KAPAZITIVE SENSOREN

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Detektionsschaltung zum Auslesen mindestens eines Positionssignals eines mikromechanischen kapazitiven Sensors mit mindestens einem zu einer Schwingbewegung anregbaren Schwingerelement, beispielsweise Beschleunigungssensoren oder Drehratensensoren. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Drehratensensor, der in einer geschlossenen Regelschleife, beispielsweise einer Sigma-Delta Regelschleife, unter Verwendung der erfindungsgemäßen Detektionsschaltung betrieben wird. Die Erfindung bezieht sich außerdem auf ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Sensors.

Drehratensensoren werden z. B. in Fahrerassistenzsystemen, bei der Fahrdynamikregelung (Electronic stability program, ESP) und in Navigationssystemen verwendet. Dabei detektieren diese Sensoren Drehraten um eine definierte Achse basierend auf dem Coriolis-Effekt. Der Drehratensensor umfasst zwei Massen, die primäre sowie die sekundäre. Um eine Drehrate mit Hilfe des Coriolis-Effekts detektieren zu können, muss die gesamte Masse in Bewegung versetzt werden. Die primäre Masse, in der die sekundäre Masse aufgehängt ist, wird in eine konstante Schwingung versetzt. Durch eine Rotation des Sensors um seine sensitive Achse wird die sekundäre Masse orthogonal zur primären Achse mit der Coriolis-Kraft F _c ausgelenkt:

F _c = -2 · τη · Ω ^χ ν _ρ Gl. 1 dabei ist m die Masse, Ω Drehrate und v _p die Geschwindigkeit der primären Masse. Die se- kundäre Masse ist dabei idealerweise mechanisch so aufgehängt, dass sie sich nur orthogonal zur primären Oszillation auslenken kann.

Bei Verwendung des Drehratensensors in einer elektromechanischen Sigma-Delta- Regelschleife dient das Rückkoppelsignal zum Rücksteilen der Auslenkung der sekundären Masse und somit als direktes Maß für die auf die sekundäre Masse einwirkenden Kräfte. Ein Beispiel für eine solche Sigma-Delta-Regelschleife ist in der DE 10 2012 222 225 vorgeschlagen oder aus der US 6,253,612 B1 bekannt.

Die Vorteile bei Verwendung einer Sigma-Delta-Regelschleife sind hierbei das digital vorliegende Ausgangssignal, sowie verbesserte Eigenschaften des Gesamtsystems im Vergleich zu nicht rückgekoppelten Systemen. Abhängig vom Aufbau des Drehratensensors stehen entweder Detektionselektroden sowie separate Rückkoppelelektroden zur Verfügung, oder die Detektion und Rückkopplung müssen mit denselben Elektroden bewerkstelligt werden. Im ersten Fall werden die Rückkoppelelektroden typischerweise zusätzlich zum Einstellen der Resonanzfrequenz des Detektionsschwingers so- wie zur Kompensation von sogenannten Quadraturfehlern verwendet. Im zweiten Fall stehen üblicherweise zusätzliche Elektroden zur Einstellung der Resonanzfrequenz und zur Quadraturkompensation zur Verfügung, die auf Grund des Sensoraufbaus allerdings nicht zur Rückstellung des Coriolissignals verwendet werden können. Diese Methode, welche dieselben Elektroden für Detektion und Rückkopplung verwendet, bietet die Möglichkeit, die Sensorgröße zu re- duzieren.

Stehen separate Elektroden für die Rückkopplung zur Verfügung, kann die Kompensation der Coriolis-Kraft durch das Anlegen einer Spannung an diese Elektroden kompensiert werden. Diese Art der Rückkopplung ist auch unter der Bezeichnung„non-collocated feedback" bekannt und ist in dem Artikel Northemann, T.; Maurer, M.; Buhmann, A.; He, L. & Manoli, Y. "Excess Loop Delay compensated Electro-Mechanical Bandpass Sigma-Delta Modulator for Gyrosco- pes", Eurosensors XXIII, Lausanne, Switzerland, 2009, 1 183-1 186, beschrieben.

Sofern nur ein Satz Elektroden für Detektion und Rückstellung zur Verfügung steht, wird üblicherweise ein Teil der zur Verfügung stehenden Zeit für die Detektion und ein Teil für die Rückstellung der Sensormasse verwendet („time multiplexing"). Hierzu wird die verwendete Detekti- onsschaltung (üblicherweise ein sogenannter„Ladungsintegrator") während der für die Rückkopplung benötigten Zeit mittels Schaltern vom Sensor getrennt und die für die Rückkopplung benötigten Signale werden an den Sensor angelegt. Detektion und Rückkopplung werden also im Wechsel durchgeführt. Diese Art der Rückkopplung wird bevorzugt in Verbindung mit der Schalter-Kondensator-Technik angewandt. Figur 1 zeigt eine Prinzipskizze eines Beschleunigungssensors 106 mit beweglicher Mittenelektrode (an der sogenannten seismischen Masse, die auch als Schwingerelement bezeichnet werden kann) und feststehenden äußeren Elektroden.

Der Hersteller Analog Devices bietet beispielsweise mit dem Baustein ADXL50 [Analog Devices, ADXL50, Datasheet (http://www.analog.com/en/obsolete/adxl50/products/product.h tml)] einen Beschleunigungssensor an, bei dem das Rückkoppelsignal (hochohmig) auf die bewegliche Mittenelektrode des Sensors (Bezugszeichen V _FB in Fig. 1 ) gegeben wird. Zum Auslesen des Sensors wird ein hochfrequentes Trägersignal (1 MHz) auf die feststehenden Elektroden des Sensors gegeben (+V _mod /-V _mod ), das Positionssignal wird als Spannungsänderung an der Mittenelektrode detektiert. Nach Demodulation mit der Trägerfrequenz sowie Filterung steht das Messsignal zur Verfügung. Dieses Verfahren kann man auch als Frequenz-Multiplexing bezeichnen. Bekannte Lösungen haben jedoch signifikante Nachteile.

Üblicherweise werden im Fall separater Rückkoppelelektroden hohe Spannungen (>10V) an den Rückkoppelelektroden benötigt, um die benötigten Kräfte einprägen zu können. Da für die typischen Anwendungsbereiche eine separate Hochvolt-Versorgungsspannung üblicherweise nicht zur Verfügung steht, beziehungsweise nicht erwünscht ist, wird in ASIC- Implementierungen üblicherweise eine Kombination aus Aufwärtswandlern („Booststufen") und Hochvolt-Treibern implementiert.

Da die Rückkoppelelektroden wie oben beschrieben ebenfalls zur Einstellung der Resonanzfrequenz sowie zur Kompensation des Quadratureffekts dienen, ist, wie in der veröffentlichten deutschen Patentanmeldung DE 10 201 1 005 745 A1 erläutert, eine genaue Berechnung und Einstellung der jeweils benötigten Spannungen nötig, um Wechselwirkungen zu vermeiden. Eine ausreichend genaue sowie leistungseffiziente Realisierung der benötigten Spannungen im Hochvoltbereich ist nur schwer möglich.

Bei der Verwendung von separaten Rückkoppelelektroden kann es außerdem zu Eigenfrequenzen der Elektroden kommen, welche die Stabilität des Systems gefährden können, wie dies in dem Artikel Seeger, J. I.; Jiang, X.; Kraft, M. & Böser, B. E. "Sense Finger Dynamics in a Sigma-Delta Force-Feedback Gyroscope", Proc. Tech. Dig. Solid-State Sensor and Actuator Workshop, 2000, 296-299, beschrieben ist.

Zur Realisierung des Time-Multiplexings sind üblicherweise Schalter im Signalpfad nötig, da eine Umschaltung zwischen Detektion und Rückkopplung realisiert werden muss. Da nur ein Teil eines Taktzyklus zum Aufbringen der Rückkoppelkräfte verwendet werden kann, müssen dementsprechend höhere Kräfte aufgeprägt werden, um den gleichen Rückstelleffekt zu erzielen. Des Weiteren ist diese Art der Rückkopplung („Return-to-Zero") im Vergleich zu durchgängig angelegten Rückkoppelsignalen („Non-Return-to-Zero") anfälliger in Bezug auf Taktfrequenzschwankungen (Clock-Jitter), wie dies aus dem Artikel Cherry, J. A. & Snelgrove W.M.: Continuous-time Sigma-Delta modulators for high-speed A D conversion, Kluwer Acade- mic Publishers, 2000, hervorgeht. Ebenso kann nur ein Teil des Taktzyklus zum Auslesen des Sensors verwendet werden. Somit steht die Information über die Position der Sensormasse nicht durchgehend zur Verfügung. Da die Positionsinformation beispielsweise bei Verwendung eines Ladungsintegrators durch Integration der durch die Sensorbewegung verursachten Ladungen erfolgt, führen die„Lücken" in den Bewegungsinformationen zur Reduktion der Signalamplitude wie auch zur Verfälschung der Positionsmessung.

Der Hauptnachteil des Frequenz-Multiplexings ist die Verwendung von hochfrequenten Trägersignalen. Bei dem oben erwähnten Baustein ADXL50 wird beispielsweise bei einer Bandbreite von 1 kHz ein Trägersignal mit einer Frequenz von 1 MHz verwendet. Da bei Drehratensensoren die zu messenden Signale auf die Frequenz der Primärschwingung (f _d = 10-25 kHz) moduliert sind, wären eine entsprechend höhere Bandbreite und somit entsprechend höhere Trägerfrequenzen erforderlich. Bei der Verwendung von Sigma-Delta- Regelschleifen müssen von der Detektionsschaltung Signale mit Frequenzen bis zu einem mehrfachen der Primärfrequenz (z. B. 8 ^* f _d ) möglichst störungsfrei erfasst werden. Dies könnte eine weitere Erhöhung der Trägerfrequenz erfordern.

Die Erzeugung dieser hochfrequenten Trägersignale erhöht den Energieverbrauch des Systems. Hochfrequente Signale müssen außerdem mit entsprechenden Maßnahmen abgeschirmt werden um keine Störsignale in der Gesamtschaltung zu verursachen.

Bei der Anwendung bei Drehratensensoren ist darüber hinaus die Position von zwei Schwin- gungen (Anregungsschwingung und Detektionsschwingung) auszulesen, wobei üblicherweise für beide schwingenden Massen nur eine gemeinsame Mittenelektrode zur Verfügung steht. Somit würde sich ein Rückkoppelsignal auf der Mittenelektrode auf beide Schwingungen auswirken (dies ist nicht erwünscht) und es müssten zur Detektion mehrere Trägersignale verwendet werden. Aufgabe der Erfindung in der Anwendung ist es, die Schnittstelle zwischen kapazitivem Sensor und Elektronik bereit zu stellen. Hierbei soll die Schaltung sowohl beispielsweise als Ladungsintegrator die Position der Sensormasse als elektrisches Signal zur Verfügung stellen, als auch die von der Regelschleife vorgegebenen Rückstellkräfte in Form einer an die Sensorelektroden angelegten Spannung generieren. Diese beiden Funktionen sollen gleichzeitig und ohne die Verwendung von Trägersignalen durchgeführt werden. Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Gegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung beruht auf der Idee, die für die Erzeugung der Rückkopplungskraft benötigte Spannung auf die Gleichtakt-Eingangsspannung („Input Common Mode") der Ausleseschaltung zur Detektion der Positionsänderung zu modulieren. Durch die Änderung der Gleichtakt- Eingangsspannung wird die Spannung über der Detektionskapazität C _sen se eingestellt und somit eine Kraft auf die sekundäre Masse ausgeübt. Idealerweise ändert sich hierbei die Ausgangsspannung der Ausleseschaltung durch die Änderung der Gleichtakt-Eingangsspannung nicht. Die Ausleseschaltung detektiert nur das differentielle Eingangssignal, also die Positionsänderung.

Um die Rückkoppelspannung der Regelschleife auf die Gleichtakt-Eingangsspannung zu modulieren, wird die Rückkoppelspannung V _fb am positiven Eingang eines zu einem Ladungsintegrator verschalteten Operationsverstärkers angelegt. Dieser erzeugt durch seine Rückkopplung (R _fb , C _fb ) einen sogenannten virtuellen Kurzschluss zwischen dem positiven und dem negativen Eingang, das heißt, die Spannungen an den beiden Eingängen sind bis auf einen Regelfehler identisch. Dieser weitere Rückkopplungszweig sorgt also zum einen dafür, dass die Spannung am zweiten Eingang an den ersten Eingang übertragen wird, zum anderen dient er dazu, die Positionsänderungen des Sensors, die letztlich zu Kapazitätsänderungen führen, in eine Span- nung zu übersetzen. Zusammen mit dem Operationsverstärker übernimmt dieser Rückkopplungszweig also die eigentliche Detektion. Vorzugsweise umfasst der Rückkopplungszweig eine Kapazität und ein Widerstandselement. Das Widerstandselement kann dabei durch einen oder mehrere Ohmsche Widerstände, einen oder mehrere Transistoren oder ein anderes entsprechendes Bauelement gebildet sein. Es kann aber auch nur eine Kapazität ohne separates Wi- derstandselement oder jede andere geeignete Form von Rückkopplungszweig vorgesehen sein.

Die aus dieser Verschiebung der Gleichtakteingangsspannung resultierende Änderung der Ausgangsspannung V _out muss kompensiert werden, um eine Beeinflussung der Positionsdetek- tion zu verhindern. Dies kann durch eine Kompensationsschaltung am negativen Eingang des Operationsverstärkers erreicht werden.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung beinhaltet die Erweiterung des vorgestellten Konzeptes zu einem volldifferentiellen Ladungsintegrator mit integrierter Rückkopplung. Für diese Imple- mentierung wird ein volldifferentieller„Differential Difference Amplifier" (DDA) verwendet. Des Weiteren liegen die Rückkoppelspannungen \ ,, _p und \ ,, _n volldifferentiell vor. Die Rückkoppelspannung fb.p wird auf die Gleichtakt-Eingangsspannung des positiven und \ ,, _n auf die des negativen Signalpfads moduliert. Verschiedene Konzepte für die benötigte Kompensation wurden entwickelt und werden im Folgenden dargestellt.

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird diese anhand der in den nachfolgenden Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Dabei können einige Merkmale oder Merkmalskombinationen aus den gezeigten und beschriebenen unterschiedli- chen Ausführungsformen für sich genommen eigenständige, erfinderische oder erfindungsgemäße Lösungen darstellen.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Prinzipskizze eines Beschleunigungssensors mit beweglicher Mittenelektrode (an der seismischen Masse) und feststehenden äußeren Elektroden; Fig. 2 eine Übersichtsdarstellung des Gesamtsystems eines elektromechanischen Sigma- Delta-Modulators mit der vorgeschlagenen Schaltung für Detektion (CA/) und Rückkopplung (FB);

Fig. 3 ein Schaltbild des vorgeschlagenen Konzeptes zur zeitkontinuierlichen Detektion und

Rückkopplung; Fig. 4 eine Prinzipdarstellung der Erweiterung des Konzeptes zur zeitkontinuierlichen Detektion und Rückkopplung zu einem volldifferentiellen Ansatz;

Fig. 5 ein Schaltbild der einfachsten resistiven und kapazitiven Kompensation;

Fig. 6 die Erweiterung der Schaltung aus Fig. 5 zu einem volldifferentiellen Ladungsintegrator mit einfacher Kompensationsschaltung; Fig. 7 eine Darstellung des elektromechanischen Sigma-Delta-Modulators mit dem Konzept für automatische Kompensationseinstellung;

Fig. 8 eine Erweiterung des Regelkonzeptes aus Fig. 7 für den volldifferentiellen Ladungsintegrator aus Fig. 6; Fig. 9 eine Darstellung des elektromechanischen Sigma-Delta-Modulators mit dem Konzept, bei dem die kapazitive Kompensation mit der auf C _CO mp gespeicherten Ladung durchgeführt wird;

Fig. 10 einen Schaltplan des volldifferentiellen Ladungsintegrators, bei dem die kapazitive

Kompensation mit der auf C _comp gespeicherten Ladung durchgeführt wird;

Fig. 11 einen Schaltplan, bei dem der Ladungsintegrator periodisch mit dem Steuersignal Φ kurzzeitig vom Ladungsintegrator abgetrennt wird;

Fig. 12 ein Schaltbild der volldifferentiellen Ausführung des in Fig. 1 1 dargestellten Konzepts zur Reduzierung des Einflusses von parasitären Kapazitäten auf die Kompensation Fig. 13 einen elektromechanischen Sigma-Delta-Modulator mit kapazitiver schaltbarer Über- sprechkorrektur,

Fig. 14 Messergebnisse (a) ohne (b) mit der kapazitiven schaltbaren Übersprechkorrektur.

Nachfolgend wird die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die Figuren im Detail erläutert. Fig. 2 zeigt dabei die erfindungsgemäße Schaltung in ihrer Anwendungsumgebung. Dabei ist die vor- geschlagene Schaltung 100 für die Detektion (CA/) und Rückkopplung (FB) in dem Gesamtsystem eines elektromechanischen Sigma-Delta-Modulators 102 gestrichelt eingekreist. Grundsätzlich sind die Prinzipien der vorliegenden Erfindung aber auch auf andere Arten von geschlossenen Regelschleifen zum Auslesen und Betreiben kapazitiver Sensoren anwendbar.

Erfindungsgemäß wird die für die Erzeugung der Rückkopplungskraft benötigte Spannung auf die Gleichtakt-Eingangsspannung („Input Common Mode") der Ausleseschaltung zur Detektion der Positionsänderung moduliert. Durch die Änderung der Gleichtakt-Eingangsspannung wird die Spannung über der Detektionskapazität C _se nse eingestellt und somit eine Kraft auf die sekundäre Masse ausgeübt. Idealerweise ändert sich hierbei die Ausgangsspannung der Ausleseschaltung durch die Änderung der Gleichtakt-Eingangsspannung nicht. Die Ausleseschaltung detektiert nur das differentielle Eingangssignal und damit die Positionsänderung.

Fig. 3 zeigt schematisch das vorgeschlagene Konzept zur zeitkontinuierlichen Detektion und Rückkopplung.

Um die Rückkoppelspannung der Regelschleife auf die Gleichtakt-Eingangsspannung zu modulieren, wird die Rückkoppelspannung V _fb am positiven Eingang eines zu einem Ladungsintegra- tor verschalteten Operationsverstärkers 108 angelegt. Dieser erzeugt durch seine Rückkopplung (Rf _b , Cfb) einen sogenannten virtuellen Kurzschluss zwischen dem positiven und dem negativen Eingang, das heißt die Spannungen an den beiden Eingängen sind bis auf einen Regelfehler identisch. Die aus dieser Verschiebung der Gleichtakteingangsspannung resultierende Änderung der Ausgangsspannung V _out muss kompensiert werden, um eine Beeinflussung der Positionsdetektion zu verhindern. Dies kann durch eine Kompensationsschaltung 1 10 am negativen Eingang des Operationsverstärkers 108 erreicht werden.

Fig. 4 zeigt die Erweiterung des vorgestellten Konzeptes zu einem volldifferentiellen Ladungsintegrator mit integrierter Rückkopplung. Für diese Implementierung wird ein volldifferentieller „Differential Difference Amplifier" (DDA) 1 12 verwendet. Des Weiteren liegen die Rückkoppelspannungen f _{b p} und fb.n volldifferentiell vor. Die Rückkoppelspannung Vf _b,p wird auf die Gleichtakt-Eingangsspannung des positiven und \ ,, _n auf die des negativen Signalpfads moduliert.

Für die erforderliche Kompensation können verschiedene Konzepte verwendet werden.

I n der einfachsten Ausführung besteht das Kompensationsnetzwerk 1 10 aus einem Widerstand f?com und einer Kapazität C _CO mp- An diesen wird eine Kompensationsspannung VcompR, bzw. Vcompc angelegt, so dass bei der Änderung der Gleichtakt-Eingangsspannung eine Änderung der Ausgangsspannung des Ladungsintegrators 108 unterdrückt wird. Fig. 5 zeigt ein Schaltbild der einfachsten resistiven und kapazitiven Kompensation.

Die resistive Kompensation (f? _CO mp und V _C ompR) muss den Stromfluss aufgrund der Änderung der Gleichtakt-Eingangsspannung durch den Rückkoppelwiderstand R _ib des Ladungsintegrators 108 kompensieren. Die Höhe des Kompensationsstroms wird über die Amplitude der resistiven Kompensationsspannung AVcompR und über den Kompensationswiderstand f? _C om _P festgelegt.

Die kapazitive Kompensation muss die benötigte Ladung zur Verfügung stellen, um die kapazitive Last am negativen Eingang des Ladungsintegrators auf die neue Gleichtakt- Eingangsspannung zu laden. Diese Ladung kann über die Größe der Kompensationskapazität C _comp und durch die Amplitude der Kompensationsspannung V _compC eingestellt werden.

Die Bedingungen, die für eine abgeglichene resistive sowie kapazitive Kompensation erfüllt sein müssen, sind nachfolgend zusammengefasst (Gl. 2 und Gl. 3).

Für eine abgeglichene resistive Kompensation muss folgendes Verhältnis von Amplitude der Rückkoppelspannung Δ\ , zu V _compR eingehalten werden: A fb A compR - Gl. 2

Für eine abgeglichene kapazitive Kompensation muss die folgende Gleichung erfüllt sein + c ' _; sense + Cfb + Cpara) AVft,. Gl. 3

Hierbei fasst C _par a alle parasitären Kapazitäten am negativen Eingang des Ladungsintegrators zusammen.

Für den Fall eines Sigma-Delta Modulators als Regelschleife kann für Vc _0m pR und V _compC ein Rechtecksignal in Phase mit dem Rückkoppelsignal \ , verwendet werden.

I n Fig. 6 ist die volldifferentielle Erweiterung des Kompensationsnetzwerkes 1 10 aus Fig. 5 dargestellt. Die Kompensationsspannungen (V _CO mpR,p, Vcom _P R,n und Vcompc.p, empen) liegen volldiffe- rentiell vor.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird im Falle der Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators eine automatische Kompensationseinstellung vorgenommen. Dies wird nachfolgend im Detail erläutert.

Aufgrund von unbekannten parasitären Kapazitäten am negativen Eingangsknoten des Ladungsintegrators ist eine automatische kapazitive Kompensationseinstellung vorteilhaft. Hierfür wird der Einfluss eines kapazitiven Fehlabgleichs am Ausgang des Ladungsintegrators detek- tiert.

Ein kapazitiver Fehlabgleich verursacht ein Störsignal am Ausgang des Ladungsintegrators 108, welches mit dem Rückkoppelsignal des Sigma-Delta-Modulators 102 korreliert ist. Nach dem Mischen der Ausgangsspannung V _out des Ladungsintegrators 108 mit dem Ausgangssignal y(n) des Sigma-Delta-Modulators und anschließender Tiefpassfilterung (LPF) wird eine Spannung generiert, welche ein Maß für den kapazitiven Fehlabgleich darstellt (Fig. 7). Dieses Konzept der Trennung von dem Störsignal vom eigentlichen Ausgangssignal entstammt einer früheren Veröffentlichung der Fritz-Hüttinger-Professur für Mikroelektronik, nämlich dem Artikel Northemann, T; Maurer, M.; Manoli, Y. "Compensation Technique for Capacitive Crosstalk in Continuous-Time Electro-Mechanical Sigma-Delta Modulators", Proceedings of the Eurosen- sors Conference, 201 1 : 1281 -1284. Ein Regler korrigiert die Amplitude der Rückkoppelspannung so, dass der Fehlabgleich minimiert wird. Hierbei wird das Rechtecksignal durch Umschalten zwischen der Ausgangsspannung des Reglers V _cM und einem festen Referenzpotential Vref generiert. Fig. 7 zeigt eine erste Ausführungsform des elektromechanischen Sigma-Delta-Modulators mit dem Konzept für au- tomatische Kompensationseinstellung.

Die Erweiterung der Regelung für den in Fig. 6 dargestellten volldifferentiellen Ladungsintegrator ist in Fig. 8 gezeigt. Durch diese Regelung werden die volldifferentiellen kapazitive Kompensationsspannungen Vcom c. und Vcom c.n generiert.

Für die resistive Kompensation ist eine Regelung nicht erforderlich. Da der negative Eingangs- knoten des Ladungsintegrators hochohmig ist, muss nur der bekannte Strom durch den Rückkoppelwiderstand R _fb des Ladungsintegrators kompensiert werden.

Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform verwendet eine geschaltete kapazitive Kompensation. Bei dieser Kompensationsmethode entfällt die Erzeugung einer zusätzlichen kapazitiven Kompensationsspannung. Durch die Verwendung von bereits vorhandenen Spannungen kann der Energieverbrauch gesenkt werden. Figur 9 zeigt eine Darstellung des elektromechanischen Sigma-Delta-Modulators mit dem Konzept, bei dem die kapazitive Kompensation mit der auf Ccom gespeicherten Ladung durchgeführt wird.

Die Ladung, die für die kapazitive Kompensation benötigt wird, wird durch Vorladen eines Kondensators zur Verfügung gestellt. Dieser Kondensator C _CO mp wird mit der bereits vorhandenen volldifferentiellen Rückkoppelspannung \ ,, _p und \ ,, _n geladen (Fig. 9). Wenn sich der Ausgang des Sigma-Delta-Modulators y(n) und sich damit die Rückkoppelspannungen \ ,, _n und \ ,, _p ändern, muss eine Kompensation durchgeführt werden. Hierfür wird der Kondensator C _CO mp mit dem negativen Eingang des Ladungsintegrators 108 verbunden. Die im Kondensator gespeicherte Kompensationsladung wird hierbei auf den negativen Eingangsknoten übertragen. Die Schaltvorgänge erfolgen mittels einer Schalteinheit 1 16 und werden von einer einfachen digitalen Kontrolllogik 1 14 gesteuert. Diese detektiert die Änderung des Ausgangssignals des Sigma-Delta-Modulators y(n) und setzt die Steuersignale und disabie entsprechend.

Für die resistive Kompensation wird weiterhin eine Generierung einer Kompensationsspannung VcompR benötigt. Die Erweiterung dieses Konzeptes auf einen volldifferentiellen Ladungsintegrator 1 12 mit geschalteter kapazitiver Kompensation ist in Fig. 10 dargestellt, die einen Schaltplan des volldifferentiellen Ladungsintegrators zeigt, bei dem die kapazitive Kompensation mit der auf C _CO mp gespeicherten Ladung durchgeführt wird. Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft das Vorladen der Sensorkondensatoren. Mit Bezug auf die Figuren 1 1 bis 14 wird eine Methode beschrieben, durch die es ermöglicht wird, die Sensorkapazität C _sen se sowie die unbekannten parasitären Kapazitäten des Drehratensensors C _para, s für die Kompensation auszublenden. Dieses Verfahren kann für die oben beschriebenen Konzepte verwendet werden und beruht auf einer Technik, die verwendet wird, um den Ladungsintegrator vor kapazitivem Übersprechen zu schützen.

Bei dieser Technik wird mindestens ein Schalter 104 zwischen den Sensor 106 und den Ladungsintegrator 108 eingebaut. Bei jedem möglichen Wechsel der Rückkoppelspannung \ , wird der Sensor kurz vom Ladungsintegrator getrennt und mit der Rückkoppelspannung verbunden. Im Gegensatz zum Time-Multiplexing-Verfahren findet hierbei die Rückkopplung wäh- rend der gesamten Zeit statt und der Ladungsintegrator wird nur so lange vom Sensor getrennt, wie dies zum Umladen der Kondensatoren notwendig ist (üblicherweise einige Prozent des Taktzyklus). Dieses Umschalten wird mit dem Steuersignal Φ durchgeführt. Während der Sensor vom Ladungsintegrator getrennt ist, werden die Sensorkapazität C _se nse und die große parasitäre Kapazität C _par a,s auf die neue Rückkoppelspannung geladen (Fig. 1 1 ). Die benötigte La- dung wird hierbei nicht von der kapazitiven Kompensation geliefert. Deshalb müssen diese Kapazitäten für die kapazitive Kompensation nicht berücksichtigt werden. Die parasitären Kapazitäten am Eingangsknoten des Ladungsintegrators C _par a,ci werden dadurch im Vergleich zu den vorgestellten Konzepte ohne Abtrennen des Ladungsintegrators stark verringert.

Die resultierende Abgleichbedingung für die kapazitive Kompensation ist Gl. 4 aufgeführt: + Cfb + C _para ci) AVf . Gl. 4 In Fig. 12 ist die Ausführung für den volldifferentiellen Ladungsintegrator 1 12 dargestellt. Hierbei werden die Sensorkapazitäten vom positiven (C _se nse,p) und vom negativen (C _sen se,n) Signalpfad mit der entsprechenden Rückkoppelspannung ( Vf _{b p} , bzw. \ , _n ) vorgeladen und anschließend mit dem Ladungsintegrator 1 12 verbunden. Die parasitären Kapazitäten von dem Sensor und am Eingang des Ladungsintegrators sind zur Vereinfachung der Darstellung nicht dargestellt. Wie in Fig. 1 1 gezeigt, wird der Ladungsintegrator periodisch mit dem Steuersignal Φ kurzzeitig vom Sensor abgetrennt. Die parasitären Kapazitäten, die für die Kompensation berücksichtigt werden müssen, werden verringert. Fig. 12 zeigt das entsprechende Schaltbild der volldifferen- tiellen Ausführung des in Fig. 1 1 dargestellten Konzepts zur Reduzierung des Einflusses von parasitären Kapazitäten auf die Kompensation.

Im Folgenden soll beispielhaft der Einfluss einer Fehlkompensation auf das Rauschen im Sig- nalband (IBN,„In Band Noise") für einen Bandpass-Sigma-Delta-Modulator sechster Ordnung gezeigt werden. Dazu werden ideale Kompensationsspannungen VcompR und Vcompc angenommen. Der Fehlabgleich wird auf den Kompensationswiderstand R _CO mp, bzw. auf die Kompensationskapazität C _comp umgerechnet.

Für die Berechnung des resistiven Fehlabgleichs wird die Abweichung des Kompensationswi- derstandes auf den Rückkoppelwiderstand normiert. Dies wird durch k _R beschrieben:

Ein resistiver Fehlabgleich von k _R < 0,1 kann Schaltungstechnisch gut erreicht werden. In diesem Bereich verschlechtert sich das Rauschen im Signalband kaum (Tabelle 1 ). Das erreichte I BN liegt unterhalb des limitierenden elektrischen Rauschens der Schaltung, welches bei ungefähr -90 dbFS liegt.

Tabelle 1 : Einfluss eines resistiven Fehlabgleichs auf das Rauschen im Signalband k _R -0,2 -0,1 -0,05 -0,01 0 0,01 0,05 0,1 0,2

IBN/dBFS -1 17 -1 16 -1 18,4 -1 17 -1 18,5 -1 17,5 -1 17,7 -1 17,3 -1 12,3 Für den kapazitiven Fehlabgleich wird die Abweichung der Kompensationskapazität C _comp von der idealen Kompensation bestimmt und auf die Rückkoppelkapazität C _fb normiert. Unter der Annahme, dass die Amplitude der kapazitiven Kompensationsspannung A Vcompc doppelt so groß ist wie die Amplitude der Rückkoppelspannung AV _ib , beschreibt k _c den Fehlabgleich: kc ~ (Ccomp "C b -Csense "Cp _a ra)/Cfb. Gl. 6

In Tabelle 2 ist das Rauschen im Signalband in Abhängigkeit von k _c aufgelistet. Auch hier ist das Gesamtsystem robust gegenüber einem Fehlabgleich. Werte von \k _c \ < 0,1 sind durch Kontrollieren der Amplitude der Kompensationsspannung A V _com pc oder durch digital konfigurierbare Kompensationskapazitäten C _comp erreichbar. Tabelle 2: Einfluss eines kapazitiven Fehlabgleichs, dargestellt durch k _c , auf das Rauschen im Signalband k _c -0,2 -0,1 -0,05 -0,01 0 0,01 0,05 0,1 0,2

IBN/dBFS -120 -122,6 -121 ,3 -1 16,7 -1 18,5 -1 17,5 -1 15,7 -1 12.7 -108,6

Figur 13 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Sigma-Delta-Modulators 102 mit einer voll- differenziellen Detektionsschaltung 100 und einer geschalteten Kompensation der parasitären Kapazitäten des Drehratensensors. Wie in Figur 13 gezeigt, werden, um den Einfluss der para- sitären Kapazitäten zu kompensieren, vier Schalter 104 eingefügt. Die Schalter 104 trennen den Eingang der Detektionsschaltung 100 von dem Sensor 106 jedes Mal, wenn der Komparatorausgang des Sigma-Delta-Modulators sich ändert. Gleichzeitig wird der Ausgang des Sensors 106 mit dem Knoten V _crT1 _ _Cf t verbunden, der auf einem Potential mit der halben Versorgungsspannung liegt. Während dieser Abtrennung, die in etwa während einem Prozent der Abtastperiode T _s (T _s =1/fs) erfolgt, werden alle parasitären Ladungen auf diesem Referenzknoten kurz geschlossen anstatt auf den Eingangsknoten des Ladungsintegrators zu fließen. Nach dieser kurzen Auftrennung wird der Eingang der Detektionsschaltung 100 wieder mit dem Sensor verbunden um das Sensorsignal zu erfassen.

Figur 14 zeigt beispielhafte Messergebnisse, die mit dem Sigma-Delta-Modulator erzielt wer- den. Dabei zeigt Figur 14(a) den Fall, in dem die Auftrenntechnik gemäß Figur 13 nicht angewendet wird, und Figur 14(b) zeigt den Fall eines stabilen Modulatorverhaltens infolge der Auftrenntechnik aus Figur 13.

Wie in Figur 14(a) gezeigt, sind in der untersten Grafik, die den Ladungsintegratorausgang zeigen, Übersprecheffekte infolge des Bitstreams und der parasitären Kapazitäten sichtbar. Im Gegensatz dazu wird gemäß Figur 14(b) jedes Mal wenn der Komparator des Sigma-Delta- Modulators abgetastet wird, ein positives Auftrennsignal f _s erzeugt, das an die Schalter angelegt wird, auch wenn keine Änderung an dem mit Bitstream bezeichneten Komparatorausgang auftritt. Auf diese Weise kann das Auftrennsignal Φ _δ aus der Abtastfrequenz f _s des Kompara- tors abgeleitet werden und es ist nicht notwendig eine zusätzliche Detektionsschaltung vorzu- sehen, die den tatsächlichen Wechsel des Komparatorausgangs erfasst. Die Ladungsintegratorausgangssignale liegen in Figur 14(b) im Bereich der Gleichtaktspannung ohne Signalabfälle. Dies zeigt einen stabilen Sigma-Delta-Betrieb. Da die Kraftrückkopplungssignale ebenfalls Ladungsübersprechen auf die primären Detektionsknoten verursachen können, sollte die Antriebsregelschleife diese Technik ebenfalls beinhalten.

Die Vorgehensweise, durch gesteuerte Schalter den Sensor von der Detektionsschaltung abzu- trennen und mit der Common-Mode-Spannung zu verbinden, kann zum einen, wie in Fig. 13 gezeigt, mit der non-collocated Feedback-Technik, zum anderen aber auch mit der collocated Feedback-Technik genutzt werden.

Zusammenfassend bietet die vorliegende Erfindung den Vorteil, dass die Möglichkeit geschaffen wird, gleichzeitig den Sensor auszulesen und Rückstell kräfte auf dieselben Elektroden auf- prägen, ohne dass hierzu Zeitmultiplexing oder hochfrequente Trägersignale verwendet werden müssen. Die daraus resultierenden geringeren Anforderungen an den Ladungsintegrator im vorgestellten Konzept gegenüber der Implementierung in Schalter-Kondensator-Technik bietet die Möglichkeit den Energieverbrauch der Ausleseschaltung zu verringern. Im Vergleich zu Sensoren mit separaten Elektroden für Detektion und Rückkopplung besteht die Möglichkeit, die Sensorfläche zu reduzieren.

Für die Einstellung der benötigten Kompensationsspannungen ist ein automatischer Abgleich möglich. Durch die Ausführung des Systems als elektromechanischer Bandpass-Sigma-Delta- Modulator ist das System auch ausreichend robust in Bezug auf Fehleinstellungen.