Moderne digitale Nachrichtenübertragungssysteme sehen eine Quellencodierung von Signalen (z. B. Sprachen) vor, mit der eine Kompression des Signals erreicht wird, so daß zur Ubertragung eine wesentlich geringere Bitrate ausreicht, als sie das (primäre) digitale Signal aufweist. So wird gemäß dem Systemstandard des allgemein bekannten GSM-Mobilfunksystems das Sprachsignal senderseitig mit einer Rate von 8000 Abtastwerten pro Sekunde abgetastet, wobei die Abtastwerte mit einer Auflösung von 13 Bit dargestellt werden. Das entspricht einer Bitrate von 104 kbit/s je Sprachsignal. Der Quellen-bzw. Sprachcoder komprimiert dieses Sprachsignal zu einem quellenkodierten Sprachsignal mit Blöcken von 260 Bit Länge und einer Bitrate von 13 kbit/s. Hier findet also eine Kompression der Sprachsignale um den Faktor 8 statt.

Die physikalischen Gegebenheiten bei einer drahtlosen Nachrichtenübertragung, speziell in den für Mobilfunksystemen verfügbaren Frequenzbereichen unter terrestrischen Bedingungen, bei denen eine vielfältige Streuung und Reflexion an natürlichen Hindernissen stattfindet, führen zu hohen und relativ stark schwankenden Ausbreitungsverlusten und durch Mehrwegeausbreitung erzeugtem Schwund (fast fading). In einzelnen Zeitabschnitten (Zeitschlitzen) des Ubertragungsvorgangs kann die Ubertragung aufgrund dessen stark gestört oder sogar ganz unterbrochen sein, während

andere Zeitschlitze hingegen kaum gestört sind.

Der Nutzdatenstrom umfaßt daher Phasen, die entweder eine hohe oder niedrigere Bitfehlerhäufigkeit aufweisen, d. h. die Fehler treten insbesondere gebündelt auf.

Aufgrund dieser Umstände wäre die Übertragung des durch die Quellencodierung hochkomprimierten und redundanzgeminderten Sprachsignals nicht ohne weiteres in akzeptabler Qualität möglich. Die zu erwartende Bitfehlerhäufigkeit (in einer Größenordnung von 10-3 bis 10-1) ist daher durch geeignete Fehlerkorrekturverfahren auf akzeptable Werte (in der Größenordnung 10-3 bis 10-6) zu verringern. Hierin besteht die Aufgabe der Kanalcodierung, die den quellenkodierten Signalen im Grunde wieder eine-definierte-Redundanz hinzufügt, die dann die Erkennung und Korrektur von Übertragungsfehlern auf der Ubertragungsstrecke (Luftschnittstelle) erlaubt.

Bei dem gattungsgemäßen Verfahren umfaßt die Kanalcodierung eine Fehlerschutzcodierung (Faltungscodierung) und eine Verschachtelung (Interleaving, auch als Verwürfelung bezeichnet). Anschließend werden die faltungscodierten und verschachtelten Blöcke verschlüsselt, auf Bursts abgebildet, der Trägerfrequenz aufmoduliert und übertragen.

Für die Faltungscodierung ist zu beachten, daß die quellen- codierten Bits nicht von gleicher Relevanz für die Sprach- qualität nach der Decodierung sind. Fehler in manchen Bits führen zu erheblichen Beeinträchtigungen der Verständlich- keit, Fehler in anderen Bits sind dagegen kaum wahrnehmbar.

Die quellencodierten Bits sind daher in Klassen eingeteilt, für die ein unterschiedlicher Fehlerschutz vorgesehen wird.

So gibt es beim GSM-Vollratencodec (Codierer/Decodierer für

die Vollratenübertragung) die Schutzklassen la, lb und 2.

Eine übliche Methode zur Realisierung dieses unter- schiedlichen Schutzes ist die sogenannte Punktierung des Codes im Anschluß an die Fehlerschutzcodierung (Faltungs- codes). Durch die Punktierung werden-vereinfacht gesagt- aus dem Ausgangsbitstrom des Faltungscodierers nach einem vorgegebenen Schema (einer Punktierungstabelle) eine oder mehrere Stellen herausgestrichen. Eine Punktierungstabelle besteht aus den Elementen 0 und 1 und wird periodisch abgearbeitet, wobei das einer 0 entsprechende Bit im Ausgangsbitstrom nicht gesendet wird und das einer 1 entsprechende Bit gesendet wird. Die codierte Sequenz wird folglich verkürzt und die Fehlerschutzwirkung geschwächt.

Punktierte Codes haben allerdings den Vorteil der Realisier- barkeit verschiedener Codierraten, wobei ausgehend von einem Muttercode der Rate 1/n durch periodisches Punktieren Codes mit höherer Coderate entwickelt werden.

Die grundsätzliche Empfindlichkeit der Faltungscodier-und Decodierverfahren gegenüber bündelartig auftretenden Fehlern, wie sie bei Mobilfunkverbindungen das Hauptproblem darstellen, wird durch die Punktierung noch verschärft, so daß punktierte Faltungscodes praktisch nur im Zusammenhang mit einem nachfolgenden Verschachteln bzw. Interleaving angewandt werden. Bei typischen Mobilfunkkanälen mit den Profilen TU (Typical Urban) oder HT (Hilly Terrain) im GSM- System oder in ähnlich profilierten Kanälen tritt innerhalb eines Zeitschlitzes eine annähernd konstante Fadingamplitude auf. Wird für jeden neuen Zeitschlitz ein anderer Kanal ver- wendet (ideal frequency hopping), kann die Fadingamplitude als statistisch unabhängig zwischen zwei Zeitschlitzen an- genommen werden. Hierfür kommen als Verschachtelungsverfahren

beispielsweise das Blockinterleaving oder Random-Interleaving in Frage, die dem Fachmann als solche bekannt sind.

Die Bestimmung guter punktierter Faltungscodes stellt ebenso eine wichtige Entwurfsaufgabe für ein digitales Nachrichten- übertragungssystem der oben skizzierten Art dar wie die Wahl und konkrete Ausgestaltung des nach der Fehlerschutzcodierung anzuwendenden Verschachtelungsverfahrens. Systematische konstruktive Verfahren sind hierfür nicht bekannt, so daß zur Auffindung guter punktierter Faltungscodes rechnergestützt verschiedene Codes und Punktierungen getestet und anhand bestimmter Kriterien, die eine Aussage über die voraus- sichtliche Ubertragungsqualität erlauben, miteinander verglichen werden. Dabei wird üblicherweise der Interleaver als Ideal ("unendlich tief") vorausgesetzt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein hinsichtlich der erzielbaren Ubertragungsqualität verbessertes Verfahren zur Kanalcodierung anzugeben.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung schließt den wesentlichen Gedanken ein, bei der Kanalcodierung eine zusammenhängende, in einem gemeinsamen Berechnungsschritt bestimmte Punktierungs-und Verschachte- lungsvorschrift zur Punktierung eines Fehlerschutzcodierungs- Muttercodes und für ein Interleaving anzuwenden. Bei der Ermittlung dieser zusammenhängenden Punktierungs-und Verschachtelungsvorschrift wird von der Annahme eines idealen Interleavers abgegangen und die Gestaltung des Verschachte- lungsschrittes von vornherein in einen unauflöslichen Zusammenhang mit der Auffindung einer vorteilhaften

Punktierungsvorschrift (Generatormatrix oder Punktierungs- tabelle) gestellt.

Die Punktierungs-und Verschachtelungsvorschrift ist insbesondere in einer vorbestimmten Menge von Untercodes bzw.

Punktierungstabellen oder auch einer kombinierten Punktierungs-und Verschachtelungsmatrix bzw.-tabelle zusammengefaßt. Deren Auffindung erfolgt rechnergestützt unter Beachtung des Kriteriums der Optimierung der Distanz- eigenschaften, speziell der minimalen freien Distanz und/oder des mittleren Distanzspektrums. Diese Begriffe sind wie folgt zu verstehen : -Die minimale freie Distanz df eines Codes ist die minimale Hammingdistanz, die zwischen divergierenden Pfaden auftritt.

-Das mittlere Distanzspektrum {ad} ist gegeben durch {ad} = 1/p d=df ad, wobei ad die Anzahl aller Pfade ist, die ausgehend von P aufeinanderfolgenden Knoten den Nullpfad verlassen, sich wieder treffen und dabei die Distanz d aufbauen, und P die Anzahl der Spalten in der Punktierungsmatrix P ist und somit die Periodenlänge der Punktierung angibt.

-Das mittlere Distanzspektrum {Cd} ist gegeben durch {Cd} = l/p d=df cd, wobei das Informationsgewicht ci die Zahl der Bits mit dem Wert 1 entlang aller Pfade ist, die ausgehend von P aufeinanderfolgenden Knoten den Nullpfad verlassen, wieder treffen und dabei die Distanz d aufbauen.

Aus den Distanzspektren kann für einen AWGN (Additive White Gaussian Noise)-Kanal oder einen fully-interleaved

Rayleighkanal die Bitfehlerwahrscheinlichkeit geschätzt werden. Die optimalen nichtsystematischen nichtrekursiven Faltungscodes und systematischen rekursiven Faltungscodes für die Ubertragung ohne Punktierung bei Rate k und Gedächtnis 2 über die oben genannten Kanäle sind bekannt.

Es wird also in der Praxis in einer Mehrzahl von Berechnungs- schritten mit dem Computer nach einer Mehrzahl von Algorith- men eine Mehrzahl von Punktierungs-und Verschachtelungs- matrizen bzw.-tabellen bestimmt, in einem Bewertungsschritt werden jeweils deren Distanzeigenschaften nach den genannten Teil-Kriterien ermittelt, und es wird diejenige Punktierungs- und Verschachtelungsmatrix oder-tabelle im Kanalcodierer implementiert, die das im Hinblick auf die zu erwartende Bitfehlerrate günstigste Ergebnis zeigt. Besonders vorteilhaft ist die Anwendung des vorgeschlagenen Verfahrens bei einem Ubertragungskanal des weiter oben erwähnten Profils, d. h. mit annähernd konstanter Fadingamplitude innerhalb eines Zeitschlitzes, und auf ein Ubertragungsverfahren, bei dem jedem neuen Zeitschlitz ein anderer Kanal zugeordnet wird.

Die Vorteile kommen besonders zum Tragen bei Anwendung auf ein Sprachübertragungsverfahren mit hoher Ubertragungsrate.

Bei diesem Verfahren wird davon ausgegangen, daß der Ausfall eines Zeitschlitzes das am häufigsten auftretende Fehlerereignis ist. Dies haben Untersuchungen auch bestätigt.

Nachfolgend soll die Erfindung an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden, wobei sie einer herkömmlichen Lösung gegenüber gestellt wird. Aus dieser Beschreibung im Zusammenhang mit den Figuren 1 und 2, die als vergleichende Diagramme die erzielbare Verbesserung der Ubertragungs- eigenschaften illustrieren, werden weitere Vorteile und Zweckmäßigkeiten der Erfindung deutlich. Durch die Punktierung eines Muttercodes der Rate 1- und Gedächtnis m=4 mit den Generatorpolynomen

entsteht ein systematischer, punktierter Code der Rate R=11/16. Die mittels Rechnersuche gefundene Punktierungsmatrix mit den besten Distanzeigenschaften lautet : Die Periodenlänge P beträgt in diesem Beispiel 11. Bei der Auswahl der punktierten Codes ist darauf zu achten, daß die Zahl Z der Einsen in der Punktierungsmatrix ein ganzzahliges Vielfaches der Zeitschlitze ist, um jedem Zeitschlitz die gleiche Anzahl an Bits zuordnen zu können. Das Interleaving ordnet die Bits der Matrix P den Zeitschlitzen zu. Im Beispiel wird der Halbratenkanal angenommen, und somit werden die Z=16 Bits auf F=4 Zeitschlitze aufgeteilt. Wird Blockinterleaving (üblicher unabhängiger Interleaver) angewandt, so erhält man folgende kombinierte Punktierungs-und Interleavingmatrix :

Elemente der Matrix mit dem Wert 0 sind punktierte Bits, die Werte 1.. 4 ordnen die einzelnen Bits den entsprechenden Zeitschlitzen zu.

Der Ausfall eines Blockes kann nun wie eine weitere Punktierung betrachtet werden, d. h. alle Bits dieses Blockes werden ignoriert. Die Zahl der verlorenen Bits beträgt bei einem Blockausfall B=Z/F. Es entsteht ein neuer Untercode der Rate : Ru = P/Z_b, wobei P die Anzahl der Spalten in der Punktierungsmatrix P ist und somit die Periodenlänge der Punktierung angibt.

Der Interleaver bestimmt durch die Zuordnung der Bits zu den Blöcken des Kanals die Gestalt des Untercodes. Die Wahl des Interleavers muß so geschehen, daß die durch Blockausfall entstehenden Untercodes optimal im Sinne der beschriebenen Distanzkriterien sind. Nach der rechnergestützten Suche des Muttercodes der Rate k und des punktierten Codes der Rate 11/16 muß eine dritte Suche durchgeführt werden. Es müssen F gute Punktierungsmatrizen für die Untercodes gesucht werden, deren Elemente immer Null sind, wenn die Punktierungsmatrix des Muttercodes an dieser Stelle eine Null enthält, und die an anderen Positionen nur dann eine Null enthalten dürfen, wenn keine andere Matrix eines Untercodes an dieser Stelle Null ist. Jedes Bit muß genau einem Zeitschlitz zugeordnet werden.

Für die Zuordnung des Codes der Rate 11/16 auf 4 Zeitschlitze ergeben sich folgende optimale Untercodes der Rate Ru=ll/12.

Diese Untermatrizen lassen sich zu der kombinierten Punktierungs-und Interleavermatrix zusammenfassen : Diese Matrix unterscheidet sich von der des Blockinterleavers aus (3.3). Die Distanzeigenschaften sind besser als die des Blockinterleavers. Die Distanzspektren der einzelnen Punktierungsmatrizen der Untercodes werden addiert, um den optimalen Code zu ermitteln.

Tabelle 3.1 : Freie Distanz und Distanzspektrum des punktierten Codes der Rate 11/16. c4=18a5=34c5=132df=4a4=6 Tabelle 3.2 : Freie Distanz und Distanzspektrum der Untercodes der Rate 11/12.

Pu1:df=2a2=6c2=21a3=112c3=556Codemit Pu2:df=2a2=4c2=15a3=78c3=441Codemit CodemitPu3 df=2 a2=4 c2=16 a3=106 C3= 661 Pu4:df=2a2=6c2=26a3=132c3=807Codemit Summe 20 78 428 2465

Im Vergleich dazu existiert beim Blockinterleaver ein Untercode mit einer minimalen Distanz df=1. Dies führt zu einer höheren Fehlerrate.

In Fig. 1 sind die Blockfehlerraten des Halbratenkanals für den nach dem herkömmlichen Verfahren bestimmten Interleaver (gestrichelte Linie, bezeichnet mit"Regulär") bzw. des optimierten, durch die kombinierte Punktierungs-und Interleavermatrix nach Gleichung (3.5) beschriebenen Interleavers (durchgezogene Linie, bezeichnet mit"Optimal") gegenübergestellt. Bereits in diesem einfachen Beispiel ergibt sich ein Gewinn von 0,3 dB, der ohne zusätzlichen decoderseitigen Aufwand realisiert werden kann.

Fig. 2 zeigt einen Vergleich der Bitfehlerraten bei einem herkömmlichen Interleaver (Blockinterleaver-siehe in der Figur, die mit"old code"bezeichneten Kurven) und eines optimierten Interleavers (siehe in der Figur, die mit"new code"bezeichneten Kurven). Die Figur betrifft einen Halb- ratenkanal bei der Rate 8,1 kbit/s ("Modus 3H") und die in dem Kästchen angegebenen Coderaten und zeigt die Bitfehler- rate, aufgetragen über der Bitnummer.

Dabei wurde, um den ungleichen Fehlerschutz zu erzielen, mit folgenden Raten codiert : Tabelle 1 : Raten des Modus 3H mit Block-und optimiertem Interleaver Bitnr. O.. I2.. 56.. 2324.. 4748.. 9596.. I63 BlockinterleaverAnzahl 2 4 18 24 48 68 Rate 1/3 2/5 1/2 8/14 8/11 1 2..56..223..4243..9798..163Bitnr.0..1 Anzahl2417205566OptimalerInterl. 2/51/210/1611/161Rate1/3

Untersuchungen der Erfinder haben ergeben, daß der mit dem vorgeschlagenen Verfahren erzielbare Gewinn umso größer ist, je höher die Rate des Codes ist. Auch eine Erhöhung der Anzahl Z der Bits, die zusammengefaßt werden, führt zu einer Verbesserung der Distanzeigenschaften und damit einer Ver- ringerung der zu erwartenden Bitfehlerrate.