La présente invention concerne un procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant à la fin d’une décharge en courant à travers les diodes de structure pour une structure de commutation alimentant une charge inductive 1 sous forme d’un pont en H.

L’enseignement de l’invention peut aussi être destiné à une application pour une structure simplifiée de pont en H, comme un demi-pont en H.

L'alimentation d’une charge inductive, comme par exemple un moteur électrique, utilise en général une structure de commutation telle qu'un pont d'interrupteurs en H, ce qui n’est pas limitatif pour la présente invention.

Dans ce qui va suivre, il va être détaillé la structure d’un pont en H. La structure d’un demi-pont en H est extrapolable d’une structure en pont en H en ne comportant qu’un interrupteur de puissance pour un circuit haut ou un circuit bas.

Comme montré à la figure 1 , un pont en H en tant que structure de commutation d’une charge inductive 1 comprend quatre interrupteurs de puissance HS1 , HS2, LS1 et LS2, à savoir deux interrupteurs « hauts » HS1 , HS2 du côté d'une alimentation positive Vps, par exemple une batterie produisant une tension d'alimentation positive, et deux interrupteurs « bas » LS1 et LS2 du côté d'une alimentation négative ou de la masse Mas. Chaque interrupteur comprend en général un transistor MOS de puissance. La charge inductive 1 est raccordée au pont en H par les sorties s1 et s2.

La quantité de courant injectée dans la charge inductive délivrée par le circuit de commutation est en général commandée par une séquence de signaux analogiques de commande des quatre interrupteurs produits à partir d'un signal de commande de consigne. Le signal de commande de consigne et les signaux analogiques de commande sont en général des signaux modulés en largeur d'impulsion, aussi connus sous l’acronyme anglo-saxon de PWM pour «Puise Width Modulation». Grâce à une telle structure de commutation, la charge inductive peut être pilotée dans les deux sens.

La structure de commutation présente une sortie s1 , s2, soit à un potentiel légèrement inférieur à celui de la masse Mas, et l’autre sortie à un potentiel légèrement supérieur à celui de la source d’alimentation Vps pendant la décharge en courant à travers les diodes de structure, aucun interrupteur de puissance haut HS1 , HS2 ou bas LS1 , LS2 n’étant alors en conduction, un courant de décharge partant de la sortie s1 vers la sortie s2 ou inversement.

Des oscillations en tension se produisent sur les sorties s1 et s2 en fin de décharge en courant à travers les diodes de structure. Dans un pont en H, la mise en circuit ouvert donne lieu à la décroissance de courant rapide. En effet, une roue libre, qui met les deux sorties du pont en H au même potentiel, soit la masse Mas pour une roue libre basse, et la tension d’alimentation positive Vps pour une roue libre haute, il est obtenu une exponentielle décroissante dont la tangente est 0.

La figure 2 montre un exemple de décharge inductive par recirculation dans les diodes de structure pour une inductance de 1 mH, une résistance série de 1 W, et une tension de 14V, à partir d’une intensité de courant de 5A. Le courant est à zéro au bout d’environ 300ps.

Or, dans la recirculation du courant vers la tension de la source d’alimentation, la tangente virtuelle serait négative si les diodes de structure étaient court-circuitées. Cependant, les diodes de structure ne permettant pas l’inversion de courant, le courant ne franchit pas la valeur 0 et reste à cette valeur. Le dispositif paraît avantageux lorsqu’on veut un temps de décharge rapide. Cependant, il existe un inconvénient qui est une oscillation en tension des sorties.

Cette oscillation, débutant en fin de décharge en courant, est due à l’inductance de la charge et aux condensateurs de sortie C1 et C2, placés près du connecteur, et qui sont nécessaires pour une protection contre des décharges électrostatiques. Typiquement, une valeur de condensateur de 10nF est utilisée. Dans un modèle simple, la charge est représentée par une résistance R en série avec une inductance L. La figure 3 illustre le circuit en fin de décharge en courant, lorsque les diodes ne conduisent plus.

En considérant les diodes dans un modèle simplifié où elles introduisent un décalage de tension Vf fixe, lorsqu’elles sont en conduction, l’équation différentielle qui régit l’évolution du courant i pendant la décharge est la suivante:

L.(di/dt) + R.i +Vps -2Vf = 0

Où L est la valeur de l’inductance, R celle de la résistance et i celle du courant traversant la charge, laquelle varie en fonction du temps.

En notant io la valeur initiale du courant, lors de la mise en circuit ouvert des transistors, le courant i en fonction du temps t est, tant que les diodes conduisent:

i(t) = (i ₀ + (Vps -2Vf)/R).exp(-t _* R/L) - (Vps -2Vf)/R

Le temps nécessaire pour que le courant arrive à la valeur zéro est : t1 = (L/R).(Ln(R.i _o + Vps -2Vf) - Ln(Vps -2Vf))

Par exemple, si R=1 Q, L=1 mH, Vf=0.7V, i _o =5A, et Vps =14V, le temps nécessaire t1 est de 334ns. Ceci ne corréle pas exactement la simulation parce que la tension Vf dépend aussi du courant qui traverse les diodes.

Au moment où le courant s’annule, la tension aux bornes de la charge est encore Vps-2Vf, mais au-delà, nous avons affaire au circuit oscillant illustré à la figure 3, avec une inductance L, une résistance R et deux condensateurs C1 et C2. Puisque les diodes ne conduisent plus, la tension aux bornes de la charge est V(t). En prenant C1 =C et C2=C dans Ceq=C1.C2/(C1 +C2), on obtient Ceq=C/2

Les équations différentielles sont :

dV/dt = 2.Î/C

L.(d ² i/dt ² ) + R.(di/dt) + 2i/C = 0

Pour une solution en sinusoïde amortie, il faut que R ² soit inférieure à 8L/C. En prenant L=1 mH et C= 10nF, la condition est remplie si R est inférieure à 894W, ce qui est toujours le cas dans la pratique car les actuateurs pilotés ont une résistance inférieure à 10W.

De même, une inductance L=100mH aboutirait à R<8940 W et une inductance de 100mH à R < 282W pour être encore dans le cas d’une sinusoïde amortie.

Une simulation, dont le résultat est en figure 4, pour R=1 W, L=1 mH, Vf=0,7V, io=5A et Vps=14V donne une variation importante des tensions de sortie, jusqu’à un potentiel relativement fixe.

Comme on est loin de la condition limite R=894 W, l’amortissement est peu important et la durée de l’oscillation est importante. La fréquence est donnée par la formule f = 1/(2u.racine(L.Ceq))

En l’occurrence, la fréquence f est égale à 71 kHz environ, ce qui se vérifie assez bien sur le résultat de simulation montré à la figure 4. A cette figure 4, il est montré en abscisse une durée allant de 0 à une milliseconde et des courbes de tension s1 et s2 respectivement aux première et deuxième sorties du pont en H. Il est enfin montré une courbe de courant I.

Une résistance de polarisation de 10kC sur chaque sortie est insuffisante pour éliminer l’oscillation. Avec des résistances de polarisation de 500W, le résultat est à peu près satisfaisant, mais cette solution ne peut être généralisée du fait d’une résistance de polarisation aussi faible qui gênerait le diagnostic à l’état désactivé et engendrerait un petit courant supplémentaire lors d’une roue-libre basse.

Ce qui est habituellement utilisé est une résistance de polarisation fixe de 100kC sur chaque sortie. On aurait des oscillations symétriques en polarisant à la masse, par exemple avec 10kC entre chaque sortie et la masse.

La figure 5 montre un exemple de circuit détecteur sur l’une des sorties du pont en H permettant de réamorcer une roue libre pour une durée limitée. Il est utilisé un détecteur de front positif 3 et une commande temporisée de roue libre 4. Ici, le premier front positif sur la tension en s2 permet la mise en roue libre active, c’est-à-dire la commande en conduction des interrupteurs de puissance sous la forme de transistors entre la sortie s1 et la masse Mas d’une part, et entre la sortie s2 et la masse Mas d’autre part. L’oscillation prend fin rapidement et, à la fin de la temporisation, les tensions sur les sorties s1 et s2 remontent lentement vers la tension de polarisation Vps sous l’effet des résistances de polarisation.

En utilisant un circuit détecteur sur l’une des sorties du pont en H, on peut réamorcer une roue libre pour une durée limitée. Le circuit montré à la figure 6 réalise ces fonctions de manière analogique.

Initialement, le courant dans la bobine L1 de la charge est orienté de la sortie s1 vers la sortie s2. L’inductance L1 aspire les charges positives à la sortie s1 et les amène à la sortie s2, ce qui crée un potentiel négatif à la sortie s1 et supérieur à Vps à la sortie s2. Ceci reste vrai tant que le courant ne s’annule pas.

Lorsque le courant a atteint la valeur nulle, le circuit L1 , R1 , Ceq=C1//C2 devient isolé de la masse, sauf entre les condensateurs C1 et C2, car les diodes ne conduisent plus, mais comme les tensions aux bornes des condensateurs C1 et C2 ne sont pas nulles, le circuit oscillant s’amorce à la fréquence f=1/(2u.racine(L.Ceq)).

Ainsi le potentiel à la sortie s1 augmente rapidement. La variation de tension à la sortie s1 est transmise par un condensateur de faible valeur sous forme de courant de base, qui est amplifié par un transistor NPN. Le courant de collecteur permet l’augmentation de la charge d’un condensateur (10nF) et donc sa tension aux bornes. Cette tension est utilisée pour activer la roue libre, en étant connectée aux commandes des transistors de roue libre.

Les interrupteurs de puissance sont à nouveau mis en circuit ouvert lorsque la résistance de 20kQ a déchargé le condensateur de 10nF. En l’occurrence, c’est une constante de temps de 200ps que l’on peut augmenter ou réduire en modifiant la valeur de cette résistance de 20kQ.

Ce circuit permet, par exemple, de vérifier le fonctionnement du principe par simulation, ce qui a été fait ici, mais n’est pas d’un grand intérêt pratique car les condensateurs sont coûteux à intégrer dans un composant pour seulement quelques dizaines de picoFarrads. A fortiori, le condensateur de l OnF devrait être externe et nécessiter une broche supplémentaire.

De plus, il faut aussi mêler cette condition au fonctionnement normal, lorsqu’on veut forcer la roue libre en fin de décharge, ce qui implique d’envoyer le signal de commande à la logique et non pas directement sur les grilles des transistors MOS.

Le problème à la base de la présente invention est, pour une structure de commutation alimentant une charge inductive sous forme d’un pont en H, de supprimer au moins partiellement des oscillations survenant lors d’une roue libre.

Dans une première forme de réalisation, l’invention concerne un procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant lors d’une décharge en courant à travers des diodes de structure pour une structure de commutation alimentant une charge inductive sous forme d’un pont en H formant un circuit haut et bas, la structure de commutation comprenant deux interrupteurs de puissance haut ou bas commandés faisant partie respectivement d’un circuit haut ou d’un circuit bas entre une sortie respective et une source d’alimentation ou une masse, la structure de commutation étant adaptée pour piloter un courant dans la charge en étant reliée à la source d’alimentation électrique ou à la masse pour une commande de la charge inductive, au moins deux condensateurs étant montés en dérivation de la charge inductive entre les sorties, la structure de commutation présentant l’une de ses sorties au-dessous du potentiel de la masse et l’autre sortie au-dessus du potentiel de la source d’alimentation pendant la décharge en courant à travers les diodes de structure, aucun interrupteur de puissance haut ou bas n’étant alors en conduction, un courant de décharge partant d’une sortie vers l’autre sortie, des oscillations en tension se produisant en fin de décharge en courant à travers les diodes de structure, caractérisé en ce qu’il est procédé à une détection ou anticipation de fin de décharge et à un maintien forcé d’une roue libre après la détection de fin de décharge, le maintien forcé de la roue libre après la détection de fin de décharge s’effectuant pendant une durée prédéterminée de maintien.

Dans une deuxième forme de réalisation, l’invention concerne aussi un procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant à la fin d’une décharge en courant à travers des diodes de structure pour une structure de commutation alimentant une charge inductive sous forme d’un pont en H formant un circuit haut et bas, la structure de commutation comprenant deux interrupteurs de puissance haut ou bas commandés faisant partie respectivement d’un circuit haut ou d’un circuit bas entre une sortie respective et une source d’alimentation ou une masse, la structure de commutation étant adaptée pour piloter un courant dans la charge en étant reliée à la source d’alimentation électrique ou à la masse pour une commande de la charge inductive, au moins deux condensateurs étant montés en dérivation de la charge inductive entre les sorties, la structure de commutation présentant l’une de ses sorties au-dessous du potentiel de la masse et l’autre sortie au-dessus du potentiel de la source d’alimentation pendant la décharge en courant à travers les diodes de structure, aucun interrupteur de puissance haut ou bas n’étant alors en conduction, un courant de décharge partant d’une sortie vers l’autre sortie, des oscillations en tension se produisant sur les deux sorties en fin de décharge en courant à travers les diodes de structure, caractérisé en ce qu’une roue libre résistive est déclenchée avant ou à la place de la fin de la décharge en courant à travers les diodes de structure dans le circuit haut ou bas comprenant une résistance non nulle comprise entre 5 et 200 Ohms, l’un des deux interrupteurs de puissance haut ou bas étant maintenu en conduction seulement partielle, et l’autre interrupteur étant en conduction totale. Avantageusement, la détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure se fait soit en fonction d’une tension de décharge de la sortie à partir de laquelle le courant de décharge part, soit en fonction de la pente en tension de décharge ou soit en fonction à la fois de la tension de décharge et de la pente en tension de décharge, la durée prédéterminée de maintien de la roue libre débutant dès que la tension de décharge repasse au-dessus d’un seuil de tension prédéterminé et calibrable et/ou dès que la pente en tension est supérieure à un seuil de pente prédéterminé et calibrable, les seuils de tension et de pente de tension étant prédéterminés pour être représentatifs d’une ou de premières oscillations survenant et la durée prédéterminée et calibrable de maintien de la roue libre étant une durée calculée ou estimée par expérience pour que les oscillations soient au moins atténuées en étant en dessous d’un seuil d’oscillation en tension de moins de 5% de la dynamique maximale en tension.

Avantageusement, la détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure se fait en fonction d’une détection d’un courant de décharge proche de zéro et/ou d’une détection de pente de courant, la durée prédéterminée de maintien de la roue libre débutant dès ladite détection de courant et/ou de pente de courant et la durée prédéterminée de maintien de la roue libre étant une durée calculée ou estimée par expérience pour que les oscillations soient au moins atténuées en étant en dessous d’un seuil d’oscillation de moins de 5%.

Avantageusement, la détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure se fait en fonction d’une détection d’un courant de décharge n’ayant pas encore atteint zéro et il est pris en considération un double seuil de courant ainsi qu’un intervalle de temps pour passer d’un seuil à l’autre, avec calcul, en fonction des deux seuils et de l’intervalle de temps, d’un instant futur avec une marge d’incertitude, auquel instant futur le courant devient nul et d’un temps de durée de la roue libre. Avantageusement, la détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure se fait potentiellement en fonction d’une tension de décharge de la sortie active et/ou en fonction de la pente en tension de décharge postérieurement à une détection d’un courant de décharge proche de zéro, le seuil de courant étant augmenté chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé sont détectés et le seuil de courant étant diminué chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé ne sont pas détectés.

Avantageusement, la détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure se fait potentiellement en fonction d’une tension de décharge de la sortie active et/ou en fonction de la pente en tension de décharge postérieurement à la fin d’une constante de temps estimant la durée de décharge après franchissement d’un seuil de courant, la constante de temps étant augmentée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé sont détectés et la constante de temps étant diminuée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé ne sont pas détectés.

Avantageusement, la constante de temps estime la durée de décharge après franchissement d’un seuil de courant.

Optionnellement, pour la deuxième forme de réalisation de l’invention, un des deux interrupteurs de puissance d’une même paire basse ou haute est scindé pour être en conduction partielle, un pourcentage de l’interrupteur de puissance scindé étant opérationnel lors de la roue libre tandis que le reste de l’interrupteur de puissance scindé est inactif, ce pourcentage opérationnel étant compris entre 0,1 % et 4% de la totalité de l’interrupteur de puissance scindé.

Avantageusement, la durée de roue libre est programmée et déterminée soit par calcul, soit par expérience, le cas échéant après détection d’un seuil de courant non nul.

Avantageusement, la deuxième forme de réalisation succède à une phase de décharge en courant par les diodes de structure qui se termine par un courant non nul. Cette fin de décharge par les diodes peut être déclenchée soit par le franchissement d’un seuil de courant, soit à l’issue d’une constante de temps. Un échauffement a lieu au niveau des interrupteurs résistifs, mais il est d’autant plus limité que le courant est bas, au début de la roue libre résistive, d’où l’intérêt de le faire d’abord baisser par circulation dans les diodes de structure. La décharge par roue libre résistive est d’autant plus rapide que la résistance est élevée, et peut être plus rapide que la décharge à travers les diodes.

Selon la première forme de réalisation, la présente invention concerne un ensemble d’une charge inductive et de son dispositif d'alimentation électrique, le dispositif d’alimentation comprenant une structure de commutation d’un pont en H formant respectivement des circuits hauts et bas, la structure de commutation comprenant une paire d’interrupteurs de puissance hauts ou bas commandés par une unité de commande entre une sortie et respectivement une source d’alimentation électrique ou une masse pour une commande de la charge inductive, au moins deux condensateurs étant montés en dérivation de la charge inductive entre les sorties, l’unité de commande pilotant une roue libre par action sélective sur la paire d’interrupteurs de puissance hauts ou bas, caractérisé en ce que l’ensemble met en oeuvre un tel procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant à la fin d’une décharge en courant à travers les diodes de structure, l’unité de commande comprend des moyens d’au moins une détection d’une fin de décharge en courant à travers les diodes de structure, des moyens de mémorisation d’un seuil de déclenchement spécifique à la détection ou à chaque détection, et des moyens de maintien forcé de la roue libre quand le seuil de déclenchement est franchi pendant une durée prédéterminée de maintien mémorisée.

Selon la deuxième forme de réalisation, la présente invention concerne un ensemble d’une charge inductive et son dispositif d'alimentation électrique, le dispositif d’alimentation comprenant une structure de commutation d’un pont en H formant respectivement des circuits hauts et bas, la structure de commutation comprenant une paire d’interrupteurs de puissance hauts ou bas commandés par une unité de commande entre une sortie, et, respectivement, une source d’alimentation électrique ou une masse pour une commande de la charge inductive, au moins deux condensateurs étant montés en dérivation de la charge inductive entre les sorties, l’unité de commande pilotant une roue libre par action sélective sur la paire d’interrupteurs de puissance hauts ou bas, caractérisé en ce que l’ensemble met en oeuvre un procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant à la fin d’une décharge en courant à travers les diodes de structure, l’unité de commande comprenant des moyens de scission sur une paire d’interrupteurs de puissance haute ou basse pour maintenir seulement l’un des deux interrupteurs de puissance de la paire haute ou basse en conduction partielle et l’autre en conduction totale pendant la roue libre résistive, déclenchée avant ou à la place de la fin de la décharge en courant à travers les diodes de structure, alors que le reste de l’interrupteur de puissance en conduction partielle de la paire haute ou basse est inactif.

D’autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et au regard des dessins annexés donnés à titre d’exemples non limitatifs et sur lesquels :

- la figure 1 est une représentation schématique d’une vue d’une structure de commutation sous la forme d’un pont en H, les oscillations à la fin d’une décharge en courant à travers les diodes de structure pour cette structure pouvant être supprimées par un procédé selon la présente invention,

- la figure 2 montre une courbe de décroissance de courant en fonction du temps lors d’une recirculation du courant par les diodes, recirculation obtenue par simulation avec les valeurs de l mH pour l’inductance, de 1 Ohm pour la résistance, de 14V de tension batterie, et de 5A pour le courant initial à travers l’inductance,

- la figure 3 montre un circuit représentatif d’un pont en H lors de l’ouverture des interrupteurs de puissance bas ou hauts du pont en H,

- la figure 4 montre des courbes de tension et de courant présentant des oscillations à la fin d’une recirculation du courant par les diodes sans mise en oeuvre du procédé selon la présente invention, ces oscillations étant obtenues par simulation avec les valeurs de 1 mH pour l’inductance, de 1 Ohm pour la résistance, de 14V de tension batterie, de 0,7V pour la tension de diode, et de 5A pour le courant initial à travers l’inductance,

- la figure 5 montre un circuit détecteur positionné sur l’une des sorties du pont en H pour l’amorçage d’une roue libre pour une durée limitée selon l’état de la technique,

- la figure 6 montre un circuit détecteur positionné sur l’une des sorties du pont en H réalisant de manière analogique l’amorçage d’une roue libre pour une durée limitée selon l’état de la technique,

- la figure 7 montre un circuit détecteur positionné sur la première sortie du pont en H mettant en oeuvre une première forme de réalisation du procédé selon la présente invention par détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure et maintien forcé d’une roue libre basse après la détection de fin de décharge selon une comparaison de la tension en sortie avec un seuil de déclenchement, le courant passant de la deuxième sortie du pont en H vers la première sortie,

- la figure 8 montre un circuit détecteur positionné sur la deuxième sortie s2 du pont en H mettant en oeuvre une première forme de réalisation du procédé selon la présente invention par détection de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure et maintien forcé d’une roue libre basse après la détection de fin de décharge selon une comparaison de la tension avec un seuil de déclenchement, le courant passant de la première sortie du pont en H vers la deuxième sortie,

- la figure 9 montre deux circuits détecteurs positionnés sur respectivement la première ou la deuxième sortie du pont en H mettant en oeuvre une première forme de réalisation du procédé selon la présente invention par détection de fin de décharge et maintien forcé d’une roue libre basse après la détection de fin de décharge selon une comparaison de la tension avec un seuil de déclenchement, le courant passant de la première sortie vers la deuxième sortie du pont en H, ou inversement,

- la figure 10 montre deux circuits détecteurs positionnés sur respectivement la première ou la deuxième sortie du pont en H mettant en oeuvre une première forme de réalisation du procédé selon la présente invention par détection de fin de décharge et maintien forcé d’une roue libre haute après la détection de fin de décharge selon une comparaison de la tension avec un seuil de déclenchement, le courant passant de la première sortie vers la deuxième sortie du pont en H, ou inversement,

- les figures 11a et 11b montrent, pour une roue libre résistive basse, les éléments mis en jeu en fonction du sens du courant, les éléments qui ne sont pas en conduction étant en pointillés, - les figures 12a et 12b montrent, pour une roue libre résistive haute, les éléments mis en jeu en fonction du sens du courant etles éléments qui ne sont pas en conduction étant en pointillés,

- les figures 13 à 17 illustrent des courbes de tension de première et deuxième sorties ainsi que de courant de décharge en fonction du temps dans un procédé selon une deuxième forme de réalisation de la présente invention, la roue libre étant effectuée dans le circuit haut ou bas comprenant une résistance non nulle comprise entre 5 et 1 kOhm ou kiloOhm, les deux interrupteurs de puissance hauts ou bas étant maintenus en conduction seulement partielle.

En se référant plus particulièrement aux figures 1 et 7 à 17, la présente invention concerne un procédé de suppression au moins partielle des oscillations survenant à la fin d’une décharge en courant à travers des diodes de structure pour une structure de commutation alimentant une charge inductive 1 , L1 , R1 sous forme d’un pont en H.

Il y a deux formes de réalisation principales de la présente invention. La première forme de réalisation, illustrée aux figures 7 à 10, est basée sur une décharge rapide à travers les diodes de structure et sur une détection ou anticipation de fin de décharge et à un maintien forcé de la roue libre après la détection de fin de décharge. Dans la deuxième forme de réalisation de la présente invention, illustrée aux figures 11 à 17, la roue libre est effectuée dans un circuit présentant une résistance non nulle comprise entre 5 et 200 Ohms, avec l’un des deux interrupteurs de puissance du circuit haut ou bas maintenu en conduction seulement partielle. La deuxième forme de réalisation peut supplanter totalement la décharge à travers les diodes de structure, ou intervenir après une première phase de décroissance du courant par la décharge à travers les diodes de structure.

Pour les deux formes de réalisation de la présente invention, le procédé de suppression au moins partielle des oscillations survient à la fin d’une décharge en courant à travers des diodes de structure pour une structure de commutation alimentant une charge inductive référencée 1 à la figure 1 et illustrée par son inductance L1 et sa résistance R1 aux figures 7 à 12.

La structure de commutation est sous forme d’un pont en H formant un circuit haut et bas. La structure de commutation comprend deux interrupteurs de puissance hauts HS1 , HS2 ou bas LS1 , LS2 commandés, faisant partie respectivement d’un circuit haut ou d’un circuit bas entre une sortie s1 , s2 respective et une source d’alimentation Vps, aussi appelée batterie ou une masse mas.

La structure de commutation est adaptée pour piloter un courant dans la charge en étant reliée à la source d’alimentation Vps électrique ou à la masse Mas pour une commande de la charge inductive 1 , L1 , R1. Au moins deux condensateurs C1 , C2 sont montés en dérivation de la charge inductive 1 , L1 , R1 entre les sorties s1 , s2. En l’absence de ces condensateurs, il n’y aurait pas d’oscillations. De fait, ces condensateurs sont introduits pour protéger contre les décharges électrostatiques. Parfois, le fournisseur de la charge est tenté d’en intégrer dans la charge elle-même.

La structure de commutation présente l’une de ses sorties s1 , s2 au-dessous du potentiel de la masse mas et l’autre au-dessus du potentiel de la source d’alimentation Vps pendant la décharge du courant à travers les diodes de structure, aucun interrupteur de puissance haut HS1 , HS2 ou bas LS1 , LS2 n’étant alors en conduction,

En effet, lors d’une décharge rapide à travers les diodes, aucun interrupteur n’est en conduction si ce n’est au niveau des diodes de structure, et l’une des sorties prend un potentiel inférieur à la masse, tandis que l’autre prend un potentiel supérieur à la source d’alimentation Vps. Un courant de décharge part d’une sortie s1 , s2 vers l’autre s2, s1 , des oscillations en tension se produisant sur les sorties s1 , s2 en fin de décharge du courant à travers les diodes de structure.

A l’issue d’une décharge à travers les diodes, lorsque le courant ne les traverse plus, et sans mise en oeuvre de l’un des procédés de la présente invention, le potentiel de chacune des sortie s1 et s2 est compris entre celui de la source d’alimentation Vps et celui de la masse Mas et varie de façon oscillatoire, comme illustré à la figure 4.

En se référant toujours aux figures 1, 7 à 10, dans cette première forme de réalisation de la présente invention, il est procédé à une détection ou anticipation de fin de décharge en courant à travers les diodes de structure et à un maintien forcé d’une roue libre après la détection de fin de décharge. Le maintien forcé de la roue libre après la détection de fin de décharge s’effectue pendant une durée prédéterminée de maintien.

Il est donc effectué un traitement de la détection et une temporisation du forçage de la roue libre. Il est possible de faire une détection au moins basée sur la tension, le courant avec ou sans considération d’une constante de temps combinant ces diverses détections.

A la figure 7, un seuil de déclenchement Sdec est comparé à la valeur de la tension sur la sortie s1. Si celle-ci est supérieure au seuil Sdec, un comparateur délivre un niveau logique haut qui aboutit, sous condition que l’autorisation Aut est au niveau haut, c’est-à-dire en autorisation, à commander les deux interrupteurs de puissance ou transistors par un niveau haut et à les mettre en conduction indépendamment des commandes Cde1 et Cde2.

Si la valeur de tension en s1 est inférieure au seuil de déclenchement Sdec, le comparateur délivre un niveau bas signifiant un non déclenchement, qui, une fois transmis, laisse les commandes classiques Cde1 et Cde2 agir sur les deux interrupteurs de puissance.

Si la valeur de tension devient inférieure au seuil de déclenchement Sdec du fait même de la mise en conduction des deux interrupteurs de puissance, cette activation est maintenue par un retard Ret introduit après le comparateur. La valeur du retard Ret est programmable. Par exemple, une simulation pour R1 =1 Ohm, L1 =1 mH pour millihenry, Vps=14V pour volts, montre que 500ps ou microsecondes suffisent au désamorçage des oscillations. Lorsque ce délai est échu, les deux interrupteurs de puissance retournent à l’état de non conduction et les tensions en s1 et s2 retournent progressivement à la tension de polarisation.

Le signal Autorisation Aut bloque ce dispositif lorsqu’il est à l’état bas, et laisse les commandes Cde1 et Cde2 agir sur les deux interrupteurs de puissance. Cela permet de n’actionner ce dispositif que dans la phase adéquate, et aussi de le conditionner à un mode programmé par bus numérique. Par exemple, lors d’une disjonction faisant suite à un court-circuit entre l’une des sorties s1 ou s2 et la source d’alimentation Vps, il serait malvenu de commander à nouveau les deux interrupteurs de puissance de roue libre basse en conduction, ce qui rétablirait le court-circuit. Il est également utilisable dynamiquement, par exemple à des moments où l’on veut laisser passer une activation issue de la commande Cd1 ou de la commande Cd2.

Le courant dans l’inductance n’est pas toujours orienté de s1 vers s2 et, lorsqu’il est orienté de s2 vers s1 , le rôle des deux sorties s1 et s2 s’inverse. Il faut alors prendre la tension à comparer sur la sortie s2 au lieu de la sortie s1 comme montré à la figure 8. Il est cependant possible de se contenter d’un seul détecteur comme en figure 7 ou en figure 8, au prix d’une détection plus lente pour l’un des deux sens du courant.

Comme le courant dans l’inductance L1 peut être orienté dans les deux sens, le circuit complet doit avantageusement combiner les deux figures précédentes, ce qui est représenté à la figure 9. A cette figure 9, la tension de polarisation Vpol peut être la tension batterie Vps, la masse ou toute autre tension.

Le retard Ret du niveau bas peut être réalisé, par exemple, par un retard du signal, à travers une succession de bascules, par exemple, cadencées par une même horloge. Ensuite, le « OU » entre le signal et les signaux en sortie de chaque bascule donne un signal où la durée de l’état haut atteint la valeur de retard Ret.

Le cas d’une roue libre haute est similaire au cas d’une roue libre des figures 7 à 9 et est illustré à la figure 10.

Les sens des comparateurs y sont inversés, le seuil de déclenchement Sdec étant pris proche de la tension batterie Vps. La partie terminale de la logique doit être référencée à la source du transistor commandé, laquelle n’est pas forcément la masse. Ceci est une difficulté habituelle de la commande des deux interrupteurs de puissance du côté haut dont le drain est connecté à la tension Vps, et où la source est flottante entre la source d’alimentation Vps et la masse. Le fait de bloquer les oscillations par le début de celles-ci ne supprime pas les transitoires initiaux, puisqu’ils sont nécessaires au blocage.

Aux figures 9 et 10, les comparateurs ont été inversés afin d’utiliser les deux signaux dans un opérateur « Non ET ». Ainsi, si l’une quelconque des deux sorties s1 ou s2 a un potentiel supérieur à la tension de seuil, un signal haut est présenté au circuit retardateur du niveau bas. D’autres opérateurs auraient pu être utilisés pour réaliser la fonction. Ici, le choix a été fait de n’utiliser que des « Non ET » et des inverseurs.

Dans ce qui a été décrit précédemment pour la première forme de réalisation de l’invention, la détection de fin de décharge se fait en fonction d’une tension de décharge de la sortie s1 ou de la sortie s2, détection qui correspond à l’atteinte d’un courant de décharge nul, ce qui représente un premier mode optionnel de la première forme de réalisation.

La détection de fin de décharge peut se faire en fonction de la pente en tension de décharge ou en fonction à la fois de la tension de décharge et de la pente en tension de décharge. Dans ces cas, la durée prédéterminée de maintien de la roue libre débute dès que la tension de décharge repasse au-dessus d’un seuil de tension prédéterminé et calibrable et/ou dès que la pente en tension est supérieure à un seuil de pente prédéterminé et calibrable.

Les seuils de tension et de pente de tension peuvent être prédéterminés pour être représentatifs d’une ou de premières oscillations survenant, et la durée prédéterminée et calibrable de maintien de la roue libre peut être une durée calculée ou estimée par expérience pour que les oscillations soient au moins atténuées en étant en dessous d’un seuil d’oscillation de moins de 5% de la dynamique maximale en tension.

Selon un deuxième mode optionnel entrant dans le cadre de la première forme de réalisation de l’invention, la détection peut se faire en fonction d’un courant proche de zéro dans les diodes. Plusieurs moyens peuvent être employés pour la mise en oeuvre de ce deuxième mode optionnel, entre autres moyens: une mesure de la tension aux bornes desdites diodes, un circuit sensible aux courants de substrat, une utilisation de résistances, en particulier les résistances de liaison entre le circuit intégré et la broche de connexion. Cette dernière technique nécessite cependant un fil de liaison supplémentaire pour ramener le potentiel de la broche à l’intérieur du circuit intégré.

Ainsi, entre une tension interne et une tension externe, il est intercalé une résistance de liaison. Ainsi, en supposant un courant sortant de 200 mA et une résistance de liaison de 10mQ, on obtient une tension de 2mV qui serait la limite de sensibilité de détection du courant. Il faut noter que l’utilisation d’une tension de 2mV est assez difficile, les biais de comparateurs étant classiquement de l’ordre de 10mV.

Cela implique d’entamer la roue libre avant que le courant n’ait réellement atteint la valeur zéro tout en étant proche de cette valeur zéro, et donc la nécessité de maintenir la roue libre un peu plus longtemps. Si l’on veut par la technique de la résistance se rapprocher de la valeur zéro, il faut alors utiliser une résistance spécifique, par exemple 100mQ. Ceci permettrait d’avoir, par exemple, une limite de courant à 20mA. Cependant, il est assez malvenu d’utiliser une telle valeur de résistance de manière fixe. Une résistance commutée pourrait être employée mais le transistor de commutation serait assez coûteux car il devrait être dimensionné pour passer un courant assez élevé.

Un détecteur de courant basé sur les structures parasitaires enclenchées par les courants de substrat serait une technique délicate à réaliser mais très avantageuse en l’occurrence. En effet, le passage de courant dans les diodes de structure implique des courants de substrat. L’effet des courants de substrat est généralement combattu car susceptible de produire des effets indésirables dans les circuits voisins. En l’occurrence, il s’agit donc de continuer à minimiser les courants de substrat, mais aussi d’implanter localement une structure connue pour y être sensible et qui sert alors de détecteur de courant circulant dans les diodes de structure concernées. La méthode classique dans un circuit intégré est d’utiliser un miroir de courant. Cependant, on aboutit habituellement à une précision de 20% dans les transistors de puissance. Une meilleure précision est cependant possible en utilisant davantage de surface de silicium pour le miroir de courant.

La détection de fin de décharge peut ainsi se faire en fonction d’une détection d’un courant de décharge proche de zéro et/ou d’une détection de pente de courant. Dans ces deux cas, la durée prédéterminée de maintien de la roue libre peut débuter dès ladite détection de courant et/ou de pente de courant et la durée prédéterminée de maintien de la roue libre peut être une durée calculée ou estimée par expérience pour que les oscillations soient au moins atténuées en étant en dessous d’un seuil d’oscillation de moins de 5% de la dynamique maximale en tension.

En alternative, la détection de fin de décharge peut se faire en fonction d’une détection d’un courant de décharge n’ayant pas encore atteint zéro en considérant un double seuil de courant ainsi qu’un intervalle de temps pour passer d’un seuil à l’autre, avec calcul, en fonction des deux seuils et d’un intervalle de temps, d’un instant futur avec une marge d’incertitude, auquel instant futur le courant devient nul et d’un temps de durée de la roue libre. La marge d’incertitude dépend de la technique employée pour la fin de la décharge en courant. Plus la précision est bonne, et plus la marge d’incertitude est petite. Supposons une erreur maximale de 250mA sur la lecture de courant, alors le seuil doit être pris au-dessus de 250mA, par exemple 300mA, ce qui implique que la fin de décharge rapide à travers les diodes a lieu entre 50mA et 550mA. Si l’on commence une roue libre avec 550mA, il y a plus d’énergie à évacuer que si on la commence à 50mA, et cela nécessite une durée plus grande de maintien de la roue libre.

Même dans le cas idéal où l’on arrête la décharge par les diodes lorsque le courant est nul, cas qui correspond à une détection de transitoire en tension, l’énergie à évacuer est non nulle du fait du déséquilibre en tension aux bornes du circuit oscillant. Il est possible de calculer mathématiquement le temps nécessaire à la roue libre. En effet, en notant r la résistance de roue libre et en négligeant le rôle des condensateurs de sortie, l’équation différentielle à résoudre est :

L1.(di/dt) +(R1 +r).i = 0

La solution dépend d’un seuil arbitraire de décharge en courant, sinon la décharge prend un temps infini pour que le courant atteigne 0.

t=Tau1.Ln[ i(t)/i(0) ] où i(0) est la valeur du courant initial et Tau1 = L1/(R1 +r)

Si l’on choisit d’arrêter la décharge énergétique pour un ratio en courant de 1/1000, alors le temps nécessaire est donné par la formule t = 6,91. Tau1 = 6,91. L1/(R1 +r).

Si l’on choisit d’arrêter la décharge énergétique pour un ratio en courant de 1/100, alors le temps nécessaire est donné par la formule t = 4,6.L1/(R1 +r).

La précision sur le temps de maintien de la roue libre dépend des précisions sur l’inductance L1 , la résistance R1 et la résistance r. Pour des valeurs élevées de r, le modèle est trop simple car il faudrait prendre en compte les condensateurs et il vaut mieux alors estimer le pire cas, c’est-à-dire le temps le plus long, par simulation. A la figure 16, qui correspond à une résistance de roue libre de 200 Ohms, la simulation donne un temps idéal de moins de 300ps pour la décharge en courant à travers les diodes de structure, suivie de la neutralisation des oscillations dont moins de 0,25ms ou millisecondes de neutralisation des oscillations, alors que la formule t=4, 6/201 =0,022 ms est pour la seule neutralisation.

La formule est en fait d’autant plus imprécise que la résistance de roue libre est élevée. Pour la figure 17, avec une résistance de roue libre de 1 kOhm, le temps est encore plus réduit d’après la formule, alors que la simulation montre qu’on n’arrive même plus à atténuer correctement les oscillations.

Il est possible de combiner les premier et deuxième modes de réalisation optionnels de la première forme de réalisation du procédé de la présente invention.

Par exemple, la détection de fin de décharge peut se faire potentiellement en fonction d’une tension de décharge de la sortie active s1 , s2 et/ou en fonction de la pente en tension de décharge postérieurement à une détection d’un courant de décharge proche de zéro. Dans ce cas, le seuil de courant peut être augmenté chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé sont détectés. Inversement, le seuil de courant peut être diminué chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé ne sont pas détectés.

Enfin, au lieu d’implanter des circuits détecteurs, il est possible de programmer uniquement des temps, par rapport à des situations où la variation du courant aurait été préalablement caractérisée. Ainsi, il est possible de modifier, selon les besoins, des paramètres dont une durée de décharge en courant, en circulation par les diodes, avant d’enclencher la roue libre et une durée de roue libre. Un mode de réalisation optionnel favorable est de combiner une constante de temps avec les premier et deuxième modes optionnels pris unitairement ou en combinaison.

Il est par exemple possible de combiner le premier mode optionnel de la première forme de réalisation avec la détermination d’une constante de temps estimant la durée de la décharge. Dans ce cas, la détection de fin de décharge peut se faire potentiellement en fonction d’une tension de décharge de la sortie active et/ou en fonction de la pente en tension de décharge postérieurement à la fin d’une constante de temps estimant la durée de décharge.

La constante de temps peut être augmentée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé sont détectés et la constante de temps peut être diminuée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé ne sont pas détectés.

Il est possible de combiner les premier et deuxième modes optionnels de la première forme de réalisation avec la détermination d’une constante de temps estimant la durée de la décharge. Dans ce cas, la détection de fin de décharge peut se faire potentiellement en fonction d’une tension de décharge de la sortie active et/ou en fonction de la pente en tension de décharge postérieurement à la fin d’une constante de temps estimant la durée de décharge après franchissement d’un seuil de courant, comme le prévoit le deuxième mode optionnel.

Comme dans le premier cas d’utilisation d’une constante de temps, la constante de temps peut être augmentée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé sont détectés. Inversement, la constante de temps peut être diminuée chaque fois que le seuil de tension prédéterminé et/ou le seuil de pente prédéterminé ne sont pas détectés.

La deuxième forme de réalisation de la présente invention reprend les caractéristiques de la mise en oeuvre d’une roue libre résistive dans un pont en H en tant que structure de commutation précédemment mentionnée.

Dans cette deuxième forme de réalisation de la présente invention, illustrée aux figures 13 à 17 tout en se référant à la figure 11 ou à la figure 12, la roue libre est effectuée dans le circuit haut ou bas comprenant une résistance non nulle comprise entre 5 et 200 Ohms.

La roue libre résistive est déclenchée avant ou à la place de la fin de la décharge en courant à travers les diodes de structure dans le circuit haut ou bas comprenant une résistance non nulle comprise entre 5 et 200 Ohms.

L’un des deux interrupteurs de puissance haut HS1ou HS2 ou bas LS1 ou LS2 est alors maintenu en conduction seulement partielle. L’autre interrupteur est maintenu en conduction totale C’est ainsi que pour une roue libre basse, les figures 11a et 11b montrent des interrupteurs LS1A et LS1 B montés en parallèle et commandés séparément et des interrupteurs LS2A et LS2B montés en parallèle et commandés séparément. Les interrupteurs LS1 B ou LS2B étant plus résistifs que les interrupteurs LS1A ou LS2A, il est alors possible de mettre en jeu une roue libre résistive. Les figures 12a et 12b montrent la même possibilité en utilisant une roue libre haute.

Cette deuxième forme de réalisation peut se révéler la plus avantageuse en tant que roue libre résistive. En effet, une simulation peut montrer que la décharge rapide à travers les diodes pour une inductance de l mH, une résistance série de 1 W, une tension de 14V, à partir de 5A, est telle que le courant descend à 50mA au bout de 0,3 ms comme le montre la figure 2, mais le maintien d’une roue libre nécessite ensuite 4,6 ms supplémentaires. Dans la simulation dont on a le résultat en figure 13, opérée pour une inductance L égale à 1 mH et une résistance de la charge égale à 1 W, la résistance de roue libre de 50 W, le courant I descend rapidement et donne lieu à un arrondi final au lieu d’un angle. Il n’y a aucune oscillation visible sur les tensions de sortie Vs1 et Vs2 et la durée de décharge est comparable à celle de la recirculation par les diodes sans avoir à opérer un temps de roue libre complémentaire.

Les courbes des figures 13 à 17 sont obtenues par simulation, avec 1 mH pour l’inductance, 1 Ohm pour la résistance de charge, 14V pour la tension batterie, 5A de courant initial à travers la charge. Pour la figure 13, la résistance de la roue libre est de 50 Ohms. Pour la figure 14, la résistance de la roue libre est de 10 Ohms. Pour la figure 15, la résistance de la roue libre est de 5 Ohms. Pour la figure 16, la résistance de la roue libre est de 200 Ohms. Pour la figure 17, la résistance de la roue libre est de 1 kOhm.

Ce dispositif implique de scinder au moins un des deux interrupteurs de puissance de roue libre en deux ensembles : pour cet interrupteur scindé, une majeure partie de l’interrupteur de puissance, par exemple 99,5% n’est plus commandée pendant la roue libre résistive mais seulement pour l’activation, et un sous-ensemble de l’interrupteur de puissance dit scindé, par exemple 0,5%, est utilisé à la fois pour l’activation et pour la roue libre résistive, ces valeurs n’étant pas limitatives. Ceci permet d’avoir une valeur résistive faible lors de la phase d’activation, au cours de laquelle le courant augmente parce qu’un interrupteur de puissance amène la tension de la source d’alimentation, avantageusement la batterie, et l’autre interrupteur de puissance amène le potentiel de masse. La valeur résistive peut être, par exemple de 0,2 Ohm, tandis qu’une valeur résistive, relativement élevée, par exemple 50 Ohm est obtenue pour l’un des interrupteurs de puissance de roue libre, lors de la roue libre résistive.

Il peut être contraignant de laisser le courant passer à travers les diodes de structure. En effet, dans un circuit intégré, le passage de ce courant provoque des courants de substrat, lesquels sont connus pour induire des phénomènes parasites imprévus. Il faut donc soit lutter contre ces courants de substrat, soit éviter, autant que possible, de faire passer du courant dans les diodes de structure, soit les deux à la fois.

Dans ce cadre, l’interrupteur de roue libre traversé par un courant d’un sens tel qu’il pourrait passer par la diode, est avantageusement mis en conduction totale. Dans le cas contraire, si par exemple on prétend faire circuler 100mA à travers 25 Ohms, cela fait une différence de potentiel de 2,5V, qui est largement supérieure au seuil de la diode, et donc ce courant passe majoritairement à travers la diode de structure.

Au contraire, si la résistance de l’interrupteur n’est plus que de 0,2 Ohm, il n’y a plus que 20mV de différence de potentiel et il n’y a pratiquement plus aucun courant passant à travers la diode de structure. C’est pourquoi la résistance de roue libre est avantageusement réalisée par un seul des deux transistors de roue libre, mais les deux transistors doivent pouvoir devenir résistifs en fonction du sens du courant, qu’il convient donc de connaître dans la stratégie de commande.

Ainsi, les deux interrupteurs de puissance d’une même paire basse ou haute peuvent être scindés pour être en conduction partielle. Un pourcentage de l’un des deux interrupteurs de puissance est opérationnel lors de la roue libre résistive tandis que le reste de cet interrupteur de puissance est inactif. Le pourcentage opérationnel peut être compris entre 0,1% et 4% de la totalité de chacune des paires basse ou haute d’interrupteurs de puissance.

Outre la simulation, l’approche énergétique permet de comprendre le phénomène d’une amélioration par une résistance de roue libre non faible. En effet, l’inductance doit décharger la même énergie LI ² /2 dans tous les cas. L’inductance impose le courant et la puissance dissipée est de la forme r.l ² . Ainsi, par une valeur plus élevée de la résistance de roue libre r, on dissipe l’énergie plus vite grâce à une puissance supérieure.

Les figures 14 à 17 montrent des courbes de tensions de sortie s1 et s2 pour différentes résistances. Par exemple, si l’on réduit la résistance à 10 Ohm, on obtient un temps de 500ps, comme montré à la figure 14. Si l’on réduit la résistance à 5 Ohm, on obtient un temps de 800ps, comme montré à la figure 15.

Au contraire, en augmentant la résistance à 200 Ohm, on obtient un temps légèrement inférieur à 300ps, et on commence à percevoir une amorce d’oscillation, comme montré à la figure 16. A la figure 17, avec une résistance égale à 1 kOhm, la valeur devient trop forte et les oscillations que l’on voulait éviter apparaissent.

Afin de s’adapter aux divers cas applicatifs, on peut rendre la valeur de la résistance programmable. Pour cela il suffit de réserver une part plus ou moins grande de l’interrupteur de puissance de roue libre d’origine. Si l’on prend 10 fois 0,05% de la surface initiale, on constitue 10 transistors qui présentent une résistance de conduction 2.000 fois plus élevée que l’interrupteur de puissance utilisant la pleine surface de silicium, comme c’est le cas pendant l’activation. En combinant ces 10 interrupteurs de puissance ou transistors, on peut atteindre des valeurs allant de 200 fois la valeur d’activation à 2.000 fois la valeur d’activation.

Par exemple, si la valeur d’activation est de 0,2 Ohm, alors 0,05% de la surface donne une résistance élémentaire de 400 Ohm. Ainsi, un seul interrupteur de puissance sélectionné donne une résistance de 400 Ohm, deux interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 200 Ohm, trois interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 133 Ohm, quatre interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 100 Ohm, cinq interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 80 Ohm, six interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 67 Ohm, sept interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 57 Ohm, huit interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 50 Ohm et dix interrupteurs de puissance sélectionnés donnent une résistance de 40 Ohm.

Dans cet exemple, il y a de plus en plus de valeurs proches lorsqu’on va vers le minimum. Il n’est pas forcément utile d’offrir toutes les valeurs. Par exemple, un choix sur trois bits implique d’éliminer deux possibilités que sont respectivement des résistances de 50 Ohm et 67 Ohm.

L’inconvénient de cette deuxième forme de réalisation, par rapport à la première, est un échauffement supérieur dans le transistor résistif. Les avantages de cette deuxième forme de réalisation, par rapport à la première, sont de ne pas nécessiter de détecteur de fin de décharge rapide par les diodes de structure, un temps de décharge pouvant être plus court que la décharge rapide par les diodes, et l’absence de courants de substrat. Cependant, la limitation relative à réchauffement dans l’interrupteur peut conduire à combiner les deux formes de réalisation, en commençant par la décharge à travers les diodes de structure pendant un temps limité mais suffisant pour une diminution du courant. Si par exemple on réduit le courant de moitié, réchauffement est réduit d’un facteur 4. Cette combinaison fait disparaître l’avantage sur le courant de substrat.

En se référant à toutes les figures, la présente invention concerne un ensemble d’une charge inductive 1 , L1 , R1 et son dispositif d'alimentation électrique, respectivement pour la mise en oeuvre des première et deuxième formes de réalisation du procédé selon l’invention.

Pour les caractéristiques communes aux deux ensembles, le dispositif d’alimentation comprend une structure de commutation d’un pont en H formant respectivement des circuits hauts et bas, la structure de commutation comprenant une paire d’interrupteurs de puissance haut HS1 , HS2 ou bas LS1 , LS2 commandés par une unité de commande entre une sortie s1 , s2 et respectivement une source d’alimentation Vps électrique ou une masse Mas pour une commande de la charge inductive 1 , L1 , R1.

Au moins deux condensateurs C1 , C2 sont montés en dérivation de la charge inductive 1 , L1 , R1 entre les sorties s1 , s2. L’unité de commande pilote une roue libre haute ou basse par action sélective sur la paire d’interrupteurs de puissance haut HS1 , HS2 ou bas LS1 , LS2.

Pour la mise en oeuvre du procédé selon la première forme de réalisation de la présente invention, l’unité de commande comprend des moyens d’au moins une détection d’une fin de décharge en courant à travers les diodes de structure soit par rapport à une tension, soit par une pente de tension, soit par un courant ou une constante de temps, ces paramètres pouvant être combinés.

L’unité de commande comprend des moyens de mémorisation d’un seuil de déclenchement spécifique à la détection ou à chaque détection, des moyens de comparaison du seuil de déclenchement avec le paramètre détecté et des moyens de maintien forcé de la roue libre quand le seuil de déclenchement est franchi pendant une durée prédéterminée de maintien mémorisée.

Pour la mise en oeuvre du procédé selon la deuxième forme de réalisation de la présente invention, l’unité de commande comprend des moyens de scission sur une paire d’interrupteurs de puissance haute HS1 , HS2 ou basse LS1 , LS2 pour maintenir seulement l’un des deux interrupteurs de puissance de la paire haute HS1 , HS2 ou basse LS1 , LS2 en conduction partielle en étant dénommé interrupteur scindé et l’autre en conduction complète pendant la roue libre résistive alors que le reste de l’interrupteur de puissance en conduction partielle ou scindé de la paire haute HS1 , HS2 ou basse LS1 , LS2 est inactif. Ces moyens de scission peuvent être réglables en laissant maintenue une partie variable de l’un des deux interrupteurs de puissance qui est l’interrupteur scindé.