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Title:
METHOD FOR CONTROL OF A FREQUENCY CONVERTER IN PARTICULAR FOR GENERATION OF EFFECTIVE POWER FOR INDUCTIVE HEATING
Document Type and Number:
WIPO Patent Application WO/2005/107050
Kind Code:
A2
Abstract:
The invention relates to a method for control of a frequency converter, in particular, for generation of effective power for inductive heating, whereby a load tuned circuit is provided on the converter. The working point of the converter is pre-determined on the basis of the change in resonant frequency of the load tuned circuit and at least one further influencing parameter. The invention further relates to a converter which carries out a pre-determination and a corresponding compensation of switching frequency of the converter switch with at least three memory values.

Inventors:
Leister, Michael (Im Lindengrund 13, Schönau, 69250, DE)
Application Number:
PCT/EP2005/051949
Publication Date:
November 10, 2005
Filing Date:
April 28, 2005
Export Citation:
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Assignee:
EMA INDUTEC GMBH (Petersbergstrasse 9, Meckesheim, 74909, DE)
Leister, Michael (Im Lindengrund 13, Schönau, 69250, DE)
International Classes:
H02M5/451; H02M7/5387; H05B6/02; H05B6/04; (IPC1-7): H02M/
Foreign References:
EP0450744A21991-10-09
US6154375A2000-11-28
US6163019A2000-12-19
DE19817305A11999-10-21
US20030048643A12003-03-13
US6529354B12003-03-04
US6154377A2000-11-28
US6316755B12001-11-13
EP1341401A22003-09-03
Other References:
JAIN P ET AL: "A near zero current switching series resonant inverter using GTOs" CONFERENCE PROCEEDINGS ARTICLE, 6. November 1989 (1989-11-06), Seiten 33-41, XP010091196
MU-PING CHEN ET AL: "The surge analysis of induction heating power supply with PLL" POWER ELECTRONICS AND DRIVE SYSTEMS, 1999. PEDS '99. PROCEEDINGS OF THE IEEE 1999 INTERNATIONAL CONFERENCE ON HONG KONG 27-29 JULY 1999, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, US, Bd. 1, 27. Juli 1999 (1999-07-27), Seiten 303-308, XP010352120 ISBN: 0-7803-5769-8
FISCHER G ET AL: "Operation modes of series inverter 400 kHz for induction heating" CONFERENCE PROCEEDINGS ARTICLE, 1993, Seiten 322-327, XP006511457
OKUNO A ET AL: "FEASIBLE DEVELOPMENT OF SOFT-SWITCHED SIT INVERTER WITH LOAD- ADAPTIVE FREQUENCY-TRACKING CONTROL SCHEME FOR INDUCTION HEATING" IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, IEEE INC. NEW YORK, US, Bd. 34, Nr. 4, Juli 1998 (1998-07), Seiten 713-718, XP000848009 ISSN: 0093-9994
Attorney, Agent or Firm:
Sommer, Peter (Viktoriastrasse 28, Mannheim, 68165, DE)
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Claims:
Patentansprüche
1. Verfahren zum Betreiben eines Umrichters (1), der ins¬ besondere Wirkleistung für die induktive Erwärmung zur Verfügung stellt, an einem Lastkreis (5) , insbesondere LastSchwingkreis, der eine Resonanzfrequenz hat und dessen Ausgangsfrequenz, insbesondere Ausgangsspan¬ nungsfrequenz, messbar (12A, 12B, 12C) ist, umfassend einen Wechselrichter (4) , mit wenigstens zwei Schal¬ tern (41, 42, 43, 44) , die im Wechsel eingeschaltet werden (13, 45) , dadurch gekennzeichnet, dass im Be¬ triebspunkt eine Umrichterbelastung durch eine unter resonante Schaltfrequenz der Schalter (41, 42, 43, 44) in Übereinstimmung mit einer vorausberechneten Schalt¬ frequenz (fs) unter Berücksichtigung der Ausgangsfre quenz am Lastkreis (5) reduziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Schaltfrequenz wahlweise aus der Häufig¬ keit des Einschaltens oder der Häufigkeit des Aus¬ schaltens der wechselweise geschalteten Schalter (41, 42, 43, 44) berechnet.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Betriebspunkt von einer zwei¬ ten Schaltfrequenz, vorzugsweise einer überresonanten Schaltfrequenz, startend angefahren wird, die oberhalb der unterresonanten Schaltfrequenz liegt, und schritt¬ weise auf die unterresonante Schaltfrequenz des Be¬ triebspunkts approximiert wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die vorausberechnete Schaltfre quenz einen Ausgleich zwischen mehreren Umrichterbe¬ lastungen ermittelt, insbesondere von ohmschen Verlus¬ te des Umrichters, von Schaltverlusten, vorzugsweise in den Schaltern des Wechselrichters, und eines Blind¬ leistungsanteils, der der Wirkleistung des Umrichters zuordnenbar ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Austastwinkel, der sich aus der Differenz zwischen Ausschaltzeitpunkt abzüglich EinschaltZeitpunkt (63) in Relation zur Schaltfrequenz ergibt, beim Starten von der zweiten Schaltfrequenz geringer ist, als beim Erreichen der Schaltfrequenz des Betriebspunktes.
6. Umrichter (1), insbesondere zur Erzeugung von Wirk¬ leistung für die induktive Erwärmung, umfassend einen Lastkreis (5) , insbesondere einen Lastschwingkreis, und einen Wechselrichter (4) , wobei der Wechselrichter (4) mindestens zwei im Wechsel eingeschaltete Schalter (41, 42, 43, 44) aufweist, wobei ein erster Speicher (68) für den Zeitpunkt des Schaltens des ersten Schal¬ ters (41, 42) und ein zweiter Speicher (69) für den Zeitpunkt des Schaltens des zweiten Schalters (43, 44) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass in einem dritten Speicher (70) ein einem erwarteten Nulldurch¬ gang (N) entsprechender Zwischenwert, insbesondere die Zeitmitte, zwischen dem im ersten (68) und dem im zweiten Speicher (69) abgelegten Zeitpunkt abgelegt ist, dass ein Nulldurchgangskomperator für die Fest¬ stellung des Nulldurchgangs (M) der AusgangsSpannung (60) vorgesehen ist und dass ein Vergleicher für den im dritten Speicher abgelegten Zwischenwert für den berechneten Nulldurchgang (N) einerseits und den Zeit punkt des tatsächlich gemessenen Nulldurchgangs (M) andererseits vorgesehen ist, wobei der Umrichter (1) bei einer Abweichung zwischen dem berechneten Null durchgang (N) und dem tatsächlich gemessenen Null¬ durchgang (M) durch eine schrittweise synchrone Anpas¬ sung der Schaltzeitpunkte des ersten und zweiten Schalters (41, 42, 43, 44) eine Belastungsverringe rung, insbesondere eine Blindleistungsverringerung, des Umrichters einleitet.
7. Umrichter (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sich die aus den Schaltzeitpunkten (63) bestimmte Schaltfrequenz (fs) im eingeregelten Zustand in einer zur Resonanzfrequenz des Lastkreises (5) unterresonan ten Frequenz befindet.
8. Umrichter (1) nach einem der Ansprüche 6 oder 7, da¬ durch gekennzeichnet, dass der im zweiten Speicher (69) enthaltene Zeitpunkt des Abschaltens des zweiten Schalters (43, 44) aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter (41, 42, 43, 44) umfassenden, Schaltvorgangs festgelegt ist.
9. Umrichter (1) nach einem der Ansprüche 6 oder 7, da¬ durch gekennzeichnet, dass der im ersten Speicher (68) enthaltene Zeitpunkt des Einschaltens des ersten Schalters (41, 42) aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter (41, 42, 43, 44) umfassenden, Schaltvorgangs (62) bestimmt ist.
10. Umrichter nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zum LastSchwingkreis (5) eine Re¬ sonanzdrossel (6) vorgesehen ist, die vorzugsweise in Parallelschaltung mit einem Glättungskondensator, ins¬ besondere ein Widerstandskapazitätsglied (66) , ver¬ schaltet ist.
11. Umrichter nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Schalter (41, 42, 43, 44) , der insbesondere ein Halbleiterschalter (48) wie ein IGBT, ein GTO oder ein LeistungsMOSFET ist, mit einer antiparallelen Freilaufdiode (47) gegen Stromumkehr geschützt ist.
12. Verfahren zum Betreiben eines Umrichters (1), insbe¬ sondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induk¬ tive Erwärmung, wobei an dem Umrichter (1) ein Last¬ kreis (5) , insbesondere LastSchwingkreis, vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet:, dass der Arbeitspunkt des Umrichters (1) in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises (5) und min¬ destens einer weiteren Einflussgröße so vorausberech¬ net wird, dass die Betriebsfrequenz des Wechselrich¬ ters im Wesentlichen, insbesondere im eingeschwungenen Zustand, kleiner als die Resonanzfrequenz des Last¬ schwingkreises (5) ist.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Einflussgröße insbesondere der Istwert der AusgangsSpannung (60) am Lastschwingkreis (5) oder auch die Höhe der Zwischenkreisspannung (18) und/oder die Höhe der Netzspannung (9) und/oder die Sollwerte der AusgangsSpannung bzw. Lastspannung (59) am Schwingkreis und/oder ström und/oder leistung und/oder die Güte des Lastkreises (5) ist.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Umrichter (1) einen Wechsel¬ richter (4) umfasst und dass der Arbeitspunkt des Um¬ richters (1) im Wesentlichen durch die Veränderung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters (4) geregelt wird, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters (4) vorausberechnet wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsleistung und/oder die Ausgangsspannung des Umrichters (1) im Wesentlichen durch die Veränderung des Tastverhältnisses des Wech selrichters (4) geregelt wird, wobei das Tastverhält¬ nis des Wechselrichters (4) vorausberechnet wird.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass zur Regelung des Umrichters (1) eine digitale Steuerungselektronik (13) vorgesehen ist.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (4) mittels PulsbreitenSteuerung geschaltet wird.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter eine HBrücke (46) aufweist, wobei die HBrücke vier elektronische Schalter oder das parallel miteinander verschaltete Mehrfache umfasst, wobei die in der Brückendiagonale angeordneten elektronischen Schalter immer gleichzei tig eingeschaltet werden, wobei die im gleichen Brü¬ ckenzweig angeordneten elektronischen Schalter immer im Wechsel eingeschaltet werden und wobei immer zwei elektronische Schalter eingeschaltet oder alle elekt¬ ronischen Schalter (41, 42, 43, 44) ausgeschaltet sind.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastschwingkreis (5) ein Pa¬ rallelschwingkreis ist.
Description:
Beschreibung

Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur An¬ steuerung eines Umrichters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung.

Zur Härtung von elektrisch leitfähigem Material wird dieses häufig mittels eines magnetischen Wechselfeldes induktiv erwärmt. Dabei wird die Erwärmung des Materials durch Ver¬ luste bewirkt, die durch Wirbelströme hervorgerufen werden und die das magnetische Wechselfeld in dem Material er¬ zeugt. Die Verwendung eines hochfrequenten Wechselfeldes führt zu einer Erwärmung der Oberfläche des zu härtenden Materials, während niederfrequente Wechselfelder eine höhe¬ re Eindringtiefe besitzen. In Abhängigkeit vom Anwendungs¬ fall besteht die Notwendigkeit, die verwendete Frequenz des magnetischen Wechselfeldes anzupassen.

Stand der Technik

Es sind vielfältige Vorrichtungen für Umrichter bekannt. Die Umrichter umfassen Wechselrichter, die eine Eingangs¬ spannung in eine Ausgangswechselspannung mit einer ge¬ wünschten Frequenz umwandeln. Umrichter zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung erzeugen das Wech- selfeld durch einen Wechselstrom in einem Induktor. Die am Werkstück benötigten wesentlichen Eigenschaften des Wech¬ selfeldes sind seine Frequenz, die Amplitude des Wechsel¬ stromes sowie die zur Verfügung stehende Wirkleistung.

Eine Grundfunktion von Wechselrichtern ist das Schalten von induktiven und ohmschen Lasten. Grundsätzlich besteht beim Schalten induktiver Lasten das Problem, dass die Induktivi- tät den Strom weiter treibt, obwohl die Spannung sich be¬ reits geändert hat. Elektronische Schalter, beispielsweise Bipolartransistoren, Thyristoren, GTOs, MCTs, MOSFETs oder IGBTs, können den Strom jedoch nicht in umgekehrte Richtung treiben, so dass zu ihnen Freilaufdioden antiparallel ge¬ schaltet werden, die den Kommutierungsström führen. Die Zeit, in der die Freilaufdioden den Kommutierungsstrom füh¬ ren, ist die Freilaufphase. Die entstehenden Verluste sind Durchlass- und Schaltverluste, die mit dem Strom und der Betriebsfrequenz steigen, zur Erwärmung der Bauteile führen und die mögliche Betriebsfrequenz begrenzen.

Die Schaltfrequenz elektronischer Schalter ist außerdem durch Ein- und Ausschaltverzögerungszeiten, Mindestein- und -ausschaltzeiten und Umladezeiten bzw. Rückstromzeiten durch die Freilaufdioden begrenzt.

Zur Wirkleistung an der Last tragen im Wesentlichen die Grundschwingungen von Strom und Spannung bei. Daher werden zur Erzeugung von Wirkleistung i. d. R. Verfahren verwen¬ det, bei denen der Gehalt an Oberschwingungen sowie die Phasenverschiebung von Strom und Spannung an der Last mini¬ miert sind. Ein bekanntes Verfahren zur Steuerung von Um¬ richtern für die induktive Erwärmung ist das Schwenkverfah¬ ren, das insbesondere in Wechselrichtern mit H- Brückenschaltung der elektronischen Schalter den Vorteil hat, dass es die gleichzeitige Steuerung der Ausgangsleis¬ tung und der Ausgangsfrequenz ermöglicht. Das Schwenkver¬ fahren regelt die Betriebsfrequenz im Lastkreis starr last¬ geführt mit dem Ziel der optimalen Kompensation des Last¬ kreises. Maßgeblich für die maximal erreichbare Betriebs- frequenz sind die zulässigen Schaltüberspannungen und Ab¬ schaltströme beim Ausschalten und die zulässigen Spitzen¬ ströme beim Einschalten der elektronischen Schalter, da diese zu hohen im Wechselrichter auftretenden Schaltverlus¬ ten führen. Sie bestimmen ebenfalls die Dimensionierung der Bauteile.

Die Optimierung der Betriebsfrequenz und damit des Arbeits- punktes bei solchen Umrichtern wird in Abhängigkeit von der Last durchgeführt. Im Betrieb ändert sich die Last, insbe¬ sondere beim induktiven Erwärmen durch das Zu- und Abführen und der zwischenzeitlich einhergehenden Materialeigen¬ schaftsänderungen des zu behandelnden Werkstücks. Ein sol- ches Verfahren, das ohne nähere Analyse als ein frequenzva¬ riables Verfahren erscheint, kann als starr lastgeführtes Verfahren bezeichnet werden.

Aus der DE 41 34 461 Al ist ein Schweißumrichter, der zur ohmschen Erwärmung an Stelle von induktiver Erwärmung ge- nutzt wird, bekannt, der auf der Sekundärseite des Trenn¬ transformators an Hand der Stromverläufe zur Last hin, ih¬ rem zeitlichen Verhalten, der Steilheit und der Höhe Fehl¬ betriebe wie Erdschlüsse oder Stromwertüberschreitungen de- tektieren kann. Hierdurch soll sichergestellt werden, dass der Schweißumrichter nicht außerhalb seiner Nenndaten be¬ trieben wird.

Weiterhin ist aus der DE 101 06 245 Al bekannt, dass bei einem Umrichter mit Serienresonanzkreis durch eine Pulswei¬ tenmodulation leistungsgesteuert mittels einer Frequenzwahl des „Zerhackens", also durch ein Zünden der Transistoren, der durch einen Rinnenofen fließende Strom sinusförmig mo¬ dellierbar ist. Wird bei der Ansteuerung ein so genanntes „Aufzipfeln" des Stromverlaufs beobachtet, so kann mittels schnellerer Impulsbreitensteuerung, die in der Regel bei der zehnfachen Frequenz des Stromes liegen soll, dem Phäno¬ men des „Aufzipfelnsλλ entgegengewirkt werden. Mit anderen Worten, die Stromspitzen sollen sich durch eine überfre- quente Pulsweitenmodulation beseitigen lassen, die darge¬ stellte Betriebsweise führt durch eine Variation einer Pulsweitenmodulation bei einem Serienresonanzkreis zu einem sinusförmigen Stromverlauf.

Jeder Umrichter besitzt Nenndaten wie beispielsweise Netz¬ anschlusswerte, Nennleistung, Nennfrequenz und Nenn- Ausgangsspannung, wobei die Nenn-AusgangsSpannung üblicher¬ weise auch die Maximal-AusgangsSpannung darstellt. Dies gilt auch für die Leistung. Niedrigere Werte für die Aus- gangsspannung und für die Leistung sind problemlos möglich (bis zu ca. 1 - 10% des Nennwertes) und werden auch benö¬ tigt. Die Netzspannung liegt innerhalb genormter Grenzen um den Nennwert herum. Die Betriebsfrequenz ist dagegen auf¬ grund von internen, frequenzabhängig hergestellten Bautei- len nur in genau festgelegten Bereichen um die Nennfrequenz herum variierbar, wobei die Bauteile, wenn sie für große Frequenzbereiche hergestellt werden, auch erhebliche Kosten verursachen. Ein Beispiel solcher Bauteile sind die Schwingkreiskondensatoren. Diese werden üblicherweise für die Nennfrequenz hergestellt, und erlauben einen Betrieb bis zu ca. 1,2 x Fnenn. Obwohl es keine untere Frequenzgren¬ ze gibt, würde der Lastkreis für niedrige Frequenzen erheb¬ lich größere Kapazitäten benötigen und die verwendeten Kon¬ densatoren wären daher teuer. Die Ausrüstung des Umrichters mit Schwingkreiskondensatoren ist daher immer ein Kompro- miss zwischen den Kosten und der Anwendungsbreite. Bei An- schluss der Nennlast am Ausgang des Umrichters, die sich aus der Nennleistung und der Nennspannung ergibt, wird der Umrichter mit seinen Nennwerten betrieben, beispielsweise mit Nennfrequenz. Dieser Betrieb des Umrichters heißt Nenn¬ betrieb. Die tatsächliche Last ist aber durch den Induktor und das Werkstück bestimmt und entspricht daher i. d. R. nicht der Nennlast. Trotz der Fehlanpassung ober- oder un¬ terhalb der Nennlast muss im Wesentlichen Nennleistung am Ausgang des Umrichters abgegeben werden. Daher werden Um¬ richter i. d. R. so ausgelegt, dass sie bis ca. 80% Aus- gangsspannung Nennleistung abgeben. Ebenso sollte ein Um¬ richter bei leicht schwankendem Netz oder innerhalb einer festgelegten Frequenzbreite Nennleistung abgeben können. Diese Flexibilität ist mit hohen Mehrkosten verbunden. Die jeweiligen tatsächlichen Betriebswerte des Umrichters wei- chen teilweise erheblich von den Nennwerten ab. So ist es zum Beispiel ohne weiteres üblich, einen Umrichter mit ei¬ ner Nennleistung von 100kW zeitweise nur mit einer tatsäch¬ lichen Leistung von ca. 2OkW zu betreiben.

Aufgabe der Erfindung ist, ein Verfahren zum Betreiben ei- nes Umrichters, insbesondere für die Erzeugung von Wirk¬ leistung für die induktive Erwärmung, das höhere und tiefe¬ re Betriebsfrequenzen bei gleichzeitig kostengünstigem Bau¬ teilaufwand sowie kostengünstiger Herstellung und höheren Leistungen einfach ermöglicht.

Darstellung der Erfindung

Gelöst wird die Aufgabe mit einem erfindungsgemäßen Verfah¬ ren gem. der Ansprüche 1 und 12 zum Betreiben eines Umrich¬ ters, insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung, wobei an dem Umrichter ein Last- Schwingkreis vorgesehen ist. Ein geeigneter Umrichter zur Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe ist aus Anspruch 6 entnehmbar.

Nach einem Aspekt der Erfindung wird der Arbeitspunkt des Umrichters in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanz- frequenz des Lastschwingkreises und mindestens einer weite¬ ren Einflussgröße vorausberechnet. Die Einflussgröße kann vorteilhaft der Istwert der AusgangsSpannung am Lastkreis sein. Durch die Berechnung des Arbeitspunktes des Umrich¬ ters in Abhängigkeit von der Änderung der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises wird dem Anwender die Frequenzbe- stiπunung des Lastkreises ermöglicht. Die Vorausberechnung des Arbeitspunktes des Umrichters in Abhängigkeit von min¬ destens einer weiteren Einflussgröße ermöglicht eine dyna¬ mische und optimale Anpassung des Arbeitspunktes in Abhän¬ gigkeit von der weiteren Einflussgröße. Der Fachmann weiß, dass die Einflussgrößen je nach Anwendung und Betriebszu- stand verschieden sind. Vorteilhaft wird der Arbeitspunkt des Umrichters so gewählt, dass er unterresonant, also mit einer niedrigeren Frequenz als der Resonanzfrequenz des Lastkreises, betrieben wird.

Nach einem anderen Aspekt der Erfindung wird das Verfahren zum Betreiben eines Umrichters so betrieben oder durchge¬ führt, dass der Wechselrichter mit einer niedrigeren Fre¬ quenz als der Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises, der als unterresonanten Frequenz bezeichneten Frequenz, betrie¬ ben wird. Dieser Zustand wird aber erst im eingeregelten Zustand erreicht. Der eingeregelte Zustand ist der Zustand, wenn bei keiner Resonanzfrequenzveränderung des Lastkreises (einem idealisierten, selten erreichbaren Zustand) die end¬ gültige Schaltfrequenz erreicht ist. Dieser Zustand wird im Folgenden auch als Betriebspunkt oder Arbeitspunkt bezeich- net. Die Ausgangsfrequenz, insbesondere die Ausgangsspan¬ nungsfrequenz, am Lastkreis ist direkt oder indirekt durch Umrechenschritte messbar. Der Umrichter umfasst einen Wech¬ selrichter, mit wenigstens zwei Schaltern, die im Wechsel eingeschaltet werden. Im Arbeitspunkt wird eine Umrichter- belastung durch eine unterresonante Schaltfrequenz der Schalter in Übereinstimmung mit einer vorausberechneten Schaltfrequenz unter Berücksichtigung der Ausgangsfrequenz am Lastschwingkreis reduziert. Ein Vorteil in der Frequenz¬ wahl liegt in der geringeren Lastkreiskapazität, die not¬ wendig ist.

Bevorzugt ist die Betriebsfrequenz des Wechselrichters im Wesentlichen kleiner als die Resonanzfrequenz des Last¬ schwingkreises. In Abhängigkeit vom Arbeitspunkt wird eine gezielt um einen errechneten Betrag reduzierte Betriebsfre¬ quenz zur Ansteuerung des Wechselrichters verwendet, die jederzeit zu den Arbeitspunktveränderungen angepasst wird. Die nötigen Veränderungen liegen etwa im einstelligen Pro¬ zentbereich der Nennfrequenz. Die Einstellung der Betriebs¬ frequenz unterhalb der Resonanzfrequenz des Lastschwing¬ kreises ruft eine Verschiebung der Phase zwischen Strom und Spannung im Lastschwingkreis und eine Veränderung ihrer Kurvenform hervor. Dadurch erfolgt die Blindleistungskom¬ pensation im Lastkreis nicht vollständig. Die Einstellung der Betriebsfrequenz bewirkt aber andererseits eine vor¬ teilhafte Verringerung der Strombelastung der Bauteile des Umrichters, insbesondere der Bauteile des Wechselrichters, so dass der Bauteilaufwand, insbesondere auch der notwendi¬ ge Aufwand an Kühlung der Bauteile, geringer ist, die Bau¬ teile kleiner ausgelegt werden können und daher Kosten für die Bauteile eingespart werden können. Beispielsweise kann die Auslegung der Kapazität eines Kondensators bei Verwen- düng eines Parallelschwingkreises als Lastkreis bei einer um ca. 10% geringeren Betriebsfrequenz um ca. 20% geringer gewählt werden. Der Blindanteil des Stromes im Wechselrich¬ ter kann in Abhängigkeit vom Arbeitspunkt auf ca. 10%, das ist in wirtschaftlicher Hinsicht eine optimale Einstellung, reduziert werden. Auch die Lebensdauer der Bauteile erhöht sich durch die geringere Strombelastung. Weitere Vorteile ergeben sich aus der übrigen Beschreibung. Ein Umrichter, auf dem das erfindungsgemäße Verfahren nach einem der zuvor dargestellten Aspekte betrieben werden kann, der insbesondere zur Erzeugung von Wirkleistung für die induktive Erwärmung dient, umfasst einen Lastschwing- kreis und einen Wechselrichter, wobei der Wechselrichter mindestens zwei im Wechsel eingeschaltete Schalter auf¬ weist.

Weiterhin bietet eine Ausführungsform eines geeigneten Um¬ richters einen ersten Speicher für den Zeitpunkt des Schal- tens des ersten Schalters und einen zweiten Speicher für den Zeitpunkt des Schaltens des zweiten Schalters. Speicher sind hierbei so zu verstehen, dass in dem Umrichter digita¬ le Speicherzellen vorhanden sein können, aus denen die Wer¬ te für den Umrichter zur Verfügung gestellt werden. Spei- eher im Sinne der Erfindung können aber auch analoge Schaltkreise sein, die in der Lage sind, verarbeitbare Schaltwerte oder SchaltZeitpunkte zur Verfügung zu stellen. Hierbei ist der konkrete interne Aufbau in dem Umrichter nachrangig, vorrangig werden die Schaltzeitpunkte der Schalter betrachtet, die zum Beispiel mittels Oszilloskop auch extern messbar sind. In einem dritten Speicher wird ein Wert für eine Zwischenzeit, insbesondere für die Zeit- mitte zwischen dem im ersten und dem im zweiten Speicher abgelegten Zeitpunkt vorgesehen. Weiterhin ist ein NuIl- durchgangskomparator für die Feststellung des Nulldurch¬ gangs der AusgangsSpannung vorgesehen. Der Nulldurchgang ist der Wert, zu dem ein Referenzwert durchschritten wird. Der Referenzwert liegt zwischen einem positiven Scheitel¬ wert und einem negativen Scheitelwert. In der Regel korres- pondiert der Nulldurchgang mit dem Spannungswert 0 V. Wei¬ terhin ist ein Vergleicher für den im dritten Speicher ab¬ gelegten berechneten Zwischenwert, etwa die Zeitmitte ei- nerseits und den Zeitpunkt des tatsächlich gemessenen Null¬ durchgangs andererseits vorgesehen, wobei der Umrichter bei einer Abweichung zwischen dem berechneten Zwischenwert und dem tatsächlich gemessenen Nulldurchgang durch eine schrittweise synchrone Anpassung der Schaltzeitpunkte des ersten und zweiten Schalters eine Belastungsverringerung, insbesondere eine Blindleistungsverringerung, des Umrich¬ ters einleitet. Synchron bedeutet hierbei, dass die Schalt¬ zeitpunkte und damit die Schaltfrequenz für den ersten und für den zweiten Schalter gleichartig verkürzt oder verzö¬ gert bzw. verlängert werden.

Aus der Schaltfrequenz des Einschaltens der Schalter und dem Tastverhältnis, der Gegenüberstellung des Einschalt¬ zeitpunkts und des Ausschaltzeitpunkts, der auch als Aus- tastwinkel bezeichnet werden kann, oder auch der Schaltfre¬ quenz des Ausschaltens der Schalter und dem Tastverhältnis lässt sich das Schaltverhalten des Umrichters ausreichend bestimmen. Zur Reduktion von Speicherwerten, die vorausbe¬ rechnet werden, müssen nicht alle Werte, wie Einschaltwert, Ausschaltwert und Tastverhältnis berechnet werden. Das er¬ findungsgemäße Verfahren kann sich die Schaltfrequenz wahl¬ weise aus der Häufigkeit des Einschaltens oder der Häufig¬ keit des Ausschaltens der wechselweise geschalteten Schal¬ ter berechnen. Durch die Entkopplung der Schaltfrequenz und des Tastverhältnisses kann der Umrichter auf jede Resonanz¬ frequenz des Lastkreises hin eingestellt werden, so dass im Wesentlichen die Energiemengen bereitgestellt werden, die der Lastkreis aufnehmen soll.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform arbeitet der Umrich- ter am Anfang des Anfahrens eines neuen Arbeitspunktes so, dass zunächst von einer zweiten Schaltfrequenz gestartet wird. Die zweite Schaltfrequenz, die oberhalb der unterre- sonanten Schaltfrequenz im Arbeitspunkt liegt, vorzugsweise sogar eine überresonante Schaltfrequenz ist, wird schritt¬ weise auf die unterresonante Schaltfrequenz des Arbeits¬ punktes angenähert. Die Approximation wird in einzelnen Schritten durchgeführt, bei denen die Schrittweite und die Frequenzänderung, auch dem Vorzeichen nach, angepasst wer¬ den. Bei einzelnen Schritten kann auch eine Verschlechte¬ rung der Gesamtbelastung für den Umrichter eintreten, die durch die nächsten Schritte wieder ausgeglichen oder sogar verbessert wird. Hierdurch kann sehr schnell durch geringe Unsicherheit der optimale Arbeitspunkt ermittelt werden.

Insgesamt stellt die vorausberechnete Schaltfrequenz einen Ausgleich zwischen mehreren Umrichterbelastungen ein. Sie wird ermittelt, indem insbesondere aus ohmschen Verlusten des Umrichters, aus Schaltverlusten, vorzugsweise in den Schaltern des Wechselrichters, und einem Blindleistungsan¬ teil, der der Wirkleistung des Umrichters zuordenbar ist, eine Gesamtberechnung des Arbeitspunktes der geringsten Be¬ lastung errechnet oder vorausberechnet wird.

Das Tastverhältnis kann auch als Austastwinkel bezeichnet werden, der sich aus der Differenz zwischen Ausschaltzeit¬ punkt abzüglich Einschaltzeitpunkt in Relation zur Schalt¬ frequenz ergibt. Das Tastverhältnis beim Starten von der zweiten Schaltfrequenz ist geringer, als beim Erreichen der Schaltfrequenz des Arbeitspunktes. Hierdurch wird kontrol¬ liert mit dem Zurverfügungstellen der Energiemenge an den Lastkreis umgegangen.

Im eingeregelten Zustand befindet sich die aus den Schalt¬ zeitpunkten bestimmte Schaltfrequenz in einer zur Resonanz- frequenz des Lastkreises unterresonanten Frequenz. Gestar¬ tet werden kann jedoch von einer überresonanten Frequenz. Nach einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel kann der im zweiten Speicher enthaltene Zeitpunkt des Abschaltens des zweiten Schalters aus einer Berechnung des jeweils letzten, insbesondere alle Schalter umfassenden, Schaltvorgangs festgelegt werden. Nach jedem Schaltdurchlauf wird somit die Schaltfrequenz optimiert. Die Anpassung kann folglich sehr schnell geschehen.

Nach einem anderen, ebenfalls vorteilhaften Ausführungsbei¬ spiel kann statt der Berücksichtigung der Ausschaltpunkte auch der im ersten Speicher enthaltene Zeitpunkt des Ein- schaltens des ersten Schalters aus einer Berechnung des je¬ weils letzten, insbesondere alle Schalter umfassenden, Schaltvorgangs bestimmt sein. Prinzipiell stehen für die Berechnung sowohl die Ausschaltzeitpunkte als auch die Ein- schaltzeitpunkte zur Verfügung. Der Umrichter kann je nach Ausführungsform dann jeweils an die zuvor durchgeführten Ausschalt- oder Einschaltvorgänge angepasst ausgestaltet werden.

Im Lastschwingkreis ist eine Resonanzdrossel vorgesehen, die in einer vorteilhaften Ausgestaltung in Parallelschal¬ tung mit einem Glättungskondensator, insbesondere ein Wi¬ derstandskapazitätsglied, verschaltet ist. Die Resonanz¬ drossel treibt den Strom in den Lastkreis. Hochfrequente Schwingungen werden durch den Glättungskondensator geglät- tet und ggf. durch den Widerstand des Widerstandskapazi¬ tätsgliedes gedämpft.

Jeder Schalter, der insbesondere ein Halbleiterschalter wie ein IGBT, ein GTO oder ein Leistungs-MOSFET ist, kann mit einer antiparallelen Freilaufdiode gegen Stromumkehr ge- schützt sein.

In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Umrichter einen Spannungszwischenkreis, so dass die am Wechselrichter anliegende Gleichspannung im Wesentlichen zeitlich konstant ist. Der Spannungszwischenkreis ermöglicht die Verwendung eines kostengünstigen ungesteuerten Gleichrichters zur Gleichrichtung der Netzspannung. Der Fachmann versteht, dass der Spannungszwischenkreis im einfachsten Fall aus ei¬ nem Kondensator gebildet ist. Die Kapazität des Kondensa¬ tors ist aus Kosten- und Platzgründen begrenzt. Der Fach¬ mann versteht ebenfalls, dass der Spannungszwischenkreis häufig eine zusätzliche Glättungsdrossel beinhaltet zur Glättung des Stromes.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst der Umrichter eine Resonanzdrossel. Die Resonanzdrossel legt zusammen mit den Schaltverlusten maßgeblich sowohl wirt¬ schaftlich als auch absolut die Frequenzgrenzen des Umrich- ters fest, da sie frequenzspezifisch bzgl. der Betriebsfre¬ quenz des Umrichters ist. In dem erfindungsgemäßen Verfah¬ ren liegen die Frequenzgrenzen bei etwa 0,5 x Fnenn als un¬ tere Grenze und etwa 1,25 x Fnenn a-ls obere Grenze. Bei niedrigen Betriebsfrequenzen werden große Resonanzdrosseln benötigt, die teuer und daher ggf. unwirtschaftlich sind, bei hohen Betriebsfrequenzen sind die Schaltverluste in dem Wechselrichter ungünstig. Außerdem sind Resonanzdrosseln für hohe Ströme nur aufwendig herzustellen. Die Resonanz¬ drossel begrenzt unter anderem die Stromanstiegsgeschwin- digkeit am Ausgang des Wechselrichters.

In einer bevorzugten Ausführungsform sind weitere Einfluss¬ größen die Höhe der Zwischenkreisspannung und/oder die Höhe der Netzspannung und/oder die Soll- und/oder Istwerte der AusgangsSpannung und/oder -Stroms und/oder -leistung und/oder die Güte des Lastkreises. Durch Erfassen einer o- der mehrerer weiterer Einflussgrößen wird mittels dem er¬ findungsgemäßen Verfahren sowohl auf Veränderungen im Last- Schwingkreis, die beispielsweise durch Änderung der Materi¬ aleigenschaften der Last bei induktiver Erwärmung hervorge¬ rufen werden, als auch auf Veränderungen im Umrichter, die beispielsweise durch Änderungen der Netzspannung hervorge- rufen werden, flexibel adaptiv reagiert, so dass der Ar¬ beitspunkt des Umrichters optimiert wird.

Vorzugsweise umfasst der Umrichter einen Wechselrichter und der Arbeitspunkt des Umrichters wird im Wesentlichen durch die Veränderung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters geregelt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters vorausberechnet wird. Durch die Vorausberechnung der Be¬ triebsfrequenz erfolgt die Regelung adaptiv, quasi lastge¬ führt. Dabei ist die Betriebsfrequenz des Wechselrichters im Wesentlichen die Frequenz des Lastschwingkreises.

Die Höhe der Netzspannung hat einen erheblichen Einfluss auf die Höhe der Ströme und die Verluste. So ist bei 10% Überspannung und starrer Regelung der entstehende interne Effektivstrom um ca. 7% höher, so dass die Bauteile für diesen Betriebsfall ausgelegt werden müssen, was die Kosten für die Herstellung des Umrichters erhöht. Die quasi- lastgeführte Regelung kann die Stromerhöhung durch eine Frequenzverschiebung im Wesentlichen ausgleichen, so dass kostengünstigere Bauteile verwendet werden können.

In einer, bevorzugten Ausführungsform wird die Ausgangs- leistung und/oder die Ausgangsspannung des Umrichters im Wesentlichen durch die Veränderung des Tastverhältnisses des Wechselrichters geregelt, wobei das Tastverhältnis des Wechselrichters vorausberechnet wird. Der Fachmann weiß, dass das Tastverhältnis des Wechselrichters das Verhältnis der Einschaltzeit zur Periodendauer, bzw. der Einschaltdau¬ er zur Gesamtzeit, der elektronischen Schalter des Wechsel¬ richters bezogen auf die Betriebsfrequenz ist. Das Tastver- hältnis legt fest, zu welcher Zeit Strom durch die Leis¬ tungsschalter fließt. Da nur bei Stromfluss Leistung über¬ tragen wird, legt das Tastverhältnis auch die für die Leis¬ tungsübertragung zur Verfügung stehende Zeit fest. Bei kon- stantem Strom bewirkt ein kleines Tastverhältnis eine klei¬ ne Ausgangsleistung, während ein großes Tastverhältnis eine große Ausgangsleistung bewirkt. Daher ist ein großes Tast¬ verhältnis vorteilhaft, da sonst zur Übertragung der glei¬ chen Leistung ein höherer Strom benötigt wird.

Bevorzugt ist zur Regelung des Umrichters eine digitale Steuerungselektronik vorgesehen. Das erfindungsgemäße Ver¬ fahren ermöglicht durch die digitale Steuerungselektronik eine sehr flexible, schnelle, zuverlässig und effektive An¬ passung der Beziehungen zwischen den Stromwerten von Spit- zenstrom, Effektivstrom, Wirkstromanteil, Blindstromanteil und Abschaltstrom zueinander und der Stromkurvenformen des Umrichters. Bei hohen Betriebsfrequenzen, insbesondere bei Betriebsfrequenzen > 10 kHz wird der Abschaltstrom gezielt verringert, um die Schaltverluste zu minimieren. Bei nied- rigen Betriebsfrequenzen wird der Effektivstrom verringert, um die Strombelastung der Bauteile zu reduzieren. Durch Verbesserung des Verhältnisses von Spitzen- zu Effektiv¬ strom können die Bauteile für den Wechselrichter und die Resonanzdrossel kostengünstiger dimensioniert werden. Es sind Resonanzdrosseln mit kleineren Induktivitäten und kleineren Spitzenströmen einsetzbar.

Bevorzugt wird der Wechselrichter mittels Pulsbreiten- Steuerung geschaltet. Durch die Pulsbreiten-Steuerung kön¬ nen die Ausgangsgrößen Spannungshöhe oder Leistung mittels Veränderung des Tastverhältnisses eingestellt werden.

Vorzugsweise weist der Wechselrichter eine H-Brücke auf, wobei die H-Brücke vier elektronische Schalter umfasst, wo- bei die in der Brückendiagonale angeordneten elektronischen Schalter immer gleichzeitig eingeschaltet werden, wobei die im gleichen Brückenzweig angeordneten elektronischen Schal¬ ter immer im Wechsel eingeschaltet werden und wobei immer zwei elektronische Schalter eingeschaltet oder alle elekt¬ ronischen Schalter ausgeschaltet sind. Beim gleichzeitigen Einschalten der in der Brückendiagonale angeordneten elekt¬ ronischen Schalter wird Leistung in den Lastkreis übertra¬ gen. Beim gleichzeitigen Ausschalten der in der Brückendia- gonale angeordneten elektronischen Schalter fließt Energie durch die Freilaufdioden in den Spannungszwischenkreis zu¬ rück (Energierücklieferung) . Die notwendige Spannung, um den Strom gegen die Zwischenkreisspannung in den Spannungs¬ zwischenkreis zurück zu treiben, liefert eine Resonanzdros- sei. Durch die direkte Verbindung der Resonanzdrossel über die Freilaufdioden an die Zwischenkreisspannung wird der Strom sehr schnell gezwungen, auf Null zu sinken. Allein durch diese direkte Verbindung wird die Strombelastung im Wechselrichter wesentlich vermindert. Das Verfahren ist einfach und kostengünstig durchführbar.

Elektronische Schalter im Sinne der Erfindung sind insbe¬ sondere Bipolartransistoren, Thyristoren, GTOs, MCTs, MOS- FETs oder IGBTs. Der Fachmann versteht, dass alle elektro¬ nischen Schalter einsetzbar sind, die eine ausreichende Spannungs- und Strombelastbarkeit in den gewünschten Ar¬ beitsbereichen aufweisen. Der Fachmann versteht weiterhin, dass die Schaltverluste größer werden, je häufiger die e- lektronischen Schalter geschaltet werden und dass mit stei¬ gender Häufigkeit des Schaltens die Lebensdauer der Schal- ter verringert wird.

In einer bevorzugten Ausführungsform sind die elektroni¬ schen Schalter IGBTs, da IGBTs robust sind, sich durch kur- ze Schaltzeiten auszeichnen, einen geringen Spannungsabfall im leitenden Zustand aufweisen und eine hohe Stromtragfä¬ higkeit besitzen, so dass sie auch bei großen Spannungs¬ oder Stromspitzen weniger häufig zerstört werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Lastschwing¬ kreis ein Parallelschwingkreis, da der Wechselrichter da¬ durch nicht einen hohen Schwingstrom führen muss. Vorteil¬ hafterweise können daher ein Ausgangstrafo und Ausgangslei¬ tungen verwendet werden, deren mögliche Strombelastung ge- ringer dimensioniert ist und die daher kostengünstiger sind, als bei Verwendung eines Reihenschwingkreises. Der Fachmann versteht, dass der Einsatz eines Reihenschwing¬ kreises ebenfalls möglich ist.

In einer bevorzugten Ausführungsform weist der Umrichter einen Transformator auf, der es erlaubt als AusgangsSpan¬ nung eine vom Wechselrichterausgang unabhängige Spannung zu erreichen. Außerdem ist die galvanische Trennung eine in vielen Anwendungen zu erfüllende Vorschrift zur Erhöhung der Sicherheit.

Bei einem mit dem erfindungsgemäßen Verfahren betriebenen Umrichter sind die Verluste im Umrichter auch außerhalb seines Nennbetriebes erheblich reduziert und einstellbar. Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass es die Betriebsweise des Umrichters optimiert, also seinen Arbeitspunkt und daher die Strombelastung seiner Bauteile, insbesondere der Bauteile des Wechselrichters. Dies wird im Wesentlichen durch die Änderung der Betriebs¬ frequenz des Umrichters ermöglicht. Dadurch kann der Um¬ richter erheblich kostengünstiger hergestellt werden. Gleichzeitig ermöglicht das Verfahren die Einstellung von Ausgangsleistung und/oder -Spannung des Umrichters entspre- chend den vom Nutzer gewünschten Werten im Wesentlichen durch Änderung des Tastverhältnisses des Wechselrichters.

Ein erfindungsgemäßer Umrichter, der nach einem erfindungs¬ gemäßen Verfahren betrieben wird, startet nach einer Aus- führungsform bei einer zunächst unbekannten Resonanzfre¬ quenz des Lastkreises von zum Beispiel 10 kHz mit einer zweiten Schaltfrequenz, die zum Beispiel 12 kHz oder auch 15 kHz betragen kann. Idealerweise wird bei ungefährer Schwingkreisresonanzfrequenz gestartet. Ungefähr bedeutet in diesem Zusammenhang, dass zum Beispiel eine Abweichung von 50 % der tatsächlich erwarteten Betriebsfrequenz als Startwert für die Schaltfrequenz erwünscht ist, vorzugswei¬ se nur 25%.

Das Tastverhältnis der Spannungsfreischaltung von dem Span- nungszwischenkreis des Umrichters auf den Lastschwingkreis beträgt anfänglich zum Beispiel nur 3 %. Es werden sehr kleine Energiepakete in den Lastschwingkreis gegeben. In¬ nerhalb von zum Beispiel nur 2 ms erkennt der Umrichter, insbesondere durch den Vergleich zwischen berechneter Zwi- schenzeit und tatsächlich gemessenem Nulldurchgang der Aus¬ gangsspannung am Lastschwingkreis, dass er den Lastschwing¬ kreis überresonant betreibt. Er erniedrigt schrittweise, z. B. mit einer Schrittweite von 1 kHz startend, die Schaltfrequenz, bis er in den unterresonanten Frequenzbe- reich gelangt. Hierbei kann das Tastverhältnis nach einer Ausführungsform schon während dieser Schritte erhöht wer¬ den.

Nach einer anderen Ausführungsform wird das Tastverhältnis erst bei minimalen Abweichungen von dem Arbeitspunkt, zum Beispiel weniger als 50 %, angehoben. Nach weiteren Verrin¬ gerungen der Schaltfrequenzen wird dann nach mehreren Mil¬ lisekunden eine Schaltfrequenz erreicht, die mehr als 10 % von der Resonanzfrequenz unterresonant abweicht. In einem nächsten Schritt wird die Schaltfrequenz wieder angehoben. Vorzugsweise wird dabei die Schrittweite weiter verringert. Ein versuchsweise aufgebauter erfindungsgemäßer Umrichter ist mit dem vorgestellten Verfahren in der Lage, innerhalb von 20 ms die Betriebsfrequenz von 9 kHz bei einer Reso¬ nanzfrequenz des Lastschwingkreises von 10 kHz zu errei¬ chen. Durch das Verfahren wird auf einen optimalen Arbeits¬ punkt in Hinblick auf Lastschwingkreis und Umrichter insge- samt abgestellt und nicht mehr nur ausschließlich der Last¬ schwingkreis betrachtet.

Vergleich eines starr lastgeführt geregelten Umrichters mit einem erfindungsgemäß geregelten Umrichter: Bei einem starr lastgeführten Umrichter, der beispielsweise mittels Schwenkverfahren betrieben wird, ist die Betriebs¬ frequenz des Umrichters nur durch den Lastkreis bestimmt. Bei einer Änderung der Frequenz des Lastkreises wird die Betriebsfrequenz des Umrichters so geregelt, dass der Last¬ kreis fast genau bei Resonanzfrequenz betrieben wird. Eine starr lastgeführte Steuerung ist auf die maximale Wirkleis¬ tungsabgabe am Werkstück gerichtet. Im Gegensatz dazu wird ein erfindungsgemäß betriebener Umrichter adaptiv und qua- si-lastgeführt betrieben, so dass die in den realen Ar¬ beitspunkten entstehenden Verluste im Umrichter optimiert, das heißt möglichst gering im Verhältnis zu den Herstel- lungs- und Betriebskosten des Umrichters sind.

Durch das erfindungsgemäße Verfahren ergeben sich im Ver¬ gleich zu einem starr lastgeführten Verfahren, beispiels¬ weise zum Schwenkverfahren, folgende Vorteile:

Resonanzdrossel: Das Volumen (proportional zu Preis und Platzbedarf) verringert sich um 65%. Wechselrichter-Brücke: Die Verlustleistung (proportional zu IGBT-Größe und -Preis) verrin¬ gert sich im Mittel um ca. 45%.

Ausgangstransformator: Die Baugröße in kVA (und damit der Preis) verringert sich um ca. 39%.

Kompensationsfeld: Die benötigten Kapazitäten (und damit Größe, Platz und Preis) verringern sich um ca. 30%.

Strombelastung: Die Strombelastung, auch von Kabeln, Anschlüssen und Schienen, verringert sich um ca. 27% im Mittel.

Zwischenkreis: Im Zwischenkreis können bis zu 30% an Kon¬ densatoren eingespart werden.

Frequenzbereich: Der nutzbare Frequenzbereich des Um- richters in allen Leistungsklassen ver¬ bessert sich auf mindestens 0,5 x Fnenn -1,25 x Fnenn- Wirtschaftlich vergrößert sich auch der absolute Frequenzbereich" auf unter 3 kHz und über 20 kHz.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Figuren be¬ schrieben. Die Beschreibungen sind lediglich beispielhaft und schränken den allgemeinen Erfindungsgedanken nicht ein.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform eines Umrichters, der mit dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitet.

Fig. 2-6 zeigen verschiedene Ausgangsströme des Wechsel¬ richters in verschiedenen Arbeitspunkten und für verschiedene AusgangsSpannungen.

Fig. 7 verdeutlicht die Energierücklieferung bei perio- dischem Schalten eines elektronischen Schalters. Fig. 8 zeigt einen erfindungsgemäßen Umrichter mit Last¬ schwingkreis in vereinfachter Darstellung gegen¬ über Figur 1, der eine Resonanzdrosselbedämpfung mittels R/C-Glied hat.

Fig. 9 hilft beim Verständnis der durch die Figuren 2 - 6 gemessenen Wiedergaben der Stromverläufe durch Herleitung der Zusammenhänge an der Resonanzdros¬ sel.

Ausführungsbeispiel der Erfindung

In Fig. 1 ist eine Ausführungsform eines Umrichters 1 dar¬ gestellt, die mit dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitet. Eine Netzspannung 9 wird in einem Gleichrichter 2 gleichge¬ richtet und dann in einem Wechselrichter 4 in eine Wechsel¬ spannung einer anderen Frequenz und Form gewandelt. Der Um- richter umfasst einen Spannungszwischenkreis 3 bestehend aus einem Kondensator und einer Drossel, wobei über dem Kondensator eine Zwischenkreisspannung 18 abfällt. Weiter¬ hin umfasst der Umrichter 1 eine Resonanzdrossel 6 zur For¬ mung der AusgangsSpannung des Wechselrichters 4, die i. d. R. eine nicht stromkompensierte Drossel ist, und ei¬ nen Transformator 7, insbesondere einen Übertrager, zur galvanischen Entkopplung des Lastkreises 5. Der Lastkreis ist ein Parallelschwingkreis, bestehend aus einem Kompensa¬ tionskondensator Li, einem Induktor L2 und einem Wirkwider- stand L3. Der Wechselrichter 4 ist als H-Brücke 46 geschal¬ tet und weist in jedem Brückenzweig eine Parallelschaltung 41-44 aus einem elektronischen Schalter 48, hier einem IGBT, und einer Freilaufdiode 47 auf. Der Umrichter 1 um¬ fasst eine Steuerungselektronik 13, die bevorzugt einen Mikroprozessor umfasst und die den Umrichter 1 regelt. In der Steuerungselektronik 13 sind Speicher vorgesehen, in denen die Ein- und Abschaltzeitpunkte der Schalter 48 in den Parallelschaltungen 41-44 anpassbar hinterlegt sind. An Hand der Werte in den Speichern wird die Schaltfrequenz fs bestimmt, die sich aus den Einschaltzeiten 63 pro Perioden¬ dauer 62 ergeben. Aus der Schaltfrequenz ergibt sich die Häufigkeit des Einschaltens. Weiterhin ergibt sich aus der Schaltfrequenz fs und der Ausschaltfrequenz der Schalter 48 die Betriebsfrequenz. In der Steuerungselektronik 13 sind wenigstens drei Speicher vorgesehen, ein erster Speicher 68, ein zweiter Speicher 69 und ein dritter Speicher 70 (nicht näher in der Steuerungselektronik 13 der Fig. 1 gra¬ phisch dargestellt) . Die Istwerte der Spannungen und Ströme werden mittels Messwandler 12A, 12B, 12G erfasst, die je nach gemessenem Parameter Strom- oder Spannungsmesswandler sein können, die direkt oder galvanisch entkoppelt angebun- den sind. Beispielhaft sei auf den galvanisch getrennten Spannungswandler 12A verwiesen, der den Ausgangsspannungs¬ verlauf des Lastkreises an die Eingänge der Steuerungs¬ elektronik 13 weiterleitet, den Stromwandler 12B, der den Strom durch die Resonanzdrossel an die Eingänge der Steue- rungselektronik 13 weiterleitet, den Stromwandler 12C, der Strom im Spannungszwischenkreis 3 an die Eingänge der Steu¬ erungselektronik 13 weiterleitet.

Über den Spannungswandler 13A und den Gleichrichter wird ein Teil der eingangsseitigen Versorgungsspannung zu Ver- sorgung der Steuerungselektronik 13 genutzt. Die Steue¬ rungselektronik 13 berücksichtigt die Eingangsspannungsein¬ flüsse und passt zum Beispiel den Austastwinkel an. Die Ein- und Ausschaltzeiten der IGBTs 48 des Wechselrichters 4 werden mittels der digitalen Steuerungselektronik 13 über ein Gate Drive 45 geregelt. Die Regelung bzw. Messung der ZwischenkreisSpannung 18 mittels der digitalen Steuerungs¬ elektronik 13 erfolgt über einen Spannungswandler 11. Au- ßerdem führt die Steuerungselektronik 13 eine Drehstrom¬ überwachung 8 durch. Die Drehstomüberwachung 8 überprüft unter anderem die tatsächliche Höhe bzw. den Scheitelwert der Versorgungsspannung, die in Abhängigkeit vom Standort des Umrichters 1 variieren kann. Genauso kann die Dreh¬ stromüberwachung 8 auch die Frequenztreue der Versorgungs¬ spannung oder deren Güte bestimmen. Auf Grund der Schwan¬ kungen in der Netzspannung 9 und auf Grund der unterschied¬ lichen Güten der Netzspannung 9 je nach Standort des Um- richters 1 kann eine eingangsseitig nicht näher berücksich¬ tigte Spannungsüberhöhung zu einer zusätzlichen Belastung für den Umrichter 1 führen. Des Weiteren befindet sich zwi¬ schen dem Gleichrichter 2 und dem Spannungszwischenkreis 3 eine Schutzbeschaltung 10.

Die Fig. 2-6 zeigen verschiedene Ausgangsstromverläufe des Wechselrichters 40 in verschiedenen Arbeitspunkten und für verschiedene AusgangsSpannungen des Wechselrichters 4. Auf der x-Achse 16 ist die Zeit in μs aufgetragen. Pro Quader 15 ist eine Zeit von 4 μs vergangen. Auf der y-Achse 17 ist der Betrag des Ausgangsstromes 40 aufgetragen. Der rechte Pfeil 14 zeigt den Strombetrag zum Triggerzeitpunkt an. Es ist der Strom 40, der in der Resonanzdrossel 6 fließt. In allen Diagrammen ist insbesondere der Punkt eines Extremums im Stromverlauf interessant, zu dem also die erste Ablei- tung 0 ist. Das ist der Punkt, zu dem keine Änderung der Spannung über die Resonanzdrossel 6 vorliegt. Zu diesen Zeitpunkten ist die Spannung vor der Resonanzdrossel 6 und nach der Resonanzdrossel 6, am Lastkreis 5, gleich hoch. Fig. 2 zeigt den Ausgangsstromverlauf bei normalem Arbeits- punkt bei ca. 20% AusgangsSpannung. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 118 A. Fig. 3 zeigt den Aus¬ gangsstromverlauf bei normalem Arbeitspunkt bei ca.50% Aus- gangsSpannung. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 118 A. Fig. 4 zeigt den Ausgangsstromverlauf bei leicht hochohmigem Betrieb bei 100 % AusgangsSpannung und einer mittleren Betriebsfrequenz. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. Fig. 5 zeigt den Ausgangs¬ stromverlauf im gleichen Arbeitspunkt wie Fig. 4, jedoch nun für Hochfrequenzanwendung. Der Ausschaltstrom ist nahe¬ zu Null. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. Zu den Fig. 4 und 5 interessant anzumerken ist, dass am Ende des einzelnen Strompakets, in der Darstellung in der Nähe des Koordinatenursprungs, immer noch ein Strom fließt, der dann durch das Abschalten auf Null, mit entsprechenden kurzzeitigen Überschwingern, gefahren wird. Beim erfin¬ dungsgemäße Verfahren wird zum Abschaltzeitpunkt auch der durch die Drossel fließende Strom abgeschaltet, während beim Schwenkverfahren weiterhin Strom durch die Drossel fließt.

Die Fig. 4, 5 sind für eine Resonanzfrequenz im Bereich von mehr' als 20 kHz aufgezeichnet worden. Bei diesen -für Um- richterschalter hohen Frequenzen dürfen die Schaltverluste, hervorgerufen durch die Frequenz, nicht vernachlässigt wer¬ den. Daher wird ein Umrichter bei dieser Frequenz vorteil¬ haft belastungsarm betrieben, wenn in die Vorausberechnung der Schaltfrequenz auch ein Anteil für die Schaltverluste über die Schalter eingeht. Fig. 6 zeigt den Ausgangsstrom¬ verlauf ebenfalls in dem Arbeitspunkt der Fig. 4 und 5, je¬ doch für Niedrigfrequenzanwendung. Der Absehaltström ist hoch, jedoch sind die Effektiv- und Maximalströme niedri¬ ger. Zum Triggerzeitpunkt ist der Betrag des Stromes 90 A. So oder ähnlich sieht eine Stromkurve aus, die mit einer Resonanzfrequenz von ca. 1 kHz arbeiten soll. Fig. 7 verdeutlicht die Energierücklieferung bei periodi¬ schem Schalten eines elektronischen Schalters 55.Der elekt¬ ronische Schalter 55 wird an einer Gleichspannungsquelle 51 betrieben, zu der er parallel geschaltet ist. Parallel zum elektronischen Schalter 55 sind eine Resonanzdrossel 57 und eine Last 58 in Reihe geschaltet. Über der Gleichspannungs¬ quelle 51 fällt eine EingangsSpannung 50 ab, über den e- lektronischen Schalter 55 sowie die Reihenschaltung der Re¬ sonanzdrossel 57 und Last 58 fällt die AusgangsSpannung 60 ab. Oberhalb der Last 58 fällt eine Lastspannung 59 ab. Wird der elektronische Schalter 55 eingeschaltet, das fin¬ det im Zündzeitpunkt 65 statt, steigt der Ausgangsstrom 56 an und die Resonanzdrossel 57 speichert (magnetische) Ener¬ gie. Wird der elektronische Schalter 55 ausgeschaltet, fließt der Ausgangsström 56 als Diodenstrom 52 über die Freilaufdiode 53 auch gegen die Gleichspannungsquelle 51 zurück. Die notwendige Spannung liefert die Resonanzdrossel 57. Wird der elektronische Schalter 55 wieder eingeschal¬ tet, fließt der Strom als Schalterstrpm 54 über den elekt- ronischen Schalter 55 und die Freilaufdiode 53 verhindert das Kurzschließen der Gleichspannungsquelle 51. Die Dia¬ gramme zeigen den Verlauf der AusgangsSpannung 60 sowie des Diodenstroms 52 und des Schalterstroms 54. In der Ein¬ schaltzeit 63 des elektronischen Schalters 55 fließt der Schalterstrom 54, während in der Ausschaltzeit 64 der Dio¬ denstrom 52 fließt. Die Summe der Ein- 63 und Ausschaltzeit 64A des elektronischen Schalters 55 ist die Periodendauer • 62. Die im Ersatzschaltbild dargestellten Verläufe des Schalterstroms 54 und der AusgangsSpannung 60 zeigen die Rückspeicherung der gespeicherten Energie, wenn alle Schal¬ ter des Wechselrichters 4 nach Fig. 1 ausgeschaltet sind. Flg. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungs¬ gemäßen Wechselrichters 4, der an einem Spannungszwischen¬ kreis 3 und einem Lastkreis 5 angeschlossen ist. Die galva¬ nische Entkopplung über den Transformator 7 aus Fig. 1 ist entfallen. Der Lastkreis 5, an dessen beiden Punkten C, D die Ausgangsspannung des Lastkreises 5 messbar ist, wird über die Resonanzdrossel 6 mit Strom, der durch Pfeile pa¬ rallel zu den Leitungen angedeutet ist, versorgt. Je nach Schalterstellung der Schalter 41, 42, 43, 44 fließt der Strom von dem Punkt A über die Resonanzdrossel 6 und den Lastkreis 5 in den Punkt B des Wechselrichters 4. Entgegen der Ausführung nach Fig. 1 zeigt die Ausgangsseite des Um¬ richters noch auf jeder Drosselseite ein R/C-Glied 66, das den Spannungsverlauf aus der Resonanzdrossel 6 dämpft. Es ist für den Fachmann offensichtlich, dass an Stelle einer geteilten Resonanzdrossel 6 auch nur eine einzige Drossel verwendet werden kann. Wesentlich ist hierbei Induktivität der Resonanzdrossel. Auch sind Kombinationen von Umrichtern aus Fig. 1 und Fig. 8 vorstellbar. Das R/C-Glied 66 über der Resonanzdrossel wirkt als Schwingungsdämpfer für die in der Resonanzdrossel gespeicherte und nach dem Abschalten (siehe auch Figur 7) durch Aufladen des Kondensators im Spannungszwischenkreis zurückgelieferte Energie.

In Fig. 9 wird dargelegt, wie mit Kenntnis der Resonanz- drossel 6, der Resonanzfrequenz des Lastkreises 5 und einer gewählten Periodendauer 62, gewählten Einschaltzeiten 63 und daraus sich ergebenden Ausschaltzeitdauern 64A der Strom durch die Resonanzdrossel 6 der Fig. 1 oder Fig. 8 konstruktiv darstellbar ist. Weiterhin ist in Fig. 9 die Verschiebung des Arbeitspunktes im Lastkreis weg von der Resonanzfrequenz beschrieben. Das Ausgangsdiagramm, das o- bere der beiden Zeitdiagramme, zeigt den Spannungsverlauf, gemessen zwischen den Punkten AB und zwischen den Punkten CD am Umrichter 1, wie beispielhaft schematisch dargestellt in Fig. 1 oder Fig. 8. Der Spannungsverlauf CD an dem Last¬ kreis 5 ist idealisiert als Sinusverlauf ohne jegliche Har- monische dargestellt. Er hat eine Frequenz, die im Bereich der Periodendauer 62 liegt, und wird durch die Aufschaltung von Spannungsblöcken 67 angeregt, die aus dem Spannungszwi¬ schenkreis 3 über den Schaltern 41, 42, 43, 44 zwischen den Stellen AB, den Stellen zwischen Schaltern und Resonanz- drosseln 6, anliegen.

Das Tastverhältnis in dem Diagramm ist der Quotient der ge¬ samten Periodendauer 62 abzüglich der beiden Ausschaltzeit¬ dauern 64A über der Periodendauer 62.

Der Ausschaltzeitpunkt P3, dargestellt an dem negativen Spannungsblock 67, ergibt sich ausgehend von dem ersten Ausschaltzeitpunkt P2 des positiven Spannungsblocks 67, der in der Fig. 9 durch P2 markiert ist. Somit lässt sich auf der Grundlage des vorhergehenden AusschaltZeitpunkts P2 der jeweils nachfolgende Ausschaltzeitpunkt P3 anhand der vor- gegebenen Ausschaltzeitdauer 64B berechnen.

Der Spannungsverlauf CD erreicht pro Periode zweimal den Nulldurchgang M. Nicht vollständig synchron zu den Null¬ durchgängen M der AusgangsSpannung CD, sondern nacheilend zu den Nulldurchgängen M, werden wenigstens zwei Schalter 41, 42, 43, 44 des Wechselrichters 4 an den Einschaltzeiten 63 eingeschaltet, damit entweder ein positiver oder negati¬ ver Spannungsblock von der ZwischenkreisSpannung stammend, vorzugsweise wechselweise, aber mit gleicher Lage wie die AusgangsSpannung, Anregungsenergie an den Lastkreis geben kann.

In dem Spannungsdiagramm ist ein Zwischenwert, hier etwa die Zeitmitte der Ausschaltzeitdauer 64B, als errechneter Nulldurchgang N zwischen den Spannungsblöcken 67 einge¬ zeichnet, der außerhalb, vorzugsweise unterresonant, damit auch untersynchron, zu den tatsächlichen Nulldurchgängen M der AusgangsSpannung CD liegt. Dieser Zwischenwert für den errechneten Nulldurchgang N ist aus der AusschaltZeitdauer 64B zwischen dem in einem ersten Speicher abgelegten ersten Ausschaltzeitpunkt P2 und dem in einem zweiten Speicher ab¬ gelegten zweiten Ausschaltzeitpunkt P3 berechnet und in ei¬ nem dritten Speicher abgelegt.

Nach Vergleich des berechneten Nulldurchgangs N mit dem tatsächlichen Nulldurchgang M mittels eines Vergleichers erfolgt bei Feststellung einer nicht planmäßigen Abweichung eine Anpassung der Schaltzeitpunkte P2, P3 des ersten und zweiten Schalters 41,42,43,44. Dadurch ist es möglich, eine erwünschte Belastungsverringerung des Umrichters herbeizu¬ führen.

In dem unteren Teil der Fig. 9 ist die Halbwelle der sinus¬ förmigen Ausgangsspannung 60 nochmals dargestellt, zusammen mit dem Stromverlauf 56 durch die Resonanzdrossel 6, ables- bar an der rechten y-Achse. Zu den Zeitpunkten Pl, P2, an denen die AusgangsSpannung 60 und die Spannung an den Stel¬ len AB den gleichen Wert haben, findet keine Stromflussän¬ derung durch die Resonanzdrossel 6 statt, hervorgehoben durch waagerechte Geraden gl, g2 an den lokalen Extrema der Stromflusskurve 56.

Die gewählten Frequenzen und Schaltpunkte sorgen für ein vollständiges Abklingen des Stroms 56 vom Zeitpunkt P2 des Abschaltens an. Zu den anderen, in den Figuren 2 bis 6 dar¬ gestellten Stromverläufen 56 gelangt man durch Auswahl an- derer Frequenzen.

Jedem Fachmann ist verständlich, dass die beschriebenen Ausführungsbeispiele nur einzelne Gestaltungsmöglichkeiten aus den zahlreichen Möglichkeiten erfindungsgemäßer Lösun¬ gen darstellen, deren anspruchsgemäßer Schutzbereich auch dann nicht verlassen wird, wenn z. B. die Steuerungselekt¬ ronik 13 diskret oder analog aufgebaut worden ist, an Stel- Ie eines Schalters 41, 42, 43, 44 jeweils mehrere Schalter parallel verwendet werden, statt von einer überresonanten Frequenz von einer unterresonanten Frequenz startend die , Betriebsfrequenz gesucht wird oder auch die Schalter 41, 42, 43, 44 des Wechselrichters 4 in einer anderen Reihen- folge als in den Ausführungsbeispielen beschrieben bei gleichzeitigem Erreichen der erfindungsgemäßen Vorteile be¬ trieben werden. Bezugszeichenliste 1 Umrichter 2 Gleichrichter 3 Spannungszwischenkreis 4 Wechselrichter 5 Lastkreis 6 Resonanzdrossel 7 Transformator 8 Drehstromüberwachung 9 Netzspannung 10 Schutzbeschaltung 11 Spannungswandler 12A, 12B, 12C Messwandler, vorzugsweise Spannungs- und Strommesswandler 13 Steuerungselektronik 13A Spannungswandler als Spannungsversorgung zur Versorgung der Steuerungselektronik 13 14 Pfeil 15 Quader 16 x-Achse 17 y-Achse 18 Zwischenkreisspannung 40 Ausgangsstrom des Wechselrichters 41-44 Schalter 45 Gate Drive 46 H-Brücke 47 Freilaufdiode 48 elektronischer Schalter 50 EingangsSpannung Ue 51 Gleichspannungsquelle 52 Diodenstrom I^ 53 Freilaufdiode 54 Schalterstrom I3 55 löschbarer elektronischer Schalter 56 Ausgangsström Ia 57 Resonanzdrossel 58 Last 59 LastSpannung Uj 60 AusgangsSpannung U3 61 Zeit t 62 Periodendauer T 63 Einschaltzeit Te 64A Ausschaltzeitdauer T3 64B AusschaltZeitpunkt 65 Zündzeitpunkt to 66 R/C-Glied 67 Spannungsblock 68 erster Speicher 69 zweiter Speicher 70 dritter Speicher A, B Spannungsmessstelle zwischen Schaltern 41, 42, 43, 44 Cr D Spannungsmessstelle über Lastkreis f Frequenz der Ausgangsspannung fs Schaltfrequenz K, K' Ausgangsklemmen des Wechselrichters Ll Kompensationskondensator L2 Induktor L3 Wirkwiderstand N errechneter Nulldurchgang M tatsächlicher Nulldurchgang Pl Zeitpunkt P2 erster Ausschaltzeitpunkt P3 zweiter AusschaltZeitpunkt T Triggerzeitpunkt