se realiza ninguna corrección obteniéndose Ia imagen original. Para valores 0 < P <1 se obtienen correcciones moderadas, que se van acentuando al aumentar P. Para valores P elevados el efecto de Ia corrección aumenta, llegando un punto en el que sólo se hacen visibles las señales totalmente coherentes. Puesto que todas las señales tienen cierta cantidad de ruido, que no es coherente, a partir de cierto valor de P pueden llegar a desaparecer en Ia imagen los verdaderos reflectores. No obstante, el rango de variación de P puede ser muy alto, habiéndose comprobado su eficacia en intervalos de 0 a 50.
Un segundo aspecto de Ia invención está dirigido a un aparato para Ia corrección de imágenes ultrasónicas, que comprende medios para calcular un coeficiente de coherencia de fase a partir de las fases de los datos de Ia apertura y un medio para multiplicar dicho factor de coherencia por Ia muestra conformada.
En una primera realización particular, el aparato de Ia invención utiliza toda Ia información de las fases de los datos de Ia apertura para calcular el coeficiente de coherencia de fase. En ese caso, los medios para calcular el coeficiente de coherencia de fase comprenden:
a) Un primer medio de cálculo, que recibe las señales en fase y en cuadratura de los datos de apertura, y evalúa Ia fase instantánea de los datos de Ia apertura aplicando Ia ecuación: Λ(i) = to -iWÍ2
Ψι SI Xk)
Las señales en fase y en cuadratura de los datos de Ia apertura está disponible directamente, por ejemplo, cuando se utiliza un conformador de haz en banda base. En caso de no disponer de esas señales, por ejemplo cuando el conformador es en radiofrecuencia, es necesario un medio de cálculo adicional conectado al primer medio de cálculo, que recibe los datos de apertura y calcula las señales en fase y en cuadratura de acuerdo con Ia ecuación:
SQ 1 (k) = Hilbert [S 1 (*)]
SIXk) = SXk)
b) Un segundo medio de cálculo, conectado al primer medio de cálculo, que determina los factores de coherencia de fase de acuerdo con Ia ecuación:
CF(k) = max(O, l -a-f[φ,(k)])
En una segunda realización particular, el aparato de Ia invención toma únicamente los signos de las fases de los datos de Ia apertura. En este segundo caso, los medios para calcular el coeficiente de coherencia de fase comprenden:
a) Un sumador, que suma los signos de las fases de los datos de Ia apertura.
b) Una tabla, que recibe Ia salida del sumador y el coeficiente P, y que calcula el coeficiente de coherencia de fase de acuerdo con Ia ecuación
Además, en otra realización preferida de Ia invención, el aparato comprende además un medio de detección de igualdad de signos, que detecta Ia igualdad de todos los signos b¡ y envía una señal indicativa a Ia tabla.
En otra realización preferida más de Ia invención, el aparato de Ia invención comprende medios para seleccionar manualmente el valor del coeficiente P.
Aunque no se menciona explícitamente en Ia descripción precedente, Ia invención se extiende igualmente a programas de ordenador, particularmente los programas de ordenador que se encuentran situados sobre o dentro de una portadora, adaptados para llevar a Ia práctica el procedimiento de Ia invención. El programa puede tener Ia forma de código fuente, código objeto, una fuente intermedia de código y código objeto, por ejemplo, como en forma parcialmente compilada, o en cualquier otra forma adecuada para uso en Ia puesta en práctica de los procesos según Ia invención. La portadora puede ser cualquier entidad o dispositivo capaz de soportar el programa.
Por ejemplo, Ia portadora podría incluir un medio de almacenamiento, por ejemplo, una memoria ROM, una memoria CD ROM o una memoria ROM de semiconductor, o un soporte de grabación magnética, por ejemplo, un disco flexible o un disco duro. Además, Ia portadora puede ser una portadora transmisible, por ejemplo, una señal eléctrica u óptica que podría transportarse a través de cable eléctrico u óptico, por radio o por cualesquiera otros medios. Cuando el programa va incorporado en una señal que puede ser transportada directamente por un cable u otro dispositivo o medio, Ia portadora puede estar constituida por dicho cable u otro dispositivo o medio.
Como variante, Ia portadora podría ser un circuito integrado en el que va incluido el programa, estando el circuito integrado adaptado para ejecutar, o para ser utilizado en Ia ejecución de, los procesos correspondientes.
DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
Para complementar Ia descripción que se está realizando y con objeto de ayudar a una mejor comprensión de las características de Ia invención, de acuerdo con un ejemplo preferente de realización práctica de Ia misma, se acompaña como parte integrante de dicha descripción, un juego de dibujos en donde con carácter ilustrativo y no limitativo, se ha representado Io siguiente:
La Fig. 1 muestra Ia arquitectura típica de un conformador de haz digital convencional, destacando el lugar de inserción del corrector de imágenes propuesto en esta invención.
La Fig. 2 muestra un patrón lateral del haz ultrasónico, para facilitar Ia identificación de los diferentes lóbulos que intervienen en Ia formación de Ia imagen.
La Fig. 3 muestra el principio de obtención del factor de coherencia de fase CF para conformadores de haz de banda base y de radiofrecuencia. La Fig. 4 muestra el circuito general para obtener el factor de coherencia de fase por polaridad CFP en cualquier conformador de haz y Ia posible inclusión de optimizaciones.
La Fig. 5 muestra un ejemplo de realización para 32 canales, que calcula el factor de coherencia de fase por polaridad CFP en tiempo real, con el que corrige las imágenes obtenidas por el conformador de haz, destacando Ia innovación introducida por esta invención.
La Fig. 6 presenta un gráfico que relaciona los valores del factor de coherencia de fase por polaridad CFP con el número de señales coherentes en un sistema de 32 canales, para diferentes valores del exponente P.
REALIZACIÓN PREFERENTE DE LA INVENCIÓN
Técnica anterior
Un sistema de acuerdo con Ia técnica anterior tiene Ia estructura y dispositivos mostrados en Ia Figura 1 , arquitectura general que es bien conocida en el ámbito con diversas variantes. El array (10) de transductores está compuesto por los N elementos transductores numerados (1 ), (2), ..., (N). Cada elemento genera un impulso ultrasónico al ser excitado por una señal eléctrica y, recíprocamente, genera señales eléctricas al recibir ecos ultrasónicos. En emisión el conmutador (11 ) conecta los elementos del array (10) a los excitadores (19) y, en recepción, a los amplificadores (12).
Para generar un haz ultrasónico en emisión, los N excitadores (19) se activan a intervalos de tiempo calculados y coordinados para producir Ia deflexión y focalización del haz en una dirección y profundidad determinadas. Al finalizar Ia excitación de los elementos, el conmutador (11 ) pasa a Ia posición de recepción.
El haz ultrasónico generado se propaga por el medio inspeccionado (21 ), produciendo ecos en cada discontinuidad. Estos ecos regresan al array (10) donde son recibidos por los N elementos (1 ) a (N). Las señales pasan a través del conmutador (11 ) y son amplificadas por N amplificadores (12), opcionalmente con diferentes ganancias para realizar Ia operación de apodización. Las señales amplificadas son digitalizadas por N conversores analógico-digital (13) de forma independiente. Las salidas R 1 , R 2 , ..., R N de los conversores A/D están conectadas a unos dispositivos (14) de retardo independientes para cada señal. Los retardos se ajustan para compensar las diferencias en el tiempo de vuelo desde Ia emisión al foco y a cada elemento desde el dispositivo de control (22).
Se obtiene así el conjunto de datos de Ia apertura (20), compuesto por las N señales retrasadas S?, S 2 , ..., S N - Un sumador (15) realiza Ia suma de estas señales para obtener Ia salida x, que está enfocada por los retardos aplicados al conjunto de señales Ri, R 2 , ..., R N - LOS sistemas más avanzados modifican dinámicamente estos retardos, en un conformador de haz, para seguir al pulso ultrasónico en su propagación por el medio (21 ), de forma que Ia señal x obtenida quede focalizada en toda su longitud (técnica de focalización dinámica).
Una vez conformada, Ia señal x pasa a un detector de envolvente
(16) y posteriormente a un conversor de coordenadas de barrido (17), visualizándose finalmente en Ia pantalla (18).
Este proceso se repite para una diversidad de direcciones, cambiando los retardos en emisión y recepción, de forma que se explora una región de interés. Si el array es lineal, el barrido se produce en un plano y, si es bidimensional, en un volumen.
El efecto de Ia conformación del haz ultrasónico en emisión es que un reflector en las proximidades del foco produce un eco de alta intensidad que, a su vez, es enfocado en recepción mediante Ia compensación de los tiempos de vuelo a cada elemento por Ia introducción de los retardos correspondientes.
Sin embargo, Ia conformación del haz no es perfecta. Habitualmente, Ia amplitud de Ia salida del conformador se describe mediante el patrón lateral del haz. La Figura 2 muestra en escala logarítmica (dB), el patrón lateral del haz de un array de 64 elementos distanciados λ y un ancho de banda relativo de un 40%, para un ángulo de deflexión θ 0 = 20°, posición en Ia que se encuentra el lóbulo principal (A). Se observa Ia presencia de lóbulos laterales (B), especialmente elevados en las proximidades del lóbulo principal al que ensanchan, y un gran lóbulo de rejilla (C). El lóbulo de rejilla aparece cuando Ia distancia entre elementos del array es mayor que media longitud de onda (λ/2), como es habitual con aperturas dispersas. Los lóbulos laterales próximos al principal reducen Ia resolución lateral del sistema de imagen.
Un reflector situado en Ia dirección θo del lóbulo principal (A) produce una amplitud máxima a Ia salida del conformador (0 dB) para Ia ley focal que corresponde a Ia deflexión θo y a su rango. Pero, cuando Ia ley focal se modifica para visualizar las señales procedentes de Ia dirección θi, donde no existe reflector, a Ia salida del conformador se obtiene una señal con Ia amplitud correspondiente al lóbulo de rejilla, debido a Ia réplica del reflector en θo. Análogamente, en las direcciones de los lóbulos laterales, a Ia salida del conformador se obtendrán las amplitudes correspondientes, aunque no existan reflectores. Por otra parte, los retardos se calculan para una velocidad de propagación del ultrasonido determinada, pero las variaciones que sufre en su propagación por medios no homogéneos son desconocidas, produciendo errores de focalización o aberraciones de fase que desenfocan Ia imagen.
El nivel de estas indicaciones falsas limita el rango dinámico de Ia imagen, así como el contraste entre zonas anecoicas y zonas con reflectores o dispersores, por Io que es muy conveniente disponer de medios que reduzcan el nivel de los lóbulos laterales y de rejilla.
Además, Ia anchura del lóbulo principal y de los lóbulos laterales más próximos determina Ia resolución lateral del sistema de imagen, esto es, su capacidad para discriminar dos reflectores próximos entre sí. De este modo, también es deseable reducir Ia anchura del lóbulo principal simultáneamente con una reducción del nivel de los lóbulos laterales para mejorar Ia resolución del sistema de imagen ultrasónica.
Ejemplo 1
La Figura 3 muestra el diagrama de bloques de un aparato (55a) de acuerdo con Ia invención, en el que los factores de coherencia de fase se calculan, según el procedimiento descrito más arriba en el presente documento, utilizando toda Ia información de Ia fase de los datos de Ia apertura.
En una realización de Ia invención, por ejemplo cuando se emplea un conformador de haz en banda base, sólo se requiere un bloque (31 ) para evaluar Ia fase instantánea de los datos de Ia apertura por aplicación de Ia Ecuación (5). En otra realización, por ejemplo cuando se emplea un conformador de haz en radiofrecuencia, se requiere previamente un transformador de Hilbert (30) para llevar a cabo Ia operación de Ia Ecuación (6).
A Ia salida del bloque (31 ) se obtienen, por tanto, las fases de los datos de Ia apertura, a partir de las cuales el bloque (32) determina los valores de los factores de coherencia de fase de acuerdo con Ia fórmula:
CF(k) = m a χ(O, \ - a-f[φXk)]) (16)
donde f[φ t (k)] es un estimador de dispersión, preferentemente Ia desviación estándar o Ia varianza de las N fases φ t (k) para cada rango k, y a es una constante ajustable que determina Ia sensibilidad del factor CF(k) a Ia dispersión de las fases.
Ejemplo 2
Se describe un ejemplo de realización de un aparato (55b) de acuerdo con Ia invención en el caso de emplear únicamente los signos de los datos de Ia apertura para calcular los factores de coherencia de fase. En Ia Figura 4 se muestra un sencillo esquema electrónico utilizado para implementar Ia Ecuación (15). Un sumador (40) obtiene Ia salida SQ=Zq,, que es Ia suma de los bits de signo qi, Q2, ..., QN de los datos de Ia apertura Si, S2, ..., SN obtenidos por un aparato convencional (ver Figura 1 ). Debe destacarse que el sumador (40) interpreta el valor del signo q de las señales en complemento a 2, esto es, q=0 para las señales positivas {b=+^ ) y q=1 para las negativas (6=-1 ).
La suma SQ de los N signos sólo puede producir valores en un conjunto que tiene Λ//2+1 elementos. Este es el número máximo de entradas necesarias en Ia tabla (41 ) para cada valor de P. Hay algunas optimizaciones que pueden realizarse para reducir aún más Ia cantidad de recursos utilizados. Así, el caso | SQ\=N, que se produce exclusivamente con una igualdad de todos los signos q h se puede detectar aparte con el circuito (43), señalado con trazos pues su presencia es opcional. La igualdad de signos equivale a una varianza nula, con Io que CFP=I según Ia Ecuación (12). La salida del detector de igualdad de signos (43) activa Ia entrada U de Ia tabla (41 ) para que ésta proporcione un valor unitario a su salida, reduciendo a Λ//2 el número total de entradas requeridas en Ia tabla (41 ). Alternativamente, se puede detectar el caso en que |SQ| = 0, situación en Ia que CFP=O. En este caso, Ia entrada U de Ia tabla (41 ) se utiliza para proporcionar un valor nulo a su salida, reduciendo también a N/2 el número total de entradas requeridas en Ia tabla (41 ). Por ejemplo, en un caso típico con Λ/=128, Ia tabla (41 ) contiene 64 entradas con las optimizaciones descritas.
En una posible realización, cada cambio en el valor de P carga nuevos valores en Ia tabla (41 ). En general, el tiempo invertido en esta operación puede ser ignorado (escritura de algunas decenas de datos).
En otra posible realización, se puede codificar P para actuar conjuntamente con SQ como dirección en una tabla única, evitando Ia recarga de Ia tabla (41 ) (en Ia Figura 4 Ia entrada de P codificado se indica con línea de trazos). En el ejemplo anterior, para 16 valores de P, Ia tabla (41 ) total contendría 16x64 = 1024 entradas. La dirección de acceso a Ia tabla (41 ) se compone de dos campos: el selector para el exponente P y el selector del valor CFP para el valor SQ actual. Debe destacarse que el selector del exponente P no tiene por qué coincidir con el valor del exponente, sino que es un código asignado a un valor no necesariamente entero. Por ejemplo, los selectores consecutivos 0, 1 , 2, 3, etc. se pueden asignar a valores P= 0, 0'5, 1 , 1 '5, etc. El valor CFP obtenido de Ia tabla (41 ) pondera en el multiplicador (42) Ia señal x correspondiente a Ia muestra conformada, para entregar a Ia salida Ia señal y debidamente corregida con coherencia de fase por polaridad. La adición de un filtro de suavizado entre Ia salida de Ia tabla y Ia entrada en el multiplicador permitirá eliminar transitorios en CFP, sin que ello suponga un cambio sustancial, por Io que no se indica en Ia figura.
Ejemplo 3
La Figura 5 muestra el esquema de una realización particular de un corrector (55c) de imágenes ultrasónicas por coherencia de fase de Ia invención para un sistema de N=32 elementos. En este caso se utilizó Ia coherencia de fase por polaridad, ya que su implementación es más sencilla y, además, se consideró el exponente P= 1 (ecuaciones 15 y 18).
Las entradas al corrector (55c) S- \ , S 2 , ..., S 32 fueron las señales obtenidas tras aplicar los retardos de focalización a las señales recibidas por los N elementos del array. Cada señal S, está expresada en complemento a 2 con 12 bits. El signo está indicado por el bit más significativo g?, g 2 , --- Q32, que es interpretado por el sumador (51 ) como +1 si Ia señal es positiva y por -1 si es negativa.
Para facilitar Ia interpretación del proceso, en Ia Figura 5 se incluye el sumador (50), que pertenece al conformador, al que llegan entradas de 12 bits, produciendo Ia salida x, de 17 bits (suma de 2 5 valores de 12 bits). Por otra parte, los bits de signo qi, q 2 , ... q∞ se sumaron en el sumador (51 ), que produce Ia salida SQ, expresada en el rango (-32, 32). La tabla (52) se construyó con las entradas que corresponden a Ia Ecuación (15) para Λ/=32 y P= 1 utilizando aritmética fraccional.
La tabla (52) es una memoria RAM para poder modificar su contenido, en Ia que SQ actúa como dirección en lectura, proporcionando las salidas CF siguientes en función del valor de los posibles valores del valor absoluto |SQ|:
Para SQ=O, CF=O, excepción que podría detectarse por separado para reducir el número de entradas en Ia tabla (52) de 17 a 16, aspecto no optimizado en el ejemplo actual.
Los valores de Ia tabla están comprendidos entre 0 y 1 , pudiendo expresarse con aritmética fraccional. En este caso, se expresan con 10 bits.
La salida CF de Ia tabla (52) (10 bits) se multiplica en (53) por Ia salida x de Ia suma coherente (17 bits) para obtener Ia señal xc de 17+10=27 bits de los que únicamente se seleccionan los 17 más significativos por operar con aritmética fraccional.
El conjunto de dispositivos (55b) constituye el corrector por coherencia de fase que hay que añadir al conformador de haz para mejorar las imágenes ultrasónicas en resolución lateral, rango dinámico, contraste y relación señal/ruido según los principios expuestos en esta invención.
La Figura 6 muestra gráficamente el valor resultante de CFP en 2 í
función de SQ para distintos valores de P y el ejemplo 3 considerado en Ia Figura 5. Con línea continua se representan los valores que corresponden a este ejemplo con P=1 ; con línea de trazos se muestran los valores correspondientes a un caso P=2 y, con línea de puntos, al caso P=O.5. La gráfica ilustra Ia más rápida reducción de CFP al aumentar el valor de P, Io que enfatiza el efecto de Ia corrección con una mayor reducción de las señales detectadas como no coherentes.
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