Wenn induktive Lasten geschaltet werden, so entstehen beim Ausschalten hohe induktive Gegenspannungen, die den Lasttrei- ber zerstören können. Um die Überspannungen zu vermindern, ist es üblich so genannte Freilaufdioden parallel zu dem Lasttreiber zu schalten, die Überspannungen oder Stromspitzen von den Lasttreibern ableiten.

Eine Anwendung, bei der eine induktive Last gesteuert wird, ist zum Beispiel eine Umrichterschaltung, mit der ein Elekt- romotor betrieben wird. In Figur 6 ist eine bekannte Umricht- erschaltung schematisch dargestellt. Eine z. B. dreiphasige Wechselspannung einer Wechselspannungsquelle 1 wird zunächst durch eine Gleichrichterstufe 2 gleichgerichtet, mit Hilfe von Lasttreibern 3 in eine Wechselspannung variabler Aus- gangsfrequenz umgewandelt und einer Last 4 (hier ein dreipha- siger Elektromotor M) zugeführt. Die Signale zur Generation der Ausgangsspannung liefert ein Mikrocontroller 5. Diese werden mit Hilfe von Gate-Treibern GD in geeignete Impulse für die Ansteuerung der Lasttreiber 3 umgewandelt. Ein Grund- element einer solchen Anordnung ist eine Halbbrücke 6 (in Fi- gur 6 eingerahmt dargestellt).

In einem solchen Umrichter für elektrische Antriebe besitzt die Last 4 in Form eines elektrischen Motors M induktive An- teile. Mit dem Umrichter werden in den drei Phasen des Motors M annähernd sinusförmige Ströme durch pulweitenmoduliertes

Schalten von Lasttreibern 3 erzeugt. Zum Schutz vor induzier- ten Überspannungen weist jeder Lasttreiber 3 jeweils eine pa- rallel zu ihm angeordnete Freilaufdiode 7 auf. Aufgrund der induktiven Anteile in der Last 4 kommutiert dabei der Strom zwischen dem Lasttreiber 3 und der entsprechenden Freilaufdi- ode 7 innerhalb einer Halbbrücke 6 hin und her (vgl. Figuren 6 und 7).

Eine solche Halbbrücke 6 ist in Figur 7 separat dargestellt und weist jeweils zwei in Serie geschaltete Lasttreiber 3 auf, die zwischen einem Versorgungspotenzial +Vcc und einem Bezugspotenzial 0 V angeordnet sind. Jedem Lasttreiber ist jeweils eine Freilaufdiode 7 parallel geschaltet. Die Last 4 ist an den gemeinsamen Anschluss der beiden Lasttreiber 3 an- geschlossen. So entsteht eine Brückenschaltung, die es er- laubt, die Last 4 mit einer Wechselspannung anzusteuern.

Die Versorgungsspannung Vcc wird in einem Zwischenkreiskon- densator 8 zwischengespeichert, der die Versorgungsspannung Vcc für alle Halbbrücken 6 liefert. Ein Zwischenkreis wird durch den Zwischenkreiskondensator 8 und eine Halbbrücke 6 gebildet.

In jeder Halbbrücke 6 wirken bauteilinterne Streuinduktivitä- ten Lo, int und durch deil Aufbau bedingte externe Streuindukti- vitäten Lc, eXt zusätzlich zu der Induktivität der Last 4. Die beiden Lasttreiber 3 werden so angesteuert, dass nur jeweils einer der beiden Lasttreiber leitet, während der andere ge- sperrt ist.

In Figur 7 ist zusätzlich der prinzipielle Stromverlauf in einer Halbbrücke 6 bei Kommutierung eines Stromes aus der in- duktiven Last LL von der oberen Freilaufdiode 7 in den unte- ren, einschaltenden Lasttreiber 3 dargestellt (die Lasttrei- ber 3 schalten wechselweise ; während der eine eingeschaltet ist, ist der andere ausgeschaltet). Vor dem Einschaltvorgang fließt der durch die obere Freilaufdiode 7 freilaufende Strom

Iv durch die Last LL, die obere Freilaufdiode 7 und die bei- den inhärent vorhandenen Streuinduktivitäten LC, int und Lext.

Nach Abschluss des Kommutierungsvorganges, d. h. bei einge- schaltetem unteren Lasttreiber 3 (üblicherweise werden als Lasttreiber 3 Schalter in Halbleiterausführung verwendet und daher auch als Leistungshalbleiter oder Halbleiterleistungs- schalter bezeichnet) fließt der Strom durch die Last LL und durch den unteren Lasttreiber 3 sowie die unteren Streuinduk- tivitäten La int und LC, eXt. Gestrichelt eingezeichnet ist der Strombeitrag Iz durch den Übergang der Freilaufdiode 7 vom leitenden in den sperrenden Zustand während des Schaltvor- gangs.

Dieser Anteil verursacht die in der Figuren 8A bis 9B gezeig- ten Rückstromspitzen. Die bauteilinternen und aufbaubedingten externen Streuinduktivitäten Lés, vint bzw. Lu, eut können während des Abklingens der Rückstromspitze eine Überspannung größer als die Zwischenkreisspannung oder Versorgungsspannung Vcc an der Freilaufdiode 7 induzieren, die u. U. die für den Last- treiber 3 oder die Freilaufdiode 7 maximal zulässige Spannung übersteigt (Freilaufdiode 7 kann zerstört werden).

Bei der Übernahme des Stromes von der Freilaufdiode 7 in den Lasttreiber 3 wird die Steilheit des Stromanstiegs in dem Lasttreiber 3 durch die Ansteuerung des Lasttreibers 3 be- stimmt. Zusätzlich zu dem Strom aus der Last LL entsteht eine so genannte Rückstromspitze, die durch die Speicherladung der Freilaufdiode 7 bedingt ist. Die additive Rückstromspitze wird aus dem Zwischenkreiskondensator 8 gespeist und fließt über die Streuinduktivitäten L6, ìnt bzw. La, ext im Zwischen- kreis. Je nach Optimierung der Freilaufdioden 7 fällt diese Rückstromspitze mehr oder weniger schnell ab. Höhe und Ab- klinggeschwindigkeit sind durch die Steilheit di/dt des Stromanstieges im Lasttreiber 3 beeinflussbar.

Je nach Größe der Streuinduktivitäten LC, int und La, ext im Zwi- schenkreis und Stromsteilheit di/dt entsteht beim Anstieg des

Stromes im Lasttreiber 3 ein Spannungseinbruch an der Halb- brücke 6 und dem Lasttreiber 3, der durch das Gesetz u (Lß)= L*di/dt bestimmt ist. Beim Abklingen der Rückstromspitze entsteht an diesen Streuinduktivitäten LC, int und La, eXt eine umgekehrte Spannung, die an der Freilaufdiode 7 eine Span- nungsspitze erzeugt. Bei sehr schnell abreißenden Freilaufdi- oden 7 können durch hohe Streuinduktivitäten Lo, int und La, ext Überspannungsspitzen bis zur Zerstörungsgrenze entstehen.

In den Figuren 8A und 8B ist die Spannung am Bauteil Vce beim Schaltvorgang, der geschaltete Laststrom Ic durch den Last- treiber 3 und die Gate-Spannung VGE am schaltenden Lasttrei- ber 3' (Figur 8A) und an der Freilaufdiode 7 (mit dem paral- lel geschalteten, sperrenden Lasttreiber 311 ; Figur 8B) sche- matisch dargestellt.

Beim Schalten steigt die Gate-Spannung VGE am schaltenden Lasttreiber 3'von-15 V auf +15 V, die Spannung Vce am Last- treiber 3 fällt von +Vcc (Plus-Potenzial der Versorgungs- spannung oder Zwischenkreisspannung Vcc) auf annähernd 0 V.

Der Strom durch den Lasttreiber (Laststrom Ic) steigt schnell an und nimmt nach einer kurzen Stromspitze seinen Nennwert Ic ein.

An der dem sperrenden Lasttreiber 3"parallel geschalteten Freilaufdiode 7"sinkt der Freilaufstrom vom Nennwert Ic auf Null (mit einem kurzen Überschwinger oder negativen Strom- spitze ; auch als Rückstromspitze bezeichnet) ab. Die dortige Gate-Spannung VGE des gesperrten Lasttreibers 3''bleibt auf -15 V, während die Spannung Vce am Lasttreiber von 0 V auf +Vcc ansteigt (ebenfalls mit einem kurzen, starken Über- schwinger ; auch als Überspannung bezeichnet).

Derartige Kommutierungsvorgänge (Stromumkehrung oder Umschal- tung) finden auch in anderen Anwendungen mit induktiven Las- ten und vergleichbaren Schaltvorgängen (zum Beispiel in Schaltnetzteilen) statt.

Zum Schutz der Freilaufdioden 7 vor solchen Überspannungen wurde bisher (zumindest firmenintern bekannt) der den Kommu- tierungsvorgang kontrollierende Lasttreiber 3 langsamer ge- schaltet, wodurch die Rückstromspitze sinkt und die Freilauf- diode 7 weniger steil abreißt (vgl. Figuren 9A und 9B).

In den Figuren 9A und 9B ist die Beeinflussung von Überspan- nung und Rückstromspitze durch langsameres Schalten des Last- treibers mittels Verwendung eines größeren Gate-Widerstandes RG dargestellt (Figur 9A zeigt die Verhältnisse am schalten- den Lasttreiber 3'und Figur 9B die Verhältnisse an der dem sperrenden Lasttreiber 3''parallel geschalteten Freilaufdio- de 7''). Zum Vergleich sind jeweils die in den Figuren 8A bzw. 8B gezeigten Strom-/Spannungsverläufe gepunktet darge- stellt. Insbesondere die Verluste im schaltenden Lasttreiber werden hierdurch, wie anhand der Strom-/Spannungsverläufe in der Figur 8A zu sehen ist, deutlich erhöht.

Es ist-zumindest firmenintern-bekannt, die wirksame Streuinduktivität L durch eine so genannte Snubberbeschal- tung zu reduzieren. Wird die Stromsteilheit im Lasttreiber 3 durch langsamere Ansteuerung reduziert, führt dies zu erhöh- ten, nicht akzeptablen Schaltverlusten im Lasttreiber 3. Eine Snubberbeschaltung erzeugt erhöhte Kosten und außerdem zu- sätzliche Verluste in der Snubberschaltung.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Schal- tungsanordnung zum Begrenzen einer Überspannung zu schaffen, durch die zusätzliche Verluste reduziert werden. Insbesondere sollen starke Überspannungen und Rückstromspitzen reduziert werden.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Begrenzen einer Überspannung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 und durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 7 bzw. 13 gelöst.

Dabei wird ein parallel zu einer Freilaufdiode liegender (Halbleiter-) Leistungsschalter (im Folgenden als Lasttreiber bezeichnet) als Begrenzer für die an der Freilaufdiode anste- hende (Über-) Spannung während der Kommmutierung ausgenutzt.

Die Begrenzung der Überspannung durch einen parallel dazu liegenden Lasttreiber wird dadurch erreicht, dass dieser Lasttreiber während des Abklingens einer Rückstromspitze kurzzeitig, gerade so weit eingeschaltet wird, dass ein addi- tiver abfallender Strom im Halbleiterschalter-Freilaufdioden- Paar entsteht. Der additive, abfallende Strom reduziert somit die Stromsteilheit in schaltungsaufbaubedingten Streuindukti- vitäten und reduziert die induzierten Spannungen. Das kurz- zeitige Einschalten ist zeitlich auf das Auftreten der Rück- stromspitze abgestimmt.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter- ansprüchen wiedergegeben.

So können als Halbleiterschalter so genannte IGBTs verwendet werden, bei denen der Steueranschluss und der Ausgangsan- schluss des gesperrten Halbleiterschalters hochohmig mitein- ander verbunden werden, wodurch bei Auftreten einer Strom- spitze ein kurzzeitiges Einschalten des Halbleiterschalters erreicht wird. Dies stellt eine sehr einfache Möglichkeit dar, der Spannungsspitze in bestimmtem Maße entgegenzuwirken.

Vorteilhaft ist es auch, den Steueranschluss des gesperrten Halbleiterschalters mit einem etwa rechteckförmigen Span- nungsimpuls vorbestimmter Dauer und einer Amplitude kleiner als ein vorgegebener Schwellwert während des Auftretens einer Stromspitze oder zumindest während des Abklingens der Strom- spitze zu beaufschlagen.

Noch vorteilhafter ist es, statt eines einfachen Rechteckim- pulses einen stufenförmigen Spannungsimpuls zu verwenden, wo- bei die größte Amplitude kurzzeitig zumindest während des Ab-

klingens der Rückstromspitze ansteht, um dieser Rückstrom- spitze entgegen zu wirken.

Die Spannung am Ausgangsanschluss des anderen, gesperrten Halbleiterschalters kann zusätzlich (oder auch allein) über einen Rückkoppelzweig auf seinen Steueranschluss zurückgekop- pelt werden. Dadurch wird der gesperrte Halbleiterschalter während des Anstehens der Stromspitze oder induktiven Über- spannung kurzzeitig eingeschaltet. Dies reduziert die Strom- steilheit im Abfall der Stromspitze und somit die Überspan- nung.

Dieser Effekt kann noch gesteigert werden, falls-zusätzlich zu der Rückkopplung-der Steueranschluss des Halbleiter- schalters mit einem Spannungsimpuls während des Anstehens o- der Abklingens der Stromspitze beaufschlagt wird, wodurch der eigentlich gesperrte Halbleiterschalter teilweise eingeschal- tet wird.

Der Rückkoppelzweig weist vorteilhafterweise zumindest ein derartiges Bauelement, durch das der Rückkoppelzweig nur dann aktiviert wird, wenn die Spannung einen Schwellwert über- schreitet. So können dafür zwei antiseriell geschaltete Ze- nerdioden verwendet werden. Dadurch wird erreicht, dass erst bei Überschreiten einer vorgegebenen Spannung ein Ansteuern und damit ein teilweises Einschalten des an sich gesperrten Halbleiterschalters erreicht wird, und dies zeitlich abge- stimmt auf das Auftreten der Überspannung. Alternativ oder ergänzend kann der Spannungsanstieg an der Freilaufeinrich- tung z. B. mit Hilfe eines Kondensators auf den Steueran- schluss des Lasttreibers rückgekoppelt werden. Hierdurch wird der Kommutierungsvorgang derart beeinflusst, dass Höhe und Steilheit der Rückstromspitze abnehmen. Somit ist mit einfa- chen kostengünstigen Mitteln eine effektive Reduzierung einer induktiven Überspannung und das Reduzieren von schädlichen Stromspitzen mit großer Stromsteilheit möglich. Zudem wird die der Überspannung oder der Rückstromspitze entgegenwirken-

de Ansteuerung des Halbleiterschalters zeitlich auf die Anwe- senheit der Rückstromspitze abgestellt. Die Schwelle, ab der die Rückkopplung aktiviert werden soll, kann auch einfach durch entsprechende Dimensionierung der Bauelemente im Rück- kopplungszweig eingestellt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im Folgenden anhand der schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen : Figuren 1A und 1B Strom-/Spannungsverläufe an einem einschal- tenden Halbleiterschalter bzw. an einer einem sper- renden Halbleiterschalter parallel geschalteten Freilaufdiode, Figur 2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemä- ßen Schaltungsanordnung mit einem Rückkoppelzweig mit Zenerdioden, Figur 3A ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsge- mäßen Schaltungsanordnung mit einem Rückkoppelzweig mit einem gesonderten Kondensator, Figur 3B ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungs- gemäßen Schaltungsanordnung mit einem Rückkoppel- zweig für ein Signal proportional zur Stromsteilheit in der Diode, Figuren 4 und 5 Strom-/Spannungsverläufe an einem einschal- tenden Halbleiterschalter entsprechend zwei Ausfüh- rungsbeispielen eines erfindungsgemäßen Verfahrens, Figur 6 eine bekannte Umrichterschaltung zum Steuern eines dreiphasigen Elektromotors, Figur 7 eine Halbbrücke der bekannten Umrichterschaltung ge- mäß Figur 5 mit den darin vorkommenden elektrischen Strömen,

Figuren 8A und 8B Strom-/Spannungsverläufe an einem einschal- tenden Halbleiterschalter der Halbbrücke nach Figur 6 und Figuren 9A und 9B Strom-/Spannungsverläufe an einem einschal- tenden Halbleiterschalter der Halbbrücke nach Figur 6 bei Verwendung eines größeren Gate-Widerstandes.

Bei den Figuren und den Ausführungsbeispielen haben funktio- nell gleichartige Teile identische Bezugszeichen erhalten.

Zum Steuern oder Schalten von induktiven Lasten LL, wie zum Beispiel einem Elektromotor (vgl. Figur 6), werden als Trei- ber häufig Leistungshalbleiterbauelemente (als Leistungs- schalter, als Lasttreiber 3 oder auch als Halbleiterschalter bezeichnet) verwendet. Die Lasttreiber 3 selber werden übli- cherweise von einer Steuereinheit mit einem Mikrocontroller 5 gesteuert. Da beim Schalten von induktiven Lasten LL, insbe- sondere beim Abschalten der Lasten LL, unerwünschte, hohe Spannungen induziert werden, sind parallel zu jedem Lasttrei- ber 3 jeweils eine Freilaufdiode 7 geschaltet, die eine indu- zierte Überspannung reduzieren soll.

Üblich ist es, eine Halbbrücke 6 zum Steuern einer induktiven Last LL zu verwenden, wobei zwei Lasttreiber 3 mit jeweils parallel geschalteten Freilaufdioden 7 hintereinander ge- schaltet sind und wechselweise schalten (der eingeschaltete Lasttreiber wird mit 3'und der gesperrte Lasttreiber mit 3" bezeichnet). Zwischen den beiden Lasttreibern 3 ist der Aus- gangsanschluss für eine induktive Last LL angeordnet.

Als Lasttreiber 3 werden hier zwei IGBT-Leistungstransistoren verwendet (vgl. Figur 2, dort ist eine komplette Halbbrücke 6 dargestellt). Vor dem Steueranschluss (Gate) eines jeden IGBT ist ein Gate-Vorwiderstand Rg und davor eine Endverstärker- stufe eines Gate-Treibers GD (vgl. Figur 6) angeordnet. Eine mögliche Ausführung einer solchen Endverstärkerstufe ist die

in 9 gezeigte Emitterfolgerschaltung (Figur 2, Figur 3, Schaltungsteil 9). Der Gate-Treiber GD seinerseits ist-wie in Figur 6 dargestellt-mit einem Mikrocontroller 5 verbun- den. Die Endverstärkerstufe 9 des Gate-Treibers GD wird mit einer positiven Versorgungsspannung Vc+ und einer negativen Versorgungsspannung VG-versorgt und über einen gemeinsamen Steueranschluss mit einem Steuersignal Vgatedrive (vgl. auch Fi- gur 4) beaufschlagt. Dieses Steuersignal Vgatedrive wird letzt- endlich auf das Gate des IGBT durchgeschaltet.

Die Halbbrücke 6 ist üblicherweise als ein integriertes Bau- element ausgebildet. Durch bauteilinterne Streuinduktivitäten L6, int und durch den Schaltungsaufbau bedingte externe Streu- induktivitäten LGeXt können während des Abklingens einer beim Schalten verursachten Rückstromspitze Überspannungen (Span- nung größer als die Versorgungsspannung Vcc der Halbbrücke 6) an der Freilaufdiode 7 induziert werden, die u. U. die für die verwendeten Bauelemente maximal zulässige Spannung über- steigt. Diese Überspannung (oder eine Stromspitze mit einer großen Stromsteilheit di/dt oder einem steilen Spannungsan- stieg du/dt), die beim Schalten der Lasttreiber 3 infolge von im Stromkreis befindlichen Induktivitäten induziert werden, gilt es nun zu reduzieren.

Erfindungsgemäß wird der parallel zu der Freilaufdiode 7 lie- gende Lasttreiber 3 (IGBT) als Begrenzer für die Überspannung an der Freilaufdiode 7 während des Umschaltens ausgenutzt.

Die Begrenzung der Überspannung durch den parallel liegenden Lasttreiber 3 wird dadurch erreicht, dass dieser Lasttreiber 3 gezielt während des Abklingens einer Rückstromspitze kurz- zeitig, gerade so weit eingeschaltet wird, dass ein additi- ver, abfallender Strom im Lasttreiber-Freilaufdioden-Paar entsteht. Der additive, abfallende Strom wirkt der induzier- ten Stromspitze entgegen und reduziert somit die Stromsteil- heit in den Streuinduktivitäten Lés, vint und LG, eXt. Somit fällt auch die induzierte Überspannung geringer aus.

Das Gate und der Emitter des IGBT werden im ausgeschalteten Zustand des IGBT hochohmig miteinander verbunden. Dies be- wirkt das gewünschte kurzzeitige Einschalten des IGBT, wenn die parallel liegende Freilaufdiode 7 abkommutiert wird, weil das Abreißen des Freilaufdiodenstroms neben der hohen Strom- steilheit di/dt auch ein steiler Spannungsanstieg du/dt an der Freilaufdiode 7 und dem parallelem IGBT bewirkt.

Der Spannungsanstieg du/dt führt über die so genannte Miller- kapazität im IGBT zu einem Anstieg der Gate-Spannung VGE, die aufgrund der hochohmigen Gate-Emitter-Verbindung nur langsam abgebaut wird. Hierdurch wird der IGBT für die Dauer des Spannungsanstiegs du/dt teilweise eingeschaltet. Dies verrin- gert wiederum den Spannungsanstieg du/dt, der IGBT schaltet wieder ab und wird insgesamt nur geringfügig mit Strom be- lastet (vgl. dazugehörige Strom-/Spannungsverläufe in den Fi- guren 1A und 1B).

Die Ergebnisse der Beeinflussung von Überspannungen und Rück- stromspitze durch kurzzeitiges Einschalten des zur Freilauf- diode 7'parallel liegenden IGBT (Lasttreiber 311) ist durch die Strom-/Spannungsverläufe in den Figuren 1A und 1B darge- stellt. Dabei sind die Strom-/Spannungsverläufe an einem ein- schaltenden IGBT (Lasttreiber 3') in Figur 1A und die Strom- /Spannungsverläufe an einer, dem anderen, sperrenden IGBT (Lasttreiber 3'') parallel geschalteten Freilaufdiode 7"in Figur 1B dargestellt.

Wird die Gate-Spannung VGE des nicht geschalteten (des gewis- sermaßen gesperrten) IGBT kurzzeitig eingeschaltet, so erhöht sich die Gate-Spannung VGE innerhalb einer kurzen Zeitdauer impulsförmig. Dies führt zu einer deutlichen Reduzierung der Spannungsüberhöhung der Zwischenkreisspannung oder Versor- gungsspannung Vcc im Vergleich zum Stand der Technik (Strom- /Spannungsverhältnisse des Standes der Technik sind gepunktet dargestellt ; vgl. Figuren 8A und 8B). Überdies wird die

Stromsteilheit di/dt des geschalteten Laststroms Ic kleiner, was jedoch zu mehr Schaltverlusten führt.

Wie aus dem Vergleich der gepunkteten und der durchgezogenen Stromkurven des Laststromes Ic in den Figuren 1A und 1B deut- lich wird, werden die Schaltverluste hierdurch jedoch nur marginal erhöht. Die Verluste in dem kurzzeitig eingeschalte- ten IGBT sind aufgrund des geringen geschalteten Stromes zu vernachlässigen.

Um die Stromsteilheit oder die Überspannung deutlicher zu re- duzieren, kann für jedes Paar IGBT-Freilaufdiode 3,7 ein Rückkoppelzweig 11 (Figur 2) vorgesehen sein, der die Span- nung an der Kathode der Freilaufdiode 7" (oder am Kollektor des IGBT) auf den Steuereingang des IGBT zurückkoppelt (das Steuersignal Vgatedrive, das an der Endverstärkerstufe 9 des Ga- te-Treibers GD ansteht, wird beeinflusst), wodurch ein kurz- zeitiges Einschalten des an sich gesperrten IGBT bewirkt wird.

In dem Rückkoppelzweig 11 können vorteilhaft Zenerdioden (im Ausführungsbeispiel nach Figur 2 eine 30V-Zenerdiode 12, die antiparallel zu einer Clamp-Zenerdiode 13 in Serie geschaltet ist) angeordnet sein. Diese bewirken, dass erst bei Erreichen einer definierten Überspannung an der Freilaufdiode 7"ein Einschalten des dazu parallel liegenden, an für sich gesperr- ten IGBTs ausgelöst wird (ein so genanntes Überspannungs- clamping).

Mit Hilfe der Zenerdioden 12,13 kann bei Erreichen einer Ü- berspannung größer als die Clamp-Spannung durch Rückkopplung in die Endverstärkerstufe 9 des Gate-Treibers GD und damit einem Beeinflussen des Steuersignals Vgatedrive ein kurzzeitiges zumindest teilweise Einschalten des IGBTs bewirkt werden.

Im Gegensatz zu einer unmittelbaren Rückkopplung auf den Ga- te-Anschluss des IGBTs werden die Zenerdioden bei dieser Be-

schaltung mit wesentlich geringeren Strömen belastet. Auf diese Weise kann ein ähnliches Schaltverhalten erwirkt wer- den, wie es bereits durch die Strom-/Spannungsverläufe in den Figuren 1A und 1B dargestellt ist.

Statt der beiden Zenerdioden 12,13 kann im Rückkoppelzweig 11 auch ein externer Kondensators Cext verwendet werden, wie es in Figur 3A dargestellt ist. Dabei wird der Anstieg der Kathodenspannung der Freilaufdiode 7"auf den Steueran- schluss des parallel zu der Freilaufdiode 7''geschalteten IGBT zurückgekoppelt, wodurch der IGBT kurzzeitig und zumin- dest teilweise eingeschaltet wird, was der Spannungsüberhö- hung und der Rückstromspitze entgegenwirkt.

Auch die Kombination der beiden letztgenannten Maßnahmen kann vorteilhaft eingesetzt werden : So kann mit Hilfe eines exter- nen Kondensators Cext im Rückkoppelzweig 11 der Steueran- schluss des Leistungstreibers während des Spannungsanstieges an der Freilaufeinrichtung auf eine Spannung unterhalb der Einschaltspannung vorgespannt werden. In diesem Fall erfolgt die parallel geschaltete Rückkopplung bei Überschreiten einer Schwellspannung (z. B. über die beschriebene Zenerdiodenschal- tung) wesentlich trägheitsfreier, da bis zum Einschaltvorgang des Lasttreibers ein geringerer Spannungshub zu überwinden ist.

In ähnlicher Weise kann auch ein Steuersignal proportional zum Betrag des Stromgradienten in der Freilaufeinrichtung auf den Steueranschluss des Lasttreibers über einen Rückkopp- lungszweig 14 (beispielsweise mittels eines Übertragers Ü, eines Verstärkers AMP sowie einer Auswerteschaltung CC) rückgekoppelt werden (Figur 3B). Der Stromgradient beim Abfall des Stromes in der Freilaufeinrichtung nach Über- schreiten des Maximums der Rückstromspitze wird auf den Steu- eranschluss des Lasttreibers rückgekoppelt, so dass dieser kurzzeitig zumindest teilweise aufsteuert und den Stromabfall in der Rückstromspitze begrenzt. Diese Maßnahme kann mit der

oben oder einer der unten beschriebenen Maßnahmen zur Vor- spannung des Steueranschlusses des Lasttreibers kombiniert werden. Auf diese Weise kann mit einfachen Mitteln die Über- spannung an der Freilaufeinrichtung reduziert werden.

Bei geeigneter Dimensionierung kann der Stromgradient in der Freilaufeinrichtung vor Erreichen des Maximums der Rückstrom- spitze genutzt werden, um den Steueranschluss des Lasttrei- bers auf eine Spannung unterhalb der Einschaltschwelle vorzu- spannen. Dieses Verfahren bietet den Vorteil, dass die Anhe- bung der Steuerspannung am Lasttreiber automatisch synchron zum Kommutierungsvorgang erfolgt.

Die Erfassung des Stromgradienten kann im einfachsten Fall als Spannungsabfall über den Streuinduktivitäten Laint Lsext erfolgen. Gleichsam ist eine transformatorische Erfassung o- der die Erfassung und Auswertung des Stromes mit geeigneten Sensoren möglich. Das Vorzeichenwechsel des Stromgradienten macht hierbei gegebenenfalls eine Gleichrichtung oder Auswer- tung des Signals in einer Fallunterscheidung dI/dt >< 0 not- wendig.

Hierdurch kann die Steilheit des Spannungsanstieges an der Freilaufdiode 7"gezielt gesteuert und der Verlauf der Rück- stromspitze und folglich auch die Überspannung eingestellt werden. Die Größe des eingestellten Spannungsanstiegs du/dt wird durch die systematische Wahl der Kapazität des Kondensa- tors Cext eingestellt und hängt nicht-wie bei beim ersten Ausführungsbeispiel-von dem sich während des Schaltvorgan- ges veränderten Wert der Millerkapazität ab. Auf diese Weise kann ein ähnliches Schaltverhalten bewirkt werden, wie es be- reits durch die Strom-/Spannungsverläufe in den Figuren 1A und 1B dargestellt ist.

Anstatt des Rückkoppelzweiges 11 oder auch zusätzlich zu dem Rückkoppelzweig 11 zwischen (Kathode der) Freilaufdiode 7 und Steueranschluss des IGBT kann auch eine gezielte, zum Zeit-

punkt des Schaltvorgangs vorgenommene Ansteuerung des IGBT über das Steuersignal Vgatedrive vorgenommen werden. Dabei wird der parallel zur Freilaufdiode 7"liegende IGBT gezielt durch ein vom Zeitpunkt der Rückstromspitze an der Freilauf- diode 7"abhängiges Steuersignal Vgatedrive (Figur 4) innerhalb eines bestimmten Zeitfensters während der Kommutierungsphase aufgesteuert (zumindest teilweise eingeschaltet) und an- schließend wieder abgeschaltet (gesperrt), und dies zu einem Zeitpunkt, zu dem das eigentlich laststeuernde Steuersignal Vgatedrive für diesen IGBT nicht vorgesehen ist.

Das zeitlich auf die Rückstromspitze abgestimmte Steuersig- nals Vgatedrive hebt die Gate-Spannung VGE am zur Freilaufdiode 7"parallel geschalteten und an für sich gesperrten IGBT während des Kommutierungsvorganges gezielt kurzzeitig an. Da- durch steuert der IGBT zumindest teilweise durch.

Die Strom-/Spannungsverhältnisse bei einer solchen Ansteue- rung sind exemplarisch im oberen Teil der Figur 4 im Ver- gleich zum in der Figur 4 gepunktet dargestellten Verlauf aus Figuren 8A und 8B wiedergegeben. Der Laststrom Ic sinkt beim Sperren des IGBT und weist im negativen Bereich eine Spitze oder Überhöhung mit einer kleineren Stromsteilheit di/dt im Vergleich zum Stromverlauf auf, wie er sich aus dem Stand der Technik (gepunktet dargestellter Stromverlauf des Laststroms Ic) ergibt. Die Zwischenkreisspannung Vcc zeigt einen wesent- lich kleineren Überschwinger oder geringere Überspannung (kleinere Spitze) auf, da das Aufsteuern des IGBT der Über- spannung gezielt entgegenwirkt.

Statt eines stufenförmigen Steuersignals Vgatedrive und einer damit verbundenen kurzzeitigen, zusätzlichen Erhöhung der Ga- te-Spannung Vog kann auch ein rechteckförmiges Steuersignal Vgatedrive und eine damit verbundene, im Mittel höhere Gate- Spannung VGE (Figur 5) im Vergleich zu der Gate-Spannung VGE aus Figur 4 vorgesehen sein. Die Gate-Spannung VGE am paral- lel zur Freilaufdiode 7"liegenden, eigentlich sperrenden

IGBT wird während der Kommutierung des Stromes von der Frei- laufdiode 7 in einem vorbestimmten, kurzen Zeitfenster wäh- rend einer Rückstromspitze des Laststroms Ic an der Freilauf- diode 7 auftritt, auf einen Wert kleiner als eine Schwell- spannung angehoben.

Ähnlich wie beim ersten Ausführungsbeispiel kann hier auch ohne hochohmige Gate-Emitter-Verbindung ein Einschalten als . Folge des Spannungsanstiegs du/dt an der Freilaufdiode 7 und der Rückwirkungskapazität (Kondensator Cext) erfolgen.

Vorteil dieses Verfahrens ist es, dass das Spannungsintervall bis zum Einschalten des IGBT reduziert wird und somit die Verzögerungszeit bis zum Einwirken der Rückkopplung des Span- nungsanstiegs du/dt minimiert werden kann.

Das zeitlich auf die Rückstromspitze abgestimmte Steuersignal Vgatedrive hebt die Spannung am IGBT parallel zur Freilaufdiode 7"in einem bestimmten Zeitfenster an. Hierdurch wird z. B. ein zumindest teilweises Aufsteuern des IGBT durch die Rück- wirkungskapazität ermöglicht. Das resultierende Schaltverhal- ten (Strom-/Spannungsverlauf) ist im oberen Teil der Figur 5 im Vergleich zum Verhalten aus den Figuren 8A und 8B darge- stellt.

Die Gate-Spannung VGE wird durch die konstant große Ansteue- rung weniger stark erhöht als beim vorherigen Ausführungsbei- spiel. Die Kollektorspannung Vce/Spannung an der Freilauf- richtung verhält sich jedoch ähnlich wie beim vorherigen Aus- führungsbeispiel, während der Laststrom Ic in seiner Strom- steilheit di/dt etwas weniger reduziert wird, aber die Rück- stromspitze immer noch deutlich weniger steil ist als die vergleichbare Rückstromspitze bei dem Stand der Technik (vgl. gepunktete Linie für den Laststrom Ic in Figur 5).

Um die Spannung an der Freilaufdiode 7 während Umschaltvor- gängen zu begrenzen, können auch Schaltungsanordnungen mit Rückkoppelzweig 11 mit zusätzlicher, gezielter Steuerung der Gate-Spannung VGE des IGBT kombiniert werden. Ebenso kann die hochohmige Verbindung des Gates und des Emitters des IGBT im Auszustand-wie es im ersten Ausführungsbeispiel erläutert ist-mit einem Rückkoppelzweig 11 oder einer gezielten, kurzzeitigen Ansteuerung der Gate-Spannung VGE kombiniert werden. Somit ist eine einfache und effektive Reduzierung der Überspannung und/oder der Rückstromspitze an der Freilaufdio- de 7 gegeben. Die Freilaufdioden 7 sind somit weitgehend vor Zerstörung geschützt.

Freilaufdioden zum Begrenzen einer induktiven Überspannung sind hinreichend bekannt. Ebenso sind funktionell äquivalente Freilaufeinrichtungen bekannt, die nicht unbedingt mit nur einer einzigen, einem Leistungsschalter parallel geschalteten Diode wirksam sind. Für die Erfindung ist es unwesentlich, ob als Freilaufeinrichtung eine Freilaufdiode oder ein äquiva- lentes Mittel verwendet wird. Wesentlich hingegen ist, dass eine induktive Überspannung und eine große Stromsteilheit re- duziert werden gemäß des erfindungsgemäßen Verfahrens oder mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.