Verfahren und Anordnung zur Störunterdrückung in einer Empfänger- schattung Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Störunterdrückung mittels eines güteeinstellbaren Bandpassfilters in einer Empfängerschaltung für träger- modulierte Empfangssignale gemäß dem Oberbegriff des Patentan- spruchs 1 sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens, Bekannte integrierte Schaltkreise (IC) für solche Empfangerschaltungen, insbesondere Fernsteuerungsempfänger, wie beispielsweise der U2548 von TEMIC Semicondtuctor GmbH, sind aufgrund ihrer Technologie größer dimensioniert und weisen dadurch eine geringe Störverkopplung auf. Ihre Größe beträgt ca. 1,8 mm2. Auf der Nutzfläche weisen diese Schaltkreise Anschlussvorrichtungen für das Eingangssignal, das Ausgangssignal, die Versorgungsspannung, die Massezuleitung und mehrere Abgleichvorrich- tungen auf. Die Funktionsweise eines solchen Schaltkreises besteht darin, dass das von einem Photodetektor, in der Regel eine Photodiode, emp- fangene Signal-das Empfangssignal-in eine Eingangsschaltung einge- speist wird. Die Eingangsschaltung weist einen Transimpedanzverstärker auf, der pulsierende Eingangsstromsignale verstärkt und in Spannungs- signale umwandelt. Diese Spannungssignale werden dann in einer Signalaufbereitung bearbeitet. Die Signalaufbereitung weist einen Regel- verstärker, einen Limiter und einen Bandpassfilter auf. Hierbei ist die Auf- gabe des Regelverstärkers, die Ausgangsspannung vom Transimpedanz- verstärker gemäß der Regelvorgabe zu verstärken. Der Limiter hat die

Aufgabe den Signalhub zu begrenzen, um eine Übersteuerung des Band- passfilters zu vermeiden. Der Bandpassfilter ermöglicht die Selektivität des Empfängers und begrenzt dessen Bandbreite. Die Signale am Aus- gang des Bandpassfilters werden in einem Demodulator als Auswerte- schaltung ausgewertet. Dieser Demodulator besteht aus Komparatoren, einem Integrator und Schmitt-Trigger und erzeugt ein Schaltsignal für ei- nen als Schalter wirkenden Treibertransistor, wodurch ein digitales Steu- ersignal, beispielsweise einem Mikrocontroller zur Weiterverarbeitung be- reitgestellt wird.

Dieser bekannte Schaltkreis enthält ferner eine Verstärkungsregelung, durch die die Verstärkung des Empfängers einem Störfeld entsprechend eingeregelt wird, wodurch eine hohe Empfindlichkeit für die Empfangs- signale erreicht wird, jedoch gleichzeitig Störeinflüsse, die beispielsweise von Fremdlicht herrühren, weitgehend unterdrückt werden, so daß hier- durch möglichst keine Ausgangsimpulse durch den Treibertransistor er- zeugt werden.

Dieser bekannte Schaltkreis weist jedoch den Nachteil auf, dass bei An- wendung neuer Technologien dessen Schaltkreisfläche reduziert wird, wodurch aufgrund von Schaltvorgängen im Ausgangsbereich des Emp- fängers, insbesondere durch den Treibertransistor Störungen, beispiels- weise in Form von Oszillatorschwingungen aufgrund der nun wirksamen kapazitiven Kopplungen und Massepotentialabfall innerhalb des Schalt- kreises verursacht werden, die von der Verstärkungsregelung nicht besei- tigbar sind.

Zur Lösung solcher Probleme ist es aus einem Toshiba-Datenblatt des monolithisch integrierten Photo-Schaltkreises TPS831 bekannt, einen ex- ternen Kondensator der Größe 1000pF zwischen Ausgangsanschtuß Vo und Masseanschluß GND anzuschließen, um-wie es dort heißt-Oszilla- tionen zu verhindern. Der offensichtliche Nachteil dieser Lösung besteht darin, daß durch das zusätzliche Bauteil neben den Chipkosten weitere Kosten verursacht werden und der demodulierte Ausgangspuls durch die- sen Kondensator verfälscht wird.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren der eingangs genann- ten Art aufzuzeigen, bei dem die genannten eigenverursachten Störungen unterdrückt werden können ohne die aus dem Stand der Technik be- schriebenen Nachteile aufzuweisen.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Hiernach erfolgt eine aktive Störunterdrückung eigenverursachter Störun- gen aufgrund von Schaltvorgängen am Ausgang der Empfängerschaltung durch eine zeitlich begrenzte Herabsetzung der Güte des Bandpassfilters im Moment des Auftretens der Störung, also während des Schaltens und im Anschluß an den Schaltvorgang. Vorzugsweise wird die Zeitdauer der Gütereduzierung wenigstens auf die Dauer der durch den Schaltvorgang ausgelösten Störung begrenzt, also solange, bis die Störung abgeklungen ist.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird in Abhängig- keit des Ausgangssignals des Demodulators, das als erster Rechteckim- puls der Hüllkurve des trägermodulierten Empfangssignals entspricht und als Schaltsignal einem Treibertransistor als Ausgangstransistor des Emp- fängers zugeführt wird, ein Steuersignal tqr zur Gütereduzierung des Bandpassfilters abgeleitet, indem in Abhängigkeit der Flanken des ersten Rechteckimpulses ein phasenverschobener weiterer Rechteckimpuls er- zeugt wird, der vorzugsweise sich zeitlich an den ersten Rechteckimpuls anschließt. Da mit der ersten Flanke des erstgenannten Rechteckimpul- ses ein Schaltvorgang, bspw. das Einschalten eines oben genannten Schalters eingeleitet wird und mit dessen zweiter Flanke der Schaltvor- gang, bspw. mit dem Ausschalten dieses Schalters beendet wird, erzielt man in einfacher Weise die Korrelation der Störung mit der Gütereduzie- rung.

Des weiteren wird der von dem Demodulator erzeugte Rechteckimpuls aus dem bandpassgefilterten Empfangssignal abgeleitet, indem zunächst aus diesem Empfangssignal durch Quantisierung Pulsfolgen erzeugt wer- den, die anschließend zu einem Integralwert aufintegriert werden, wobei bei Ausbleiben von Pulsfolgen eine Rückführung dieses Integralwertes erfolgt.

Bei einem weiteren vorteilhaften Ausführungsbeispiel ist eine automati- sche Verstärkungsregelung des Empfangssignales mittels eines Regel- verstärkers vorgesehen, dem das Empfangssignal vor der Bandpassfilte- rung zugeführt wird. Die Regelung erfolgt in Abhängigkeit der Signalgröße des Empfangssignales und den Umgebungbedingungen-also insbeson- dere dem Störumfeld-der Empfängerschaltung. Um auch eine durch die- se Regelung möglicherweise verursachte Störung zu verhindern, wird die- se Verstärkungsregelung während der Demodulation eines bandpassge- filterten Empfangssignales-also wahrend dem Empfang eines gültigen Datenbits-inaktiv geschaltet. Vorzugsweise wird zur Inaktivschaltung der automatischen Verstärkungsregelung ein gegenüber dem ersten Rechtek- kimpuls (Ausgangssignal des Demodulators) phasenverschobener dritter Rechteckimpuls erzeugt, dessen Pulsbreite länger ist als diejenige des er- sten Rechteckimpulses.

Schließlich wird vorzugsweise in Abhängigkeit der Integralwerte sowohl während der Aufintegration als auch während der Rückführung das Aus- gangssignal des Demodulators (erster Rechteckimpuls), das Steuersignal zur Gütereduzierung des Bandpassfilters (zweiter Rechteckimpuls) und das Steuersignal (dritter Rechteckimpuls) zur Inaktivschaltung der auto- matischen Verstärkungsregelung abgeleitet.

Eine vorteilhafte Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungs- gemäßen Verfahrens ergibt sich gemäß den kennzeichnenden Merkmalen der Ansprüche 12 bis 15.

Eine solche Empfängerschaltung zur Durchführung des erfindungsgemä- ßen Verfahrens wird als monolithischer Schaltkreis hergestellt, der ledig- lich eine Photodiode benötigt, um als Empfänger für Infrarot- Fernbedienungen arbeiten zu können und kann bereits sehr kleine Ströme im Bereich einiger hundert Pikoampere demodulieren, wobei dies jedoch eine hohe Transimpedanz in der Größenordnung von 300 MQ erfordert.

Der Treibertransistor am Ausgang des Demodulators schaltet dagegen den vollen Logikpegelhub (z. B. 5V) bei einem Maximalstrom von bis zu einigen mA's. Bei einer Realisierung dieses Schaltkreises mit neuen zu kleineren Abmessungen des Chips führenden Technologien ergeben sich

beispielsweise bei einer Chipfläche von 1 mm2 die beschriebenen eigen- verursachten Störungen (Oszillationen) aufgrund der nunmehr kleineren Abstände und der durch den hohen Spannungshub des Treibertransistors bewirkten Verkopplungen zum Eingang der Empfängerschaltung. Unab- hängig von der Chipgröße neigt ein solcher Schaltkreis auch aufgrund des durch den Treiberstrom hervorgerufenen Massepotentialabfall zu Oszilla- tionen. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren werden alle beschriebenen Störungen unterdrückt und zwar unabhängig von den Dimensionen des Chips, so daß auch bei zukünftigen Technologien, die zu weiteren Ver- kleinerungen führen, die Erfindung weiterhin vorteilhaft eingesetzt werden kann.

Das erfindungsgemäße Verfahren soll nachfolgend anhand eines Ausfüh- rungsbeispiels im Zusammenhang mit den Zeichnungen erläutert werden.

Es zeigen : Figur 1 : ein Blockschaltbild einer Empfängerschaltung gemäß der Erfindung, Figur 2 : ein Blockschaltbild eines in der Empfängerschaltung gemäß Figur 1 verwendeten Demodulators, Figur 3 : ein Logikdiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des Demodulators gemäß Figur 2, Figur 4 : ein Blockschaltbild eines in der Empfängerschaltung gemäß Figur 1 verwendeten Integrators, Figur 5 : ein Logikdiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des Integrators gemäß Figur 4,-und Figur 6 : ein Prinzipschaltbild eines in der Empfängerschaltung ge- mäß Figur 1 verwendeten gyratorischen Bandpassfilters.

Figur 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Empfängerschaltung 10 und seiner Umgebung. Die von einer optischen Sendediode 6 ausgestrahlten träger- modulierten Daten werden als Infrarot-lmpulspakete von einer Photodiode 5 empfangen. Diese auf die Photodiode 5 auftreffenden Infrarot- Impulspakete mit einer Trägerfrequenz von bspw. 38kHz werden in elek-

trische Strom-Signale SIN umgewandelt. Sie liegen am Eingangsanschluß 11 der Empfängerschaltung 10 an. Diese elektrischen Strom-Signale SIN werden einer als Transimpedanzverstärker arbeitenden Eingangsschal- tung 1 zugeführt, welche die Stromsignale SIN verstärkt und in Span- nungssignale umwandelt. Hierbei muss die umgewandelte Spannung groß genug sein, um den Rauschanteil in nachfolgenden Signalaufbereitungs- stufen vernachlässigbar zu machen. In dem nachfolgenden Signalaufbe- reitungsteil 2 werden diese Spannungssignale nochmals mittels eines Re- gelverstärkers 21 verstärkt, von einem Limiter 22 begrenzt und anschlie- ßend in einem Bandpassfilter 23 gefiltert, wobei dieses Bandpassfilter 23 neben seinem analogen Eingang noch einen Steuereingang besitzt, mit dem die Güte des Bandpassfilters zwischen zwei Werten umschaltbar ist.

Die Signalbegrenzung mittels des Limitters 22 ist deshalb erforderlich, um eine Übersteuerung des nachfolgenden Bandpassfilters 23 zu vermeiden und um impulsförmige Störungen, die z. B. über einen Versorgungsan- schluss Vs in den Empfänger gelangen, zu unterdrücken. In einem an den Signalaufbereitungsanteil 2 sich anschließenden Auswerteteil 3 wird das bandpassgefilterte Signal Bout mittels eines Demodulators 31 demoduliert und über einen Treibertransistor 32 mit zugehörigen Lastwiderstand 32 als Ausgangssignal SOUT einem Mikrokontroller 7 zur weiteren Verarbei- tung zur Verfügung gestellt. Der Demodulator 31 erzeugt auch ein Steuer- signal tqr, das über eine Leitung 72 dem Steuereingang des Bandpassfil-- ters 23 zugeführt wird. Hiermit wird die Güte des Bandpassfilters 23 im Anschluß an einen Schaltvorgang des Treibertransistors 32 kurzzeitig re- duziert, um die Auslösung einer Oszillatorschwingung aufgrund des mit dem Treibertransistor 32 durchgeführten Schaltvorganges zu verhindern, um also einer Störverkopplung in der als integrierten Schaltkreis ausge- führten Empfängerschaltung entgegenzuwirken. So hat der Bandpassfilter 23, der auf einer Trägerfrequenz der Nutzsignale arbeitet und die Selekti- vität der Schaltung ermöglicht, eine Güte von beispielsweise 10, die auf- grund des Steuersignales tqr auf 1, wie weiter unten erläutert wird, redu- ziert werden kann.

Um die Verstärkung des von der Sendediode 6 ausgestrahlten Nutzsi- gnals und damit die Empfindlichkeit des Empfängers zu optimieren, weist

die Empfängerschaltung 10 eine Regelschaltung 4 auf, die Regelsignale dem Regelverstärker 21 zuführt und die ihrerseits das Ausgangssignal Bout des Bandpassfilters 23 über eine Leitung 75 sowie ein vom Demodu- lator erzeugtes Signal Dstop-agc über ein Leitung 74 als Eingangssignale er- halt. Die Aufgabe dieser Regelschaltung 4 ist es, das Si- gnal/Rauschverhältnis zu optimieren, indem die Verstärkung des Ein- gangssignal SIN in Abhängigkeit von der Größe des Eingangssignals ver- ändert wird. Die Regelschaltung 4 ist aus einem Regellogikteil (AGC) 41 und einem Digital-Analog-Umsetzer (DAC) 42 aufgebaut. Der Regello- gikteil 41 trennt das Nutz-von den Störsignalen und stellt die Verstärkung für die Nutzsignale auf ein möglichst hohes Niveau, womit eine hohe Empfindlichkeit für die Nutzsignale erreicht wird. Gleichzeitig werden Stör- einflüsse von z. B. Fremdlicht reduziert. Der Digital-Analog-Umsetzer 42 wandelt die von dem Regellogikteil 41 erzeugte digitale Verstärkerinfor- mation in eine analoge Steuerspannung für den Regelverstärker 21 um.

Im folgenden wird die Funktionsweise des Demodulators 31 anhand der Figur 2 und des zugehörigen Impulsdiagramms gemäß Figur 3 näher er- lautet, insbesondere soll die Korrelation zwischen dem den Treibertransi- stor 32 schaltenden Ausgangssignal Dout des Demodulators 31 und dem die Güte des Bandpassfilters 23 herabsetzenden Steuersignals Dtqr dar- gestellt werden.

Gemäß Figur 2 wird das vom Bandpassfilter 23 kommende Ausgangs- signal BOUT mit einem Komparator 311 digitalisiert, wobei dessen Schwell- spannung 319 ein fest eingestellter Referenzwert darstellt, der jedoch ge- genüber dem Bandfilterruhepegel auch signalabhängig über mehrere Stufen eingestellt werden kann. Die als Pulsfolgen Compsig (siehe Impuls- diagramm 311 in Figur 3) digitalen Signale des Komparators 311 werden in einer analogen Integratorschaltung 313 integriert. Dieser Integrator 313 kennt die Zustände LADEN bzw. ENTLADEN bis zu den Aussteuerungsgren- zen 0% bzw. 100%, wodurch ein limitierter integraler Spannungsverlauf (siehe Impulsdiagramm 313 in Figur 3) als Ausgangssignal Intout erzeugt wird. Am Ausgang des Integrators 313 sind drei Schmitt-Trigger 316,317, 318 mit unterschiedlichen Hysteresen nachgeschaltet. Im Anwendungs- beispiel liegen die Ein-und Aus-Schaltvorgänge für den Schmitt-Trigger

316 bei 80% und 40% (siehe Impulsdiagramm 316 in Figur 3), beim Schmitt-Trigger 317 bei 85% und 10% (siehe Impulsdiagramm 317 in Fi- gur 3) und beim Schmitt-Trigger 318 bei 50% und 25% (siehe Impulsdia- gramm 318 in Figur 3). Aus der zeitlichen Überlappung der drei Schmitt- Trigger-Ausgangssignale Dout, Dstop-agc und 318 werden mithilfe von den logischen Verbindungen L2 und L3 die Steuersignale Dtqr (72), Dstop-agc (73) und 76 gewonnen.

Aus dem Impulsdiagramm der Figur 3 ist ersichtlich, daß bei einem an- steigenden Integratorwert von 80% des Maximalwertes (100%) die positi- ve Flanke des rechteckförmigen Demodulatorausgangssignals Dout und die negative Flanke bei einem rückgeführten Wert des Integratorwertes von 40% erzeugt wird. In entsprechender Weise wird mit den oben ange- gebenen Werten das Rechtecksignal Dstopagc (317) erzeugt, das dem Re- gellogikteil 41 zugeführt wird, um während und kurze Zeit nach der Über- tragung eines gültigen Datenbits die Regelung des Regelteils 4 inaktiv zu halten. Damit soll auch ein Einfluß der Störung durch den Treibertransistor auf die Regelschaltung 4 vermieden werden. Das Rechtecksignal 318, das Signal Dstop-a9c (317) und das invertierte Signal Dout werden zur Erzeu- gung des Steuersignals Dtqr (72) mit einem NAND-Gatter L3 verundet.

Damit wird die positive Flanke des Rechtecksignals 72 erzeugt, wenn das Dout-Signal seinen Low-Pegel annimmt, während dessen negative Flanke mit derjenigen des Rechtecksignals 318 zeitlich zusammenfällt.

Mit dem invertierten Dout-Signal 316 und dem Dstop-agc-Signal 317 wird mittels eines NAND-Gatters L2 ein weiteres Rechtecksignal 76 erzeugt, das zusammen mit den von dem Komparator 311 erzeugten Compsig- Pulsfolgen 311 einem AND-Gatter L1 zugeführt wird. Die Impulsdauer dieses Rechteckimpulses 76 entspricht der Zeitdauer vom Pulsende des Dout-Signales 316 bis zum Pulsende des Dstop-a9c-Signals 317. Damit wird ein Nachtriggern des Komparators 311 während des Inaktivschaltens der Regelschaltung 4 verhindert.

Der in dem Demodulator 31 verwendete analoge Integrator 313 integriert die digitalisierten Impulsfolgen Compsig und kann hierzu in einfacher Wei- se, wie nachfolgend beispielhaft im Zusammenhang mit der Figur 4 und

dem zugehörigen Impulsdiagramm nach Figur 5 erläutert wird, realisiert werden. Die beispielhaft in Figur 5 gezeigte Pulsfolge Compsig enthäft) m- pulse unterschiedlicher Dauer mit unterschiedlichen Impulspausen und wird einem Trigger-und Halteglied T zugeführt, das mit dem Auftreten ei- nes ersten Impulses eine Stromquelle Q einschaltet, die mit einem Strom 11 einen Integrationskondensator Cjnt auflädt. Dabei müssen unvollständi- ge Pulsfolgen vom Demodulator 31 als unvollständig erkannt werden und dürfen nicht zu einem Ausgangssignal führen. Hierzu dient die Haltefunk- tion des Trigger-und Haltegliedes T, mit der nach Ablauf einer bestimm- ten Zeitdauer, die frequenzabhängig gemäß 1,6/fo gewählt werden kann, die Aufintegration mangels Impuls abgebrochen und eine Abintegration mit gleicher Geschwindigkeit gestartet wird, indem nun die Stromsenke S zur Entladung des lntegrationskondensator Cent eingeschaltet wird. Eine solche Haltefunktion ist mit dem Impulsdiagramm Hold1, 6/fo dargestellt und zeigt, daß die Impulspause zwischen den ersten beiden Impulsen zu den Zeitpunkten ti und t2 überbrückt wird, also während dieser Impul- spause weiterintegriert wird, jedoch nicht vollständig diejenige im An- schluß an den zweiten Impuls, nämlich zwischen den Zeitpunkten t2 und t3. Daher wird nur bis zum Ablauf der Haltezeit 1,6fo aufintegriert, also bis zum Zeitpunkt t3. Anschließend schaltet das Trigger-und Halteglied T auf die Stromsenke S zwecks Entladung des Integrationskondensator Cjnt mit einem Strom 12 bis zum Zeitpunkt t4, an dem der nächste Impuls zur Auf- integration eintrifft, die bis zum Erreichen des maximalen Integrations- wertes von 100% zum Zeitpunkt t5 fortgeführt wird, obwohl noch weitere Impulse anliegen und die Haltezeit 1,6fo erst zum Zeitpunkt t6 endet. An- schließend wird bis zum Zeitpunkt t7 abintegriert, bei dem der Integrati- onswert des tntegratorausgangssignates ! ntout seinen Ausgangswert von 0% wieder erreicht hat.

Ein beispielhafter Aufbau eines güteeinstellbaren Bandpassfilters 23 ist in Figur 6 dargestellt und kann in der Empfängerschaltung gemäß Figur 1 verwendet werden. Dieses dargestellte Bandpassfilter stellt ein gyratori- sches Filter 2. Ordnung dar, dessen allgemeine Obertragungsfunktion F (s) gegeben ist durch folgende Formel : F (s) = (s/wo)/ (1+ (s/ (woQ) + (s2/O02),

wobei s die Laplace-Transformierte, (Do die Resonanzfrequenz und Q die Güte darstellt. Die nachstehend beschriebene Schaltung setzt diese Übertragungsfunktion um.

Gemäß Figur 6 wird über einen Eingangsanschtuß E des Bandpassfilters das von dem Limiter 22 begrenzte analoge Signal dem positiven Eingang eines Summierers 231 mit drei Eingängen (2 positive Eingänge und ein negativer Eingang) zugeführt. Das aus den an den drei Eingängen anlie- genden Signalen gebildete Summensignal wird mit einem Verstärker 232 um den Faktor coo verstärkt und an einen, eine Kapazität nachbildenden, begrenzenden Integrator 233 weitergeleitet. Anschließend wird das inte- grierte Signal von einem Signalformer 234, der eine Transistorkennlinie nachbildet, geformt und bildet das Ausgangssignal Bout dieses Bandpass- filters 23. Gleichzeitig wird dieses-Ausgangssignal Bout einerseits über eine Rückkopplung, bestehend aus einem weiteren Verstärker 235 mit dem Verstärkungsfaktor-coo und einem diesem nachgeschalteten weiteren In- tegrator 236, der in seinem Aufbau dem Integrator 233 entspricht, auf den zweiten positiven Eingang des Summierers 231 geführt und andererseits über jeweils einen Verstärker 237 und 238 auf einen Umschalter 239 ge- führt, der in Abhängigkeit des diesem zugeführten Steuersignales Dtqr entweder den Verstärker 237 mit einem Verstärkungsfaktor 0,1 (=1/Q1)- entsprechend einem Gütewert 10-oder den Verstärker 238 mit einem Verstärkungsfaktor 1 (=1/Q2)-entsprechend einem Gütewert 1 mit dem negativen Eingang des Summierers 231 verbindet.

Durch die Herabsetzung der Güte während des High-Pegels des Dtqr Signales-also während des Ausschaltmomentes des Treibertransistors 32 und für kurze Zeit danach-wird der Filter in einen Zustand geringerer Energieaufnahmekapazität versetzt, so daß die von dem Treibertransistor 32 verursachte Störung in Form eine Sprunges am Bandpasseingang schneller abklingen kann. Die Zeitdauer, in der das Steuersignal Dtqr aktiv ist, muß so lange sein, wie bei den dem Bandpassfilter 23 vorgeschalteten Schaltungsteilen die Störung des Treibertransistors 32 andauert. Eine ne- gativer Beeinflussung der Demodulation von Nutzsignalen ist hierbei aus- geschlossen, da die Zeit für Störunterdrückung wesentlich kürzer als die Pausenzeit einer Bitfolge der Nutzsignale ist.

Die für die allgemeine Funktion des Empfängers erforderlichen Eigen- schaften eines solchen Bandpassfilter 23 besteht im wesentlichen darin, daß die Bandbreite des Empfängers begrenzt wird, wodurch sich eine Mi- nimierung des Rauschens der vorlaufenden Stufen und der Photodiode und damit eine höhere Empfindlichkeit für Nutzsignale ergibt und daß schließlich auch Störsignale außerhalb der Mittenfrequenz unterdrückt werden.