【발명의 명칭】

FDR 전송을 지원하는 무선접속시스템에서 신호를 수신하는 방법 및 장치 【기술분야】

[ 1 ] . 본 발명은 FDR (Ful l Duplex Radio) 전송 환경을 지원하는 무선 접속 시스 템에 관한 것으로， FDR 적용시 신호를 효율적으로 수신하는 방법 및 이를 지원하 는 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

[2 ] 무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비 스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭， 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속 (mult iple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예 들로는 CDMA (code divi sion mult iple access) 시스템, FDMA( frequency divi sion mult iple access) 시스템， TDMA(t ime division mult iple access) 시스템， 0FDMA( orthogonal frequency divi sion mult iple access) 시스템， SC-FDMA( single carr ier frequency division mul t iple access) 시스템 등이 있다.

【발명의 상세한 설명】

【기술적 과제】

[3] 본 발명의 목적은 FDR 전송을 지원하는 무선 접속 시스템에서 효율적으로 데이터를 송수신하는 방법을 제공하는 것이다.

[ 4 ] 본 발명의 또 다른 목적은 이러한 방법들을 지원하는 장치를 제공하는 것 이다.

[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제 한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고 려될 수 있다.

【기술적 해결방법】

[ 6] 상기 문제점을 해결하기 위하여， 본 발명의 일 실시예에 따론 무선 통신 시스템에서 단말이 신호를 수신하는 신호 수신 방법은 부호화된 수신 신호 (Q) 중 목적 신호에 대웅하는 제 1 부분 신호 (A)와 제 1 노이즈 (N1)로 구성되는 제 1 신호 ( α Α)를 산출하는 단계; 상기 부호화된 수신 신호 중 상기 목적 신호의 패리티 신 호에 대웅하는 제 2 부분 신호 (Β')와 제 2 노이즈 (Ν2)로 구성되는 제 2 신호 (βΒ') 를 산출하는 단계; 상기 제 1 신호 ( αΑ) 및 제 2 신호 (βΒ')를 기초로 복호화하여 제 3 신호 ( α 'Α)를 산출하는 단계; 상기 제 3 신호 ( α 'Α)를 부호화하여 제 4 신호 ( α 'Α')를 산출하는 단계; 상기 제 4 신호 ( α 'Α')를 상기 제 2 신호 (βΒ')와 X0R 연산하여 제 5신호 (β 'Β)를 산출하는 단계 ; 및 상기 제 3 신호 ( α Ά) 및 제 5신호 (β 'Β)를 이용하여 상기 목적 신호를 산출하는 단계를 포함하고, 상기 제 2 부분 신호 (Β')는 상기 목적 신호를 부호화 한 신호 (Α')와 상기 목적 신호의 패리티 신 호 (Β)를 X0R 연산하여 생성될 수 있다.

[7] 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하는 단 말은， RF(Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 부 호화된 수신 신호 (Q) 중 목적 신호에 대웅하는 제 1 부분 신호 (A)와 제 1 노이즈 (N1)로 구성되는 제 1 신호 ( αΑ)를 산출하고， 상기 부호화된 수신 신호 중 상기 목적 신호의 패리티 신호에 대웅하는 제 2 부분 신호 (Β')와 제 2 노이즈 (Ν2)로 구 성되는 제 2 신호 (βΒ')를 산출하고， 상기 제 1 신호 ( αΑ) 및 제 2 신호 (βΒ')를 기초로 복호화하여 제 3 신호 ( α 'Α)를 산출하고， 상기 제 3 신호 ( α 'Α)를 부호화하 여 제 4 신호 ( α 'Α')를 산출하고， 상기 제 4신호 ( α 'Α')를 상기 제 2 신호 (βΒ') 와 X0R 연산하여 제 5신호 (β 'Β)를 산출하고, 상기 제 3 신호 ( α Ά) 및 제 5신호 (β 'Β)를 이용하여 상기 목적 신호를 산출하도록 구성되며, 상기 제 2 부분 신호 (Β')는 상기 목적 신호를 부호화 한 신호 (Α')와 상기 목적 신호의 패리티 신호 (Β) 를 X0R 연산하여 생성될 수 있다.

[8] 본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.

[9] 상기 부호화된 수신 신호 (Q)는 상기 제 1 신호 ( αΑ), 상기 제 2 신호 (βΒ') 및 제 3 부분 신호 (C)와 제 3 노이즈 (Ν3)로 구성될 수 있다.

[10] 상기 제 3 부분 신호 (C)는 상기 제 1 부분 신호 (Α)에 대한 정보를 포함하는 패리티 신호를 포함할 수 있다.

[11] 상기 제 3 부분 신호 (C)는 상기 제 2 부분 신호 (Β)에 대한 정보를 포함하는 패리티 신호를 포함할 수 있다.

[12] 상기 제 1 신호 ( αΑ)의 비트 길이는 상기 목적 신호의 비트 길이와 동일할 수 있다. [13] 상기 제 1 신호 ( αΑ)의 비트 길이는 MSB (most significant bit) 로부터 상기 패리티 신호의 시작점 까지의 길이로 결정될 수 있다.

[14] 상기 제 2 신호 (βΒ')의 비트 길이는 상기 패리티 신호 비트 길이와 동일 할 수 있다.

[15] 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적 인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

【유리한 효과】

[16] 본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다.

[17] 첫째， FDR 전송을 지원하는 무선 접속 시스템에서 효율적으로 데이터를 송 수신할 수 있다.

[18] 본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확 하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉， 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과 들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의 해 도출될 수 있다.

【도면의 간단한 설명】

[19] 도 1 은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 예시한 다.

[20] 도 2 는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무 -선 인터페이스 프로토콜 (Radio Interface Protocol)의 제어평면 (Control Plane) 및 사용자평면 (User Plane) 구조를 예시한다.

[21] 도 3 은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 예시한다.

[22] 도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시한다.

[23] 도 5 는 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시한 다.

[24] 도 6 은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.

[25] 도 7은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성을 예시한다.

[26] 도 8 내지 도 9는 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다.

[27] [28 ] 도 10은 FDR 방식에서의 간섭 상황의 일례를 나타내는 도면이다.

[29] 도 11 은 간섭신호가 원하는 신호보다 매우 큰 파워를 가지는 상황에서 간 섭 신호 제거의 일례를 나타낸다.

[30] 도 12 는 간섭신호가 원하는 신호보다 작은 파워를 갖는 경우에 대한 일례 를 나타낸다.

[31 ] 도 13 은 송 /수신 시스템에서 상술한 세 가지 간섭 ( interference) 제거 방 법의 적용예를 도시한다.

[32] 도 14 는 아날로그 (anal og) 제거 방법 사용 후 남아 있는 자기 간섭 크기 에 따른 ADC 후의 기저대역 (baseband) 신호의 예를 나타낸다.

[33] 도 15 는 송신단에서의 baseband 신호에 대한 파라미터 (parameter )를 예 시한다.

[34] 도 16은 수신단에서의 baseband신호에 대한 파라미터를 예시한다.

[35] 도 17은 FDR시스템에서 신호 송수신 방법의 일례를 나타낸다.

[36] 도 18은 본 발명에 따른 신호 부호화 방법을 나타내며 , 도 17에서의 부호 화 단계 ( 1703)를 구체화한 것이다.

[37 ] 도 19는 본 발명에 따른 신호 복호화 방법을 나타내몌 도 17에서의 복호 화 단계 ( 1761)를 구체화한 것이다.

[38] 도 20 은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한 다.

【발명의 실시를 위한 형태】

[39] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으 로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들 의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

[ 40] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 ( terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에 서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

[41] 즉， 기지국을 포함하는 ^ᅵ 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어 지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포 인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSSCMobile Subscriber Station), SS(Subscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

[42] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않 는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

[43] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으 로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일 한 도면 부호를 사용하여 설명한다 .

[44] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시스 템， 3GPP LTE 및 LTE— A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발 명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용 어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

[45] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA (Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용 될 수 있다. CDMA는 UTRA Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같 은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. (FDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi ) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA 는 UMTS Jniversal Mobi le Telecomn nicat Mis System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generat ion Partnership Project ) LTE ( long term evolut ion)는 EHJTRA 를 사용하는 E— UMTS (Evolved UMTS) 의 일부로써 , 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE 의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상 이 이에 제한되는 것은 아니다.

[46] 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

[ 47] 셀를라 0FDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 0FDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Divi sion Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (r dio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2 의 무선 프레임 구조를 지원한 다.

[ 48] 도 1 은 타입 1 무 ^' 선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브 프레임은 시간 영역 (t ime domain)에서 2 개의 슬롯 (slot )으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTKtransmission t ime interval )이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms 이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시 스템에서는 하향링크에서 0FDMA 를 사용하므로, 0FDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있 다. 자원 블톡 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수 개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.

[49] 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP Cycl ic Pref ix)의 구성 (conf igurat ion)에 따라 달라질 수 있다. CP 에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CPCnormal CP)가 있다. 예를 들어， 0FDM심볼이 일반 CP 에 의해 구성된 경우， 하 나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7 개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP 에 의해 구성된 경우， 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어 ^' ， 하 나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6 개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이 동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심블간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다 .

[ 50 ] 일반 CP 가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7 개의 OFDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14 개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때， 각서브프레임의 처음 2 개 또는 3 개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downl ink control channel )에 할당 되고， 나머지 0FDM 심볼은 PDSCH(physical downl ink shared channel )에 할당될 수 있다.

[ 51】 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레 임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다 양하게 변경될 수 있다.

[ 52 ] 도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례 를 나타낸 예시도이다. 이는 0FDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참 조하면， 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영 역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 0FDM 심 볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술 하나， 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)를 자원요 소 (RE)라 한다. 예를 들어 , 자원 요소 a(k, l )은 k번째 부반송파와 1번째 0FDM 심 볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP 의 경우에， 하나의 자원블록은 12 X 7 자 원요소를 포함한다 (확장된 CP 의 경우에는 12 X 6 자원요소를 포함한다) . 각 부반 송파의 간격은 15kHz 이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz 을 포 함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국 의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.

【53 ] 도 3 은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프 레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 0FDM 심볼은 제어 채널이 할 당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 0FDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downl ink Shared Chancel ; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉， 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH 가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예 를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indi cator Channel ; PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physi cal Downl ink Control Channel ; PDCCH)ᅳ 물 리腿 Q지시자채널 (Physi cal Hybr id automat i c repeat request Indicator Channel； PHICH) 등이 있다. PCFICH 는 서브프레임의 첫 번째 OFDM심볼에서 전송되고 서브 프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한 다. PHICH 는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK신호를 포함한다. PDCCH 를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downl ink Control Informat ion; DCI )라 한다. DCI 는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크 공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상 으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시 지의 자원 할당， 임의와 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voi ce over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH 를 모니 터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element ; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE 는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레 이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자 원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH 의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE 의 개수와 CCE 에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여 검사 (Cycl ic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용 도에 따라무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Ident i f ier ; RNTI ) 라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면 단말의 eel卜 RNTKC-RNTI ) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면ᅳ 페이징 지시자 식별자 (Paging Indi cator Ident i f ier ; P-RNTI )가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH 가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스템 정보 블록 (SIB) )에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 R TI (SI-RNTI )가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속 웅답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

[54] 도 4 는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영 역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel； PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 를 동시에 전송하 지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파 를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당되는 자원블톡 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency一 hopped)된다고 한다.

[55] 다중안테나 (MIM0) 시스템의 모델링

[56] MIM0( (Multiple Input Multiple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와 다 중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIM0 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 복수개 의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을 조합하여 전체 데이터를 수 신할수 있다.

[57] MIM0 기술에는 공간 다이버시티 (Spatial diversity) 기법과 공간 다중화 (Spatial multiplexing) 기법 등이 있다. 공간 다이버시티 기법은 다이버시티 이 득 (gain)을 통해 전송 신뢰도 (reHability)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어， 고속으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 기법은 서 로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이 터 전송를을 증가시킬 수 있다.

[58] 도 5 는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도 시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용 ^' 량이 증가한다. 따라서， 전송 레이트를 향상시키 고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 (Ro)에 레이트 증가율 (Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다. [59] 【수학식 1】

[60] ^=min(V _r ,A^)

[61] 예를 들어, 4 개의 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통 신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4 배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까 지 활발히 연구되고 있다. 또한， 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

[62] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연 구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 축정 및 모형 도출 연구 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.

[63] 다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구 체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT 개의 송신 안테나와 NR 개의 수신 안테나 가 존재한다고 가정한다.

[64] 송신 신호를 살펴보면， NT 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최 대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[65] 【수학식 2】 1， ¾， ...， ¾.』

[67] 각각의 전송 정보 "^' ^■ ^''''' Nr는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 ，^， ^' ，^라고 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같 이 표현될 수 있다.

[68] 【 3】

[69] ^s

[70] 또한， S는 전송 전력의 대각행렬 i ³ 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

[71] 【수학식 4】

[73] 전송전력이 조정된 정보 백터 (information vector) S에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호 P ''''' N _r 가 구성되는 경우를 고 려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나 에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. ，^^， ^^^는 백터 X를 이용하여 다 음과 같이 표현될 수 있다.

[74] 【수학식 5】

[76] 여기에서 , 는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다. W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

[77] 한편， 송신신호 X 는 2 Λ지 경우 (예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다 중화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우， 상이한 신호가 다중화되고 다중화된 신호가 수신측으로 전송되에 정보 백터 (들)의 요소 (element) 가 상이한 값을 가진다. 한편， 공간 다이버시티의 경우에는， 동일한 신호가 복수 개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어， 정보 백터 (들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론, 공간 다중화 및 공간 다이버시티 기법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉， 동일한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 기법에 따라 전송되고， 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신측으로 전송될 수도 있다.

[78] NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ，^^^，^^은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

[79] 【수학식 6】

[81] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거 치는 채널을 로 표시하기로 한다. 에서， 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱 스가 먼저， 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

[82] 도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시하였 다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서， 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타 낼 수 있다.

[83] 【수학식 7】

[84] = ί ΐ， ¾2， · " ^* '¾Vr J

[85] 따라서， NT개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[88] 실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음 ( GN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 "1，" ² ， ^"' ，"^은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[89] 【수학식 9】

_[90] η = [« ₁ ,η ₂ ,.··,¾ _ί ] ^Γ

[91] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[92] 【수학식 10】

[94] 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR 과 같고， 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이 NRXNT된다

[95] 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없 다. 채널 행렬 H의 탱크 (ra« :(H))는 다음과 같이 제한된다.

[96] 【수학식 11】

[97] rank H)≤ min (N _T , N _R )

[98] ΜΙΜΟ 전송에 있어서 '랭크 (Rank)' 는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신 호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

[99] 참조 신호 (Reference Signal； RS)

[100] 무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때， 전송되는 패킷은 무선 채널을 통 해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호 를 수신측에서 을바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜 곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여， 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.

[101] 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서， 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.

[102] 이동 통신 시스템에서 참조신호 (RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구 분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS 이고， 다른 하나는 데 이터 복조를 위해 사용되는 RS 이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득 하도록 하기 위한 RS 이므로 광대역으로 전송되어야 하고 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS 를 수신하고 측정할 수 있 어야 한다. 이러한 RS 는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후 자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS 로서， 단말은 해 당 RS 를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

[103] 기존의 3GPP LTE (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -8) 시스템에서는 유니캐스트 (uni cast ) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나 는 공용 참조신호 (Common RS ; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호 (Dedi cated RS ; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 셀 -특정 (cel l-speci f i c) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이 터 복조를 위해 사용되고, 단말 -특정 (UE-speci f i c) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존 의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS 는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용될 수 있다.

[104] CRS 는 샐-특정으로 전송되는 RS 이며, 광대역 (wi deband)에 대해서 매 서 브프레임마다 전송된다. CRS 는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4 개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우， 0 번과 1 번 안테나 포트에 대한 CRS 가 전송되고, 네 개인 경우 0-3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.

[105] 도 6 은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원 블록 (일반 CP 의 경우， 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부 반송파) 상에서 CRS 및 DRS 의 패턴올 나타내는 도면이다. 도 6 에서 ' R0 ' , ' R1 ' , ^• R2 ' 및 ' R3 ' 로 표시된 자원 요소 (RE)는， 각각 안테나 포트 인덱스 0， 1， 2 및 3 에 대한 CRS 의 위치를 나타낸다. 한편， 도 6 에서 ' D '로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS의 위치를 나타낸다.

[106] LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는， 하향링크에서 최대 8 개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서， 최대 8 개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트 에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4 개 이상 최대 8 개 의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS 가 추가적 으로 정의되어야 한다. 최대 8 개의 송신 안테나 포트에 대한 RS 로서, 채널 측정 을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.

[107] LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환 성 (backward compat ibi l ity)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도톡 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보 았을 때， LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS 가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전 송되는 시간-주파수 영역에 최대 8 개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우， RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서， 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.

[108] LTE-A 시스템에서 새톱게 도입되는 RS 는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 탱크, 변조및코딩기법 (Modulat ion and Coding Scheme ; MCS) , 프리코딩행렬인텍스 (Precoding Matrix Index; PMI ) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS 인 채널상태정보-참조신호 (Channel State Informat ion RS; CSIᅳ RS)이고 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호 (DeModulat ion RS; DM RS)이다.

[109] 채널 측정 목적의 CSI-RS 는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS 가 채널 측정， 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리， 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오 버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS 가 채널 상태에 대한 정 보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS 와 달리, 매 서 브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서， CSI-RS 의 오버헤드를 줄이기 위하 여 CSI-RS 는 시간 축 상에서 간헐적으로 (예를 들어， 주기적으로) 전송되도록 설 계될 수 있다.

[110] 만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는， 데이 터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로 (dedicated) DM RS 가 전송된다. 특정 단 말 전용의 DM RS 는, 해당 단말이 스케줄링된 자원영역， 즉 해당 단말에 대한 데 이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도톡 설계될 수 있다.

[111] 도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이 다. 도 7 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우， 시간 상으로 14 개의 0FDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정 의되는 4 개의 안테나 포트 (안테나 포트 인덱스 7， 8 , 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는 상이한 주파수 자원 (부반송파) 및 /또는 상이한 시간 자원 (OFDM심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다 (즉 FDM 및 /또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다) . 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다) . 도 7 의 예 시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마 찬가지로， 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.

[112] 도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도 면이다. 도 8 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경 우， 시간 상으로 14 개의 0FDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI- RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스 템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트 (안테나 포트 인텍스 15， 16 , 17 , 18， 19， 20， 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원 (부반송파) 및 /또는 상이한 시간 자원 (0FDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다 (즉, FDM 및 /또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있 다) . 또한， 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대 한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉， CDM 방식으로 다중화될 수 있다) . 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표 시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에 서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.

[113] 도 9 는 LTE-A 시스템에서 정의되는 ZP(Zero Power ) CSI-RS 패턴의 예시를 나타내는 도면이다. ZP CSI-RS 의 용도는 크게 두 가지로 분리된다. 첫 번째로 CSI-RS 성능 개선을 위한 용도로 사용된다. 즉, 한 네트워크는 다른 네트워크의 CSI-RS 측정 성능을 개선하기 위해 다른 네트워크의 CSI-RS RE 에 뮤팅 (mut ing)을 하고 자신의 UE 가 올바르게 레이트 매칭 (rate mat ching)을 수행할 수 있도록 뮤 팅된 RE 를 ZP CSI-RS 로 설정하여 알려 줄 수 있다. 두 번째로 CoMP CQI 계산올 위한 간섭 측정의 용도로 사용된다. 즉 ZP CRS-RS RE 에 일부 네트워크가 뮤팅을 수행하고 UE는 이 ZP CSI-RS로부터ᅳ간섭을 측정하여 CoMP CQI를 계산할 수 있다.

[ 114 ] 도 6 내지 9 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며， 본 발명의 다양한 실 시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉， 도 6 내지 9 와 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동 일하게 적용될 수 있다.

[ 115] FDR 전송 (Ful l Du lex Radio Transmi ssion)

[116] FDR 이라 함은 기지국 및 /또는 단말이 상향 /하향 링크를 주파수 /시간 등으 로 나누어 듀플렉싱 (Duplexing)하지 않고 전송하는 것을 지원하는 송신단 수신단 기술을 일컫는다.

[117] 도 10은 FDR 방식에서의 간섭 상황의 일례를 나타내는 도면이다.

[118] 도 10을 참조하면, 단말 1과 단말 2가 동일한 주파수 /시간 자원을 이용하 여 상 /하향 링크로 통신을 수행한다. 따라서， 각 단말은 송신을 하는 동시에 다른 기지국 또는 단말로부터 전송된 신호를 수신할 수 있다. 즉， 도 10 의 점선과 같 이 자신의 송신 신호가 자신의 수신 모들 (또는， 수신기)로 자기 간섭을 직접적으 로 유발할 수 있는 통신 환경이 형성된다.

[119] 시스템 상에서 멀티 셀 배치 환경을 고려할 경우， FDR 의 도입으로 예상되 는 새로운 간섭 또는 증가되는 ^' 간섭을 정리하면 아래와 같다.

[120] ( 1) 자기 간섭 ( int ra devi ce sel f-inter ference)

[ 121 ] (2) 다중 사용자 간섭 (UE to UE inter-l ink inter ference)

[ 122 ] (3) 셀간 간섭 (BS to BS inter-l ink inter ference)

[123 ] 자기 간섭은 도 10 과 같이 자신의 송신 신호가 자신의 수신기에 직접 간 섭을 유발하는 것을 의미한다. 일반적으로 자기 간섭 (Sel f— inter ference) 신호는 자신이 수신 받기를 원하는 신호 (desired signal)보다 강하게 수신된다. 따라서, 간섭 상쇠 작업을 통해서 완벽히 제거하는 것이 중요하다.

[124] 두 번째로 다중 사용자 간섭은 단말 사이에 발생하는 간섭을 의미한다. 예 를 들면, 단말이 송신한 신호가 인접하게 위치한 단말에게 수신되어 간섭으로 작 용하는 것을 의미한다. 기존 통신 시스템에서는 상향링크 /하향링크 각각에 대해서 주파수 또는 시간 등으로 분리하는 하프 듀플렉스 (Half-duplex： e.g., FDD, TDD) 를 구현하였기 때문에, 상하향 링크 사이에는 간섭이 발생하지 않는다. 그러나 FDR 전송 환경에서는 상하향 링크는 동일한 주파수 /시간 자원을 공유하기 때문에 도 10 과 같이 데이터를 송신하는 기지국과 인접 단말들 사이에 간섭이 발생하게 된다.

[125] 마지막으로 셀간 간섭은 기지국 사이에 발생하는 간섭을 의미한다. 예를 들면， 이종 기지국 상황에서 하나의 기지국이 송신하는 신호가 다른 기지국의 수 신 안테나로 수신되어 간섭^로 작용하는 것을 의미한다. 이것은 다중 사용자 간 섭과 동일한 통신 상황을 의미하며, 기지국 간에 상하향 링크 자원 공유로 간섭이 발생하는 것을 의미한다. 즉 FDR은 동일한 시간 /주파수 자원을 상하향 링크에서 공유함으로써 주파수 효율을 증가시킬 수 있지만， 이러한 간섭 증가로 인해서 주 파수 효율성 향상에 제약이 발생할 수 있다.

[126] 이와 같은 3가지 간섭 중 (1) 자기 간섭은 FDR에서만 발생하는 간섭의 영 향으로 FDR 을 운영하기 위해 가장 먼저 해결해야 할 문제점이다. 상기 도 10 은 자기 간섭 상황의 FDR 의 일례를 나타낸다. 즉， 한 단말에서 송신하는 신호가 같 은 단말의 수신 안테나로 그대로 수신되어 간섭으로 작용한다.

[127] 이러한 간섭은 다른 간섭과 달리 특이사항이 있다.

[128] 첫 번째는 간섭으로 작용하는 신호는 하드웨어 상 구현으로 유선으로 완벽 하게 알고 있는 신호로 간주될 수 있다. 그러나， RF 소자의 비선형성, 간섭 신호 의 송수신 안테나사이의 채널 변화 등으로 인해, 안테나로부터 수신된 신호와 유 선으로 수신된 신호는 거의 같은 형태이지만 100¾> 같지는 않게 된다. 따라서 간섭 으로 작용하는 신호를 완벽하게 알고 있다고 하더라도 수신단에서 간섭을 완벽하 게 제거할 수 없다.

[129] 두 번째로 간섭으로 작용하는 신호의 파워가 원하는 신호보다 상당히 높다. 수신단에서는 수신된 신호를 디지털 신호로 바꾸기 위하여 ADC(Analog to digital converter)를 이용한다. 일반적으로 ADC 는 수신된 신호의 파워를 측정하여 이에 대해 수신신호의 파워 레벨을 조정하고 이를 양자화 하여 디지털 신호로 바꾼다. 그러나 간섭신호가 원하는 신호에 비하여 매우 큰 파워로 수신 되면 양자화 시에 원하는 신호의 신호 특성이 양자화 레벨에 묻혀서 복원할 수 없는 상황에 발생한 다. 도 11 은 간섭신호가 원하는 신호보다 매우 큰 파워를 가지는 상황에서 양자 화가 수행될 경우, 간섭신호를 제거 하더라도 원하는 신호가 매우 왜곡됨을 나타 낸다. 도 12 는 간섭신호가 원하는 신호보다 작은 파워를 갖는 경우에 대한 예시 로, 간섭신호를 제거한 후 원하는 신호가 복원됨을 나타낸다.

[130] 도 11 및 12 를 통해 알 수 있듯이, 자기 간섭 제거를 잘 할수록 원하는 신호를 잘 수신할 수 있다.

[131] Self-interference 제거 방법은 크게 안테나 (antenna) , 아날로그 (analog)， 디지털 (digital) 제거의 3가지 방법으로 나눌 수 있다.

[132] 도 13 은 송 /수신 시스템에서 상술한 세 가지 간섭 (interference) 제거 방 법의 적용예를 도시한다.

[133] 먼저， antenna 제거 방법은 파장 길이에 대한 안테나 위치 설정 방법으로 간단한 형태의 passive 방법이다.

[134] Analog 제거 방법은 추가적인 Radio Frequency (RF) chain 을 이용하여 수 신단에서 간섭 (interference)을 제거하는 능동적 (active) 방법이다.

[135] Digital 제거 방법 역시 active 방법으로， ADC 를 통과한 baseband신호에 서 간섭 (interference)을 제거하는 방법이다. 이 때， self-간섭 (interference)이 발생하는 송 /수신단이 동일하므로, 알고 있는 송신 신호 (known signal)를 ADC 를 거친 신호에서 빼주는 방법을 이용한다.

[136] Antenna 제거 방법은 크게 analog 제거 방법에 속할 수도 있다. 도 11 은 analog 신호 측면에서 간섭 (interference)이 도 12 에 비해 더 적게 제거된 형태 를 나타낸다.

[137] Digital 제거 방법은 도 11， 12 에 도시된 바와 같이， ADC 를 거친 baseband 신호를 다루기 때문에 analog 단에서 일정 수준 이상의 간섭 제거가 이 루어져야 digital 제거 방법이 적용될 수 있다.

[138] 본 발명은 digital 제거 방법으로 간섭 (interference)올 제거한 후에 적용 되는 신호 수신 방법에 대한 것이며, 구체적으로， baseband 신호에 대한 양자화 오류 및 채널 노이즈에 강한 신호 송수신 방법에 대한 것이다. [139] 도 14 는 아날로그 ( _ana l ₀ g) 제거 방법 사용 후 남아 있는 자기 간섭 크기 에 따른 ADC 후의 기저대역 (baseband) 신호의 예를 나타낸다. 구체적으로， 도 14 는 전송 장치 1 과 전송 장치 2 에서 전송된 신호를 전송 장치 1 이 수신하고， 아 날로그 단 간섭 제거 및 ADC 를 수행한 후의 기저대역 (baseband) 신호를 예시한다.

[140] 도 14 (a)는 아날로그 단에서 간섭 제거가 많이 되지 않아 전송 장치 1 과 전송 장치 2의 송신 신호가 하위 3비트에 중첩되었다.

[141] 도 14 (b)는 간섭 제거가 많이 되어 하위 8비트가 중첩되었다.

[142] 도 14 에서 기저대역 (baseband)신호는 가장 왼쪽의 비트가 가장 중요한 비 트 (MSB, Most Significant Bits)를 나타내고， 보통 MSB 는 부호 (sign) 비트를 나타낸다.

[143] FDR 에서 본 발명에 따른 신호 송수신 방법

[144] FDR 시스템에서 신호를 효율적으로 송수신하기 위한 방법들이 제안되고 있 다. 예를 들면, FIR 필터를 이용한 채널 추정 방법을 이용하는 향상된 digital 제 거 방법이 제안되었다. 하지만， FIR 필터를 통한 채널 추정은 오류가 존재할 수 있기 때문에 더욱 확실한 채널 추정 방법이 필요하다.

[145] 본 발명에 따르면, pilot 을 이용한 채널 추정 방법을 사용하기 위해 각 송신단에서 pilot 을 전송하고， 채널 추정을 통해 digital 단에서 원하는 신호의 복원 성능을 향상시킬 수 있다.

[146] 또한, 본 발명은 digital 단에서 알고 있는 전송 신호 (known signal)를 이용하여 간섭 (interference)을 제거하는 방법에 대한 것이 아니라， 간섭 (interference)을 제거하고 난후， 원하는 신호 (desired signal)를 오류에 더 강 하게 하는 방법에 대한 것이다. 즉, 양자화 오류 및 채널 노이즈 (noise)에 강한 원하는 신호를 설계하는 것이 본 발명의 주요 목적이다.

[147] 본 발명에서는 알고 있는 신호 (known signal)를 이용하여 ADC 를 수행하 고， self-간섭 (interference)을 제거하는 digital 제거방법을 수행한 이후， baseband 신호에 대한 양자화 오류 및 채널 노이즈에 강한 원하는 신호 (desired signal)의 설계 방법을 제안한다.

[148] 먼저， 도 15 는 송신단에서의 baseband 신호에 대한 파라미터 (parameter) 를 예시한다.

[149] Q' 는 양자화 비트 길이 Ns 는 보호하려는 신호 비트 길이， Np 는 신호가 중첩되는 비트 길이를 각각 나타낸다. 또한, Pts 는 보호하려는 비트의 시작점을 나타낸다. A, B， (：는 각각 MSB로부터 Ns, Ns+Np, Q' 만큼 떨어진 곳까지 해당하 는 비트 값을 나타낸다.

[150] 도 16은 수신단에서의 baseband신호에 대한 파라미터를 예시한다.

[151] Q는 양자화 비트 길이， Nd는 baseband에 포함된 양자화된 원하는 신호의 길이， Ns 는 원하는 신호 중 보호하려는 비트 길이, Np 는 원하는 신호 중 신호가 중첩되는 비트 길이를 각각 나타낸다. Ns 와 Np 는 송 /수신단에서 동일한 값을 갖 는다. Pts 는 보호하려는 비트의 시작점, Ptp 는 중첩 신호의 시작점을 나타낸다. 즉， Pts 는 수신단에서 원하는 신호의 시작점을 나타낸다. W, X， Y, Z 는 각각 도 16에서 위치하는 곳에 해당하는 비트 값들을 나타낸다.

[152] 본 발명은 송신단에서 원하는 신호의 일부를 부호화 하여 나머지 원하는 신호의 일부분에 패리티 (parity)를 중첩하여 전송하는 기법으로, 수신단에서는 패리티를 이용하여 원하는 신호의 복원 성능을 높일 수 있다. 특히, 본 발명에 따 르면, 원하는 신호 중 가장 중요한 부분인 MSB 에 가까운 부분의 복원 성능을 높 일 수 있다.

[153] 도 17은 FDR 시스템에서 신호 송수신 방법의 일례를 나타낸다.

[154] 도 17 을 참조하면， 송신단에서는 준비된 전송 신호 (1701)에 대하여 부호 화를 수행한다 (1703). 부호화된 신호에 대하여 DAC (digital-to-analog convert) 를 수행하고 (1705) 기저대역 (baseband) 신호를 RF 신호로 변환한다 (1707). 이후 생성된 RF 아날로그 신호 (1709)는 안테나를 통하여 전송된다 (1711).

[155] 수신단에서는 송신단에서 전송된 신호를 수신하면 (1751)， 아날로그 간섭을 제거한다 (1753). 이후， RF 신호를 baseband 신호로 변환하고 (1755) ADC 를 수행한 다 (1757). 다음으로, 디지털 간섭을 제거한 후에 (1759) 원하는 신호에 대한 복호 화 및 신호 처리가 이루어진다 (Γ761ᅳ 1763) .

[156] 도 10 과 같이 self-간섭 (interference)은 FDR 시스템의 모든 수신단에서 발생하기 때문에， 설명의 편의를 위하여 도 14와 같이 전송 장치 1의 수신단에서 수신하며, 전송 장치 2 로부터 전송된 신호가 원하는 신호 (desired signal)가 되 는 상황을 가정한다. 이하의 실시예에서 상술한 가정을 기초하여 설명하지만， 본 발명에 따른 방법은 self-간섭 (interference)이 발생하는 모든 수신단에 적용될 수 있다.

[157] 도 18은 본 발명에 따른 신호 부호화 방법을 나타내며， 도 17에서의 부호 화 단계 (1703)를 구체화한 것이다. [158] 먼저 , 전송 신호 A 에 대하여 (1801) 보호하고자 하는 A 의 길이， 즉 Ns 를 정한다 (1803). Ns 를 정하는 방법의 예로서ᅳ 피드백 (feedback) 등을 이용하여 최 적의 Ns를 구할 수 있다.

[159] 또한， A 에 대해 부호화를 수행하여 패리티 A' (길이 Np)를 생성한다 (1805). 이 때 부호화율에 따라 Np (≤Ns)가 결정되며, 부호화 방법은 채널 코딩， 단순 반복 등을 이용할 수 있다. 예를 들어 , A' = A 가 되는 경우 (Np=Ns), A 의 일부를 단순 반복하는 부호화를 이용할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 전송 방법 은 특정 부호화 방법에 국한되지 않는다.

[160] 다음으로， A' 와 B 의 X0R 연산을 통해 B' 를 생성한 후 (1807) B 위치에 B' 값으로 대치한다 (1809). 따라서， 아래 식과 같이 패리티 전송으로 인한 추가 전송 자원이 필요하지 않게 된다.

[161] 【수학식 12】

[162] B'=A'+B

[163] 한편， 수신단에서 채널을 추정하는데 사용할 pilot 을 RB (Resource Block) 내에 삽입한다. Pilot 사용 시， 일정 주기 동안 채널환경이 유사하므로 송신단의 전송 데이터를 추정할 수 있다. 본 발명은 채널 추정이 된 상태에서의 baseband 를 가정하므로, 특정 pilot 설정 방법에 국한되지 않는다.

[164] 본 발명에서， self-간섭 (interference)과 양자화 레벨로 인해 C 는 없어지 거나， 부정확할 확률이 큰 값이기 때문에， A 와 B 값의 복원 성능을 높일 수 있는 기법을 제안한다.

[165] 도 19는 본 발명에 따른 신호 복호화 방법을 나타내며 , 도 17에서의 복호 화 단계 (1761)를 구체화한 것이다.

[166] 먼저， 수신 신호로부터 digital 제거를 통해 전송 장치 1 에 대한 알고 있 는 self-간섭 (interference) 신호 A, B, C 를 제거하여 W' , X' ， Y' ， Z' 를 생 성한다 (1901).

[167] 다음으로， Pilot 을 이용하여 전송 장치 1 및 전송 장치 2 사이의 채널을 추정하며， 이로 인해 전송 장치 2 에서 전송한 신호를 알 수 있게 된다 (1903). 이 때， 수신된 원하는 신호의 크기를 알 수 있기 때문에 원하는 신호의 시작 위치 Pts가 결정된다. X' , Y' , Z' 는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.

[168] 【수학식 13】

[169] X， = Α+Ν1≡αΑ [170] 【수학식 14】

[171] Υ'=Β'+Ν2≡βΒ'

[172] 【수학식 15】

[173] Z'=C+N3

[174] 이 때, 양자화 간격 및 채널 노이즈， Analog 및 digital 제거 방법 오류 등으로 인한 오류 정보를 Nl, N2, N3 로 나타낸다. 오류 정보는 Pts 가 MSB 에 가 까이 위치할수록 작아지게 된다. α , β는 각 신호 A, Β 에 대한 정확도를 나타내 며， 0≤ a 3≤l 의 값을 갖는다. 만약 _α ,β 가 1 이면, 오류가 전혀 발생하지 않은 신호를 나타낸다.

[175] 수학식 12 를 고려하면， 수신단에서 수학식 13 의 B' 는 A' 에 noise B 가 추가된 신호로 볼 수 있다. 따라서 수학식 13의 수신 신호 A와 수학식 12의 패 리티 A' 를 이용하여 A 를 복원할 수 있게 된다. 복원 과정은 다음과 같이 수행될 수 있다.

[176] 먼저， βΒ' 와 αΑ 를 이용하여 복호화를 수행한다. 패리티로 인해 a' A 가 복원된다. ( α' >α). 복원된 a' A 에 대해 다시 부호화를 수행한다. 이로 인 해 a' A' 가 생성된다. 이후， a' A' 를 수학식 14 와 X0R 연산을 수행한다, aA 에 비해 A 에 더 가까운 a' A 를 이용하여 X0R 연산을 수행하였기 때문에, β' Β 를 구할 수 있다 (β' >β). 다음으로， C = Z' 를 이용한다. 한편, Ptp 의 위치가 Q보다 크게 되면 수신단은 복호화 과정을 수행하지 않고， aA를 바로 사용한다.

[177] 한편 이하에서는 본 발명에 따른 C의 전송 방법을 설명한다.

[178] 도 15 의 C 는 A 와 B 에 비하면 데이터의 중요도가 낮고， self-간섭 (interference)와 양자화 레벨로 인해 수신되지 못할 가능성이 있다. 상술한 신호 수신 과정에서 C=Z' 를 이용했는데， 데이터 C 에 대한 전송 방법을 아래와 같이 수행할 수 있다.

[179] 먼저, C 를 A 에 대한 정보 전송에 이용할 수 있다. 구체적으로， C 를 A, A' , A+B 등 A 에 대한 정보가 포함되는 패리티로 치환하여 전송한 뒤， 수신단에 서 이 패리티를 활용하여 A에 대한 복원 성능을 높일 수 있다.

[180] 다음으로, C 를 B 에 대한 정보 전송에 이용할 수도 있다. 구체적으로， C 를 B, B+A둥 B 에 대한 정보가 포함되는 패리티로 치환하여 전송한 뒤， 수신단에 서 이 패리티를 활용하여 B에 대한 복원 성능을 높일 수 있다. 만약 B에 대한 부 호화를 수행하여 B" 를 생성하고 C 를 대체하여 전송한 경우， 수신단에서는 β ' Β 와 Β" 를 이용하여 복호화를 수행할 수도 있다.

[181 ] 도 20 은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한 다.

[182 ] 무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우, 백홀 링크에서 통신은 기지 국과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말사이에 이뤄 진다. 따라서, 도면에 예시된 기지국 또는 단말은 상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다.

[ 183] 도 20 을 참조하면， 무선 통신 시스템은 기지국 (2010) 및 단말 (2020)을 포 함한다. 기지국 (2010)은 프로세서 (2013)， 메모리 (2014) 및 무선 주파수 (Radio Frequency , RF) 유닛 (2011， 2012)을 포함한다. 프로세서 (2013)는 본 발명에서 제 안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (2014)는 프로세 서 (2013)와 연결되고 프로세서 (2013)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (2016)은 프로세서 (2013)와 연결되고 무선 신호를 신 및 /또는 수신한다. 단말 (2020)은 프로세서 (2023)， 메모리 (2024) 및 RF 유닛 (2021， 1422)을 포함한다. 프로세서 (2023)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (2024)는 프로세서 (2023)와 연결되고 프로세서 (2023)의 동작과 관 련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (2021， 2022)은 프로세서 (2023)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 기지국 (2010) 및 /또는 단말 (2020)은 단일 안 테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.

[184 ] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태 로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선 택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징 과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들 을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에 서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징 은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징 과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들 을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함 시킬 수 있음은 자명하다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동 작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기 지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크 에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (f ixed stat ion) , Node B, eNodeB(eNB) , 억세스 포인트 (access point ) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

[ 185] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (f innware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어 에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(appl icat ion speci f ic integrated circui ts) , DSPs(digi tal signal processors) , DSPDsCdigi tal signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAs(f ield programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

[ 186] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에 서 설명된 기능 또는 동작돌을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구등될 수 있 다.

[187 ] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 이미 공지 된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

[188] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설 명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당 업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라세 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

[ 189] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제 한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인 용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

[190] 【산업상 이용가능성】

[191] 본 발명은 단말， 릴레이, 기지국 둥과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있다.