Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine

Technisches Gebiet:

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Halb- leiterschalters mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine mit mindestens einem Halbleiterschalter. Außerdem betrifft die Erfindung eine elektrische Antriebsanordnung mit einer zuvor genannten Vor- richtung.

Stand der Technik:

Stromrichter mit Halbbrücken, insb. Wechselrichter, dienen zur Umwandlung eines Eingangsstromes einer Stromart oder mit einer Frequenz in einen Ausgangsstrom einer anderen Stromart oder mit einer anderen Frequenz. Insb. werden Wechselrichter zum Betrieb von elektrischen Maschinen von Hybridelektro-/Elektro- fahrzeugen, verwendet, welche Gleichströme in Wechselströme (bzw. Phasenströme) für die elektrischen Maschinen und/oder umgekehrt umwandelt. Hierzu weisen die Wechselrichter Brückenschaltungen mit Halbleiterschaltern auf, die von

pulsweitenmodulierten Steuersignalen gesteuert in einer Schaltfrequenz abwechselnd ein- /ausgeschaltet werden und dabei die Gleichströme in die Wechsel-/Phasenströme mit einer entsprechenden Grundfrequenz umwandeln.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, bei gleichbleibender Schaltfrequenz der Halbleiterschalter höhere Ausgangsspannung bei dem Ausgangsstrom eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. eines Wechselrichters, zu generieren . Beschreibung der Erfindung:

Diese Aufgabe wird durch Gegenstände der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Un- teransprüche .

Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insbesondere einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal bereitgestellt. Gemäß dem Verfahren wird der Halbleiterschalter während einer Signalperiode des Steuersignals in zwei Periodenabschnitten der einen Signalperiode mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden angesteuert geschaltet.

Die Erfindung basiert auf folgenden Erkenntnissen:

Die Umwandlung eines Eingangsstromes einer Stromart oder mit einer Frequenz mittels eines Stromrichters in einen Aus- gangsstrom einer anderen Stromart oder mit einer anderen Frequenz erfolgt üblicherweise durch Ein-/Ausschalten eines Halbleiterschalters einer Halbbrücke des Stromrichters, bspw. eines Wechselrichter, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal mit einer hohen Schaltfrequenz. Dadurch wird der Ausgangsstrom (Gleichspannung bzw. Gleichstrom oder Wechsel-/Phasenspannung bzw. Wechsel-/Phasenstrom) mit einer entsprechenden Grundfrequenz erzeugt. Der Halbleiterschalter wird dabei mit einer Schaltfrequenz derart ein- bzw. ausgeschaltet, dass ein gewünschter Spannungsverlauf bei dem Ausgangsstrom mit einer angeforderten Grundfrequenz möglichst gut nachgebildet werden kann. Dadurch soll eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung des Ausgangsstromes des Halbleiterschalters und somit mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom des Halbleiterschalters abgerufen werden. Zur Abbildung der angeforderten Grundfrequenz bei dem Ausgangsstrom ist in der Regel eine Schaltfrequenz mit einem gegenüber der angeforderten Grundfrequenz mindestens zehnfachen Frequenzwert erforderlich, mit der der Halbleiterschalter auch geschaltet werden muss. Je kleiner der Abstand zwischen der Grundfrequenz und der Schaltfrequenz ist, umso schlechter kann die genannte Grundfrequenz abgebildet werden. Dies hat erhöhte Oberwellen in dem Ausgangsstrom bzw. in der Ausgangsspannung zur Folge.

Um die Schaltfrequenz zehnmal so hoch wie die Grundfrequenz einzustellen, muss der Ausgangsstrom zudem mit zehn Tastgraden pro Grundfrequenz-Periode abgebildet werden. Entsprechend muss der Halbleiterschalter mit einer Schaltfrequenz ein-/aus- geschaltet werden, welche das Zehnfache der Grundfrequenz-Periode entspricht. Die hohe Schaltfrequenz führt wiederum zu hohen Schaltverlusten bei dem Halbleiterschalter. Im Falle eines Wechselrichters zur Bereitstellung von Phasenspannungen bzw. -strömen für eine elektrische Maschine bspw. eines Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs haben die erhöhten Oberwellen in dem Ausgangsstrom (Phasenstrom) bzw. in der Ausgangsspannung (Phasenspannung) negative Auswirkungen auf die Leistungsendstufe des Wechselrichters und die elektrische Maschine zur Folge.

Zur Reduzierung der Oberwellen kann die Schaltfrequenz des Halbleiterschalters erhöht werden. Durch die Erhöhung der Schaltfrequenz wird jedoch die (maximal mögliche) effektive Amplitude der Ausgangsspannung (Phasenspannung) aufgrund der Totzeit beim Schaltvorgang des Halbleiterschalters verringert. Durch eine geringere effektive Amplitude der Ausgangsspannung (Phasenspannung) kann wiederum aus dem Ausgangsstrom (Pha- senstrom) des Halbleiterschalters weniger Leistung für die elektrische Maschine abgerufen werden.

Basierend auf die oben aufgezeigten Erkenntnisse wird nach einer Lösung gesucht, mit der ein Halbleiterschalter, insb. ein Halbleiterschalter einer Leistungsendstufe eines Stromrichters, speziell eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine eines elektrischen Antriebs, derart gesteuert wird, dass bei gleicher Schaltfrequenz eine höhere Spannungsausnutzung (und somit eine höhere Leistungsausnutzung) ermöglicht wird und der Ausgangsstrom des Halbleiterschalters zudem noch geringere Oberwellen aufweist. Die Halbleiterschalter werden dabei derart ein-/ausgeschaltet, dass die Spannungsverläufe des zu generierenden Ausgangsstromes (bspw. eines Phasenstromes) möglichst gut nachgebildet werden können. Dadurch soll eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung (bzw. der Phasenspannung) des Halbleiterschalters und somit mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom (dem Phasenstrom) des Halbleiterschalters abgerufen werden.

Zur Lösung der anfangs genannten Aufgabe wird in der vorliegenden Anmeldung das oben genannte Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine, mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal bereitgestellt. Bei dem Verfahren wird das Steuersignal während einer Signalperiode in zwei Periodenabschnitten auf- geteilt, wobei in jedem der beiden Periodenabschnitte jeweils ein von zwei voneinander unterschiedlichen Teil-Tastgraden verwendet wird. Dies betrifft insb. mehrere oder alle Signalperioden des Steuersignals. Der Halbleiterschalter wird dann während dieser einen Signalperiode in jedem der beiden Periodenab- schnitte jeweils mit einem von den zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden gesteuert geschaltet.

Dabei bedeutet ein Teil-Tastgrad einen Tastgrad, der in einem der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode des Steu- ersignals gilt, wobei der Halbleiterschalter in diesem Periodenabschnitt mit diesem Teil-Tastgrad angesteuert geschaltet wird. Damit weist das Steuersignal in der genannten Signalperiode zwei unterschiedliche Tastgradwerte (nämlich zwei

Teil-Tastgrade) , wodurch der Halbleiterschalter in den genannten zwei Periodenabschnitten derselben Signalperiode mit zwei unterschiedlichen Tastgradwerten angesteuert geschaltet wird. Die beiden Teil-Tastgrade sind dabei derart gestaltet, dass mit diesen beiden Tastgradwerten sich gegenüber einem ungeteilten, für die gesamte Signalperiode einzigen Tastgradwert, der dem Gesamt-Tastgrad der entsprechenden Signalperiode entspricht, geringe Oberwellen in dem Ausgangsstrom (also in der Ausgangsspannung) ergeben. Der Gesamt-Tastgrad entspricht dabei einem Soll-Tastgrad, mit dem die Spannungsverläufe des zu generierenden Ausgangsstromes des Halbleiterschalters gut nachgebildet werden können.

Dabei können die beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode unterschiedlich lang sein bzw. unterschiedliche Zeitdauer aufweisen. Bspw. können ein erster der beiden Periodenabschnitte 40% der gesamten Dauer der Signalperiode und ein zweiter der beiden Periodenabschnitte entsprechend 60% der gesamten Dauer der Signalperiode betragen.

Vorzugweise sind die beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode jedoch gleich lang bzw. weisen sie eine gleiche Zeitdauer auf.

Die High-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode können sich an den beiden Periodenenden der entsprechenden Signalperiode befinden, so dass sich die Low-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte in der Mitte der entsprechenden Signalperiode befinden und zusammenhängen. Dies ist insb. bei einem Low-Side-Halbleiterschalter einer Halbbrücke (einer Brückenschaltung) der Fall, da das An- steuersignal für einen High-Side-Halbleiterschalter der Halbbrücke in der Regel invertiert zum Ansteuern des korrespondierenden, in der gleichen Halbbrücke befindlichen

Low-Side-Halbleiterschalter diesem zugeführt wird.

Vorzugsweise befinden sich die High-Pegelabschnitte der beiden Periodenabschnitte der einen Signalperiode jedoch in der Mitte der entsprechenden Signalperiode, so dass sich diese

High-Pegelabschnitte in der Mitte der entsprechenden Signalperiode befinden und zusammenhängen. Dies ist insb. bei dem zuvor genannten High-Side-Halbleiterschalter einer Halbbrücke der Fall, der in der Regel mit dem nicht invertierten Ansteuersignal angesteuert geschaltet wird. Durch das oben beschriebene Verfahren wird der Tastgrad des Steuersignals guasi schon während der jeweiligen Signalperioden des Steuersignals geändert/angepasst . Dadurch wird der Ausgangsstrom des Halbleiterschalters dem gewünschten Ausgangsstrom genauer abgebildet, ohne dabei die Schaltfrequenz des Steuersignals zu erhöhen. Dies ermöglicht wiederum eine höhere (maximal mögliche) effektive Amplitude (in der Grundwelle) der Ausgangsspannung. Durch eine höhere Amplitude der Ausgangsspannung kann mehr Leistung aus dem Ausgangsstrom des Halbleiterschalters abgerufen werden.

Dieser Vorteil wirkt sich umso stärker aus, je geringer der Unterschied zwischen der Schaltfrequenz des Steuersignals und der erforderlichen Grundfrequenz des Ausgangsstroms des Halbleiterschalters (bzw. der erforderlichen Grundfrequenz der Ist-Drehgeschwindigkeit der elektrischen Maschine) ist.

Im Vergleich zu dem Steuersignal mit mittensynchronen

High-Pegel-Signalabschnitten, bei dem pro Signal- bzw.

Schaltperiode nur ein Tastgrad-Wert abgebildet wird, kann bei dem gemäß dem oben beschriebenen Verfahren generierten Steuersignal pro Signal- bzw. Schaltperiode zwei Tastgrad-Werte abgebildet werden. Dadurch kann das Steuersignal dem auszugebenden Ausgangsstrom schneller angepasst werden, ohne dabei die

( Schalt- ) Frequenz des Steuersignals erhöhen zu müssen.

Dadurch kann die Schaltfrequenz des Steuersignals vergleichsweise niedrig gehalten werden und folglich kann der Halbleiterschalter auch schaltverlustarmer betrieben werden. Wird der Halbleiterschalter als Schalter einer Leistungsendstufe eines Wechselrichters zum Betreiben einer elektrischen Maschine eines elektrischen Antriebs verwendet, so kann der Antrieb entsprechend verlustleistungsärmer betrieben werden. Damit ist eine Möglichkeit bereitgestellt, mit der bei gleichbleibender Schaltfrequenz der Halbleiterschalter mehr Leistung bei dem Ausgangsstrom eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, insb. eines Wechselrichters, generiert werden kann. Zudem kann der Halbleiterschalter auch verlustleistungsärmer betrieben werden.

Vorzugsweise entspricht die Summe der beiden, um die Signaldauer der jeweiligen Periodenabschnitte gewichteten Teil-Tastgrade der zwei Periodenabschnitte der einen Signalperiode einem Gesamt-Tastgrad der entsprechenden Signalperiode. Damit gilt:

(Tl/T) -Dil + (T2/T) -D12, wobei sind:

Dl Gesamt-Tastgrad;

Dil erster Tastgrad;

D12 zweiter Tastgrad;

T Zeitdauer der Signalperiode;

Tl Zeitdauer eines ersten Periodenabschnitts; und

T2 Zeitdauer eines ersten Periodenabschnitts.

Vorzugsweise entspricht die Summe der beiden Zeitdauer der Periodenabschnitte der einen Signalperiode der gesamten Zeitdauer der genannten Signalperiode.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine, insbesondere einer permanent-/fremderregten Synchronmaschine oder einer Asynchronmaschine, mit mindestens einem Halbleiterschalter be ^¬ reitgestellt. Gemäß dem Verfahren wird der mindestens eine Halbleiterschalter mit mindestens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal gemäß einem zuvor beschriebenen Verfahren ge- steuert. Vorzugsweise werden die beiden Teil-Tastgrade aus mindestens einem gemessenen Ist-Winkelwert (Winkelmesswert) eines Rotors der elektrischen Maschine berechnet. Ferner werden die beiden Teil-Tastgrade vorzugsweise aus mindestens einer gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit (Drehge- schwindigkeitsmesswert) des Rotors berechnet.

Vorzugsweise wird ein erster Teil-Tastgrad basierend auf einem ersten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe eines ersten, zu einem ersten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Winkelwertes und eines mit einer ersten, zu dem ersten Mess Zeitpunkt gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit in einer ersten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei entspricht die erste Zeitdauer einer Zeitdauer zwischen dem ersten Messzeitpunkt und einem ersten Bezugszeitpunkt.

Der erste Bezugszeitpunkt ist dabei ein Zeitpunkt, zu dem der erste Bezugswinkelwert (wie oben beschrieben) basierend auf dem ersten Ist-Winkelwert und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit berechnet/prognostiziert wird. Der erste Bezugszeitpunkt liegt in dem ersten Periodenabschnitt, vorzugsweise zwischen 0% bis 50% der Signalperiode, insb. zwischen einem Sechszehntel bis sieben Sechszehntel der Signalperiode, zwischen einem Achtel bis drei Achtel der Signalperiode, oder zwischen drei Sechszehntel bis fünf Sechszehntel der Signalperiode, speziell bei einem Viertel der Signalperiode.

Vorzugsweise liegt der erste Messzeitpunkt zeitlich vor der aktuellen Signalperiode. Dabei liegt der erste Messzeitpunkt vorzugsweise so nah wie möglich an der aktuellen Signalperiode.

Analog wird ein zweiter Teil-Tastgrad vorzugsweise basierend auf einem zweiten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe des ersten Ist-Winkelwertes und eines mit der ersten Ist-Dreh ^¬ geschwindigkeit in einer zweiten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei ist die zweite Zeitdauer eine Zeitdauer zwischen dem ersten Messzeitpunkt und einem zweiten Bezugszeitpunkt.

Der zweite Bezugszeitpunkt ist ein Zeitpunkt, zu dem der zweite Bezugswinkelwert (wie oben beschrieben) basierend auf dem ersten Ist-Winkelwert und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit be ^¬ rechnet/prognostiziert wird. Der zweite Bezugszeitpunkt liegt in dem zweiten Periodenabschnitt, vorzugsweise zwischen 50% bis 100% der Signalperiode, insb. zwischen neun Sechszehntel bis fünfzehn Sechszehntel der Signalperiode, zwischen fünf Achtel bis sieben Achtel der Signalperiode, oder zwischen elf

Sechszehntel bis dreizehn Sechszehntel der Signalperiode, speziell bei drei Viertel der Signalperiode. Alternativ wird der zweite Teil-Tastgrad vorzugsweise basierend auf einem dritten Bezugswinkelwert berechnet, der einer Summe eines zweiten, zu einem zweiten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Winkelwertes und eines mit einer zweiten, zu dem zweiten Messzeitpunkt gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeit in einer dritten Zeitdauer zurückgelegten Drehwinkels des Rotors entspricht. Dabei entspricht die dritte Zeitdauer einer Zeitdauer zwischen dem zweiten Messzeitpunkt und dem zweiten Bezugszeitpunkt . Vorzugsweise liegt der zweite Messzeitpunkt zeitlich vor dem zweiten Periodenabschnitt. Dabei liegt der zweite Messzeitpunkt vorzugsweise nach dem ersten Messzeitpunkt und so nah wie möglich an dem zweiten Periodenabschnitt. Die zwei Teil-Tastgrade für die beiden Periodenabschnitte der Signalperiode werden somit jeweils aus einem der beiden Be ^¬ zugswinkelwerte berechnet, welche jeweils für die jeweiligen Bezugszeitpunkte in den jeweiligen Periodenabschnitten berechnet/prognostiziert werden.

Durch das Heranziehen der oben genannten Bezugswinkelwerte wird eine zeitliche Winkelkorrektur durchgeführt, wodurch die gemessenen Ist-Winkelwerte, die aufgrund des Weiterdrehens des Rotors zu den jeweiligen Bezugszeitpunkten nicht mehr den aktuellen Winkelpositionen des Rotors entsprechen, auf diese aktuellen Winkelpositionen korrigiert werden. Die zeitliche Winkelkorrektur ist deshalb vorteilhaft, weil die Hardware, wie z. B. der Mikroprozessor, zum Ermitteln der Teiltastgrade und die entsprechenden Signalübertragungen zwischen den Komponenten der Hardware entsprechende Rechen- bzw. Übertragungszeit brauchen, um die entsprechenden Teil-Tastgrade bereitzustellen, während der sich die Winkelposition des Rotors (durch das Weiterdrehen) verändert.

Für die Berechnung der beiden Teil-Tastgrade sind die Winkelpositionen des Rotors zu jeweiligen Bezugszeitpunkten in der Mitte der jeweiligen Periodenabschnitte vorteilhaft. (Die jeweilige Mitte kann dabei aber auch abweichen) .

Neben den Ist-Winkelwerten und den Ist-Drehgeschwindigkeiten kann auch eine Drehwinkelbeschleunigung des Rotors zur Win- kelkorrektur herangezogen werden. In der Regel beeinflusst die Drehwinkelbeschleunigung jedoch nur geringfügig auf das Ergebnis der Winkelkorrektur und kann deshalb vernachlässigt werden.

Durch die frühzeitige Messung der Ist-Winkelwerte und der Ist-Drehgeschwindigkeiten zu dem ersten bzw. dem zweiten

Messzeitpunkt werden die beiden Teil-Tastgrade rechtzeitig vor Beginn der Signalperiode bzw. vor Beginn der entsprechenden Periodenabschnitte ermittelt und stehen somit zum Beginn der der Signalperiode bzw. vor Beginn der entsprechenden Periodenab- schnitte bereits zur Verfügung.

Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein computerlesbarer Datenspeicher bereitgestellt, indem Programmcodes gespeichert sind, mit denen mindestens eins der zuvor be- schriebenen Verfahren durchführbar ist.

Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine, ins- besondere einer permanent-/fremderregten Synchronmaschine, oder einer Asynchronmaschine, bereitgestellt.

Die Vorrichtung umfasst mindestens einen Halbleiterschalter, insbesondere einer Brückenschaltung, zum Durchleiten bzw.

Bereitstellen mindestens eines Phasenstromes für die elektrische Maschine .

Ferner umfasst die Vorrichtung mindestens eine Steueranordnung zum Steuern des mindestens einen Halbleiterschalters mit mindestens einem pulsweitenmodulierten Steuersignal. Dabei ist die Steueranordnung über einen Steuersignalausgang mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters elektrisch verbunden und eingerichtet, den Halbleiterschalter während einer Sig- nalperiode des Steuersignals in zwei Periodenabschnitten der entsprechenden Signalperiode mit jeweils einem von zwei unterschiedlichen Teil-Tastgraden gesteuert zu schalten.

Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine elektrische Antriebsanordnung, insbesondere zum Antrieb eines Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs, bereitgestellt .

Die elektrische Antriebsanordnung umfasst mindestens eine elektrische Maschine, insbesondere eine permanent/fremderregte Synchronmaschine oder eine Asynchronmaschine, zum Antrieb des Hybridelektro-/Elektrofahrzeugs . Die elektrische Antriebsanordnung umfasst ferner mindestens eine zuvor beschriebene Vorrichtung zum Bereitstellen von mindestens einem Phasenstrom für die mindestens eine elektrische Maschine. Die mindestens eine Vorrichtung umfasst mindestens eine Phasenstromleitung und ist über die mindestens eine Phasenstromleitung mit mindestens einer Statorphase der mindestens einen elektrischen Maschine elektrisch verbunden. Dabei ist die Laststromstrecke des mindestens einen Halblei ^¬ terschalters (also im Falle eines Leistungs-MOSFETs die Drain-Source-Strecke bzw. im Falle eines Leistungs-IGBTs die Kollektor-Emitter-Strecke) vorzugsweise über die mindestens eine Phasenstromleitung mit der Statorphase der elektrischen Maschine elektrisch verbunden.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der beiden oben beschriebenen Verfahren sind, soweit im Übrigen auf die oben genannte Vorrichtung oder auf die oben genannte elektrische Antriebsanordnung übertragbar, auch als vorteilhafte Ausgestaltungen der Vorrichtung bzw. der elektrischen Antriebsanordnung anzusehen. Kurzbeschreibung der Zeichnung:

Im Folgenden werden beispielshafte Ausführungsformen der Erfindung Bezug nehmend auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt:

Figur 1 in einer schematischen Darstellung eine

elektrische Antriebsanordnung mit einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Figur 2A, 2B in jeweiligen Signalablaufdiagrammen jeweils eine Signalperiode eines pulsweitenmodulierten Steuersignals nach dem Stand der Technik und eine Signalperiode eines pulsweitenmodulierten Steuersignals nach einem Verfahren gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

Detaillierte Beschreibung der Zeichnung: Figur 1 zeigt in einer schematischen Darstellung eine elektrische Antriebsanordnung EA zum Antrieb eines Hybridelektrofahrzeugs .

Die elektrische Antriebsanordnung EA umfasst eine elektrische Maschine EM zum Antrieb des Hybridelektrofahrzeugs , die in dieser Ausführungsform als eine permanenterregte Synchronmaschine mit einem Stator mit drei Statorphasen und einem gegenüber dem Stator drehbar ausgeführten Rotor ausgebildet ist. Die elektrische Antriebsanordnung EA umfasst ferner eine Vorrichtung VR zum Betreiben der elektrischen Maschine EM.

Die Vorrichtung VR umfasst ihrerseits einen Wechselrichter WR (Inverter) zum Bereitstellen von Phasenströmen für die elektrische Maschine EM, eine Schaltungsanordnung SA zum Steuern des Wechselrichters WR, eine Phasenstrommesseinheit PM zum Messen von Ist-Phasenstromwerten I istl, I ist2 an nachfolgend zu beschreibenden Phasenstromleitungen PL des Wechselrichters WR, eine Drehwinkelmesseinheit WM zum Messen von

Ist-Winkelwerten w_istl, w_ist2 und Ist-Drehgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 des Rotors, sowie eine Datenspeichereinheit DS zum Speichern/Bereitstellen von nachfolgend zu beschreibenden Soll-Phasenstromwerten I_solll, I_soll2.

Alternativ können die Soll-Phasenstromwerte I_solll, I_soll2 auch in einer dem Fachmann bekannten Weise für die aktuelle Signalperiode T berechnet werden. In diesem Fall entfällt dann die Datenspeichereinheit DS .

Der Wechselrichter WR umfasst eine Dreifach-Brückenschaltung BS als Leistungsendstufe zum Bereitstellen von Phasenströmen für die elektrische Maschine EM. Die Brückenschaltung BS umfasst drei Halbbrücken HB, die zueinander parallel zwischen einer positiven Versorgungsstromleitung V+ und einer negativen Versorgungsstromleitung V- geschaltet sind. Jede der drei Halbbrücken HB umfasst jeweils einen positivspannungsseitigen Halbleiterschalter HSl und jeweils einen negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS2, wobei die beiden Halbleiterschalter HSl, HS2 der jeweiligen Halbbrücken HB zueinander in Reihe geschaltet sind. Die Halbleiterschalter HSl, HS2 sind beispielsweise als Leis- tungs-IGBTs oder als Leistungs-MOSFETs ausgebildet. Alle Halbleiterschalter HSl, HS2 sind jeweils mit einer Freilaufdiode ausgestattet . Die Brückenschaltung BS umfasst ferner drei Phasenstromleitungen PL, welche jeweiligen elektrischen Verbindungspunkt VP des positivspannungsseitigen und des negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 der jeweiligen Halbbrücken HB mit einer der drei Statorphasen der elektrischen Maschine EM elektrisch leitend verbinden.

Die Steueranordnung SA umfasst eine Berechnungseinheit BE und eine Steuereinheit SE .

Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig mit einem Signalausgang der Phasenstrommesseinheit PM elektrisch verbunden und erhält von der Phasenstrommesseinheit PM die aktuell gemessenen Ist-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2, welche die Phasenstrommesseinheit PM an den jeweiligen Phasenstromleitungen PL misst. Die Ist-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2 werden periodisch synchron zur Schaltfrequenz der nachfolgend zu beschreibenden Steuersignale SSI, SSI ^x ; SS2, SS2 \· SS3, SS3 ^X gemessen .

Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig ferner mit einem Signalausgang der Drehwinkelmesseinheit WM elektrisch verbunden und erhält von der Drehwinkelmesseinheit WM die aktuell gemessenen Ist-Winkelwerte w_istl, w_ist2 sowie die aktuell gemessenen Ist-Drehgeschwindigkeiten a istl, a ist2 des Rotors der elektrischen Maschine EM. Die Ist-Winkelwerte w istl, w ist2 und die Ist-Drehgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 werden periodisch synchron zur Schaltfrequenz der nachfolgend zu beschreibenden Steuersignale SSI, SS1 ^X ; SS2, SS2 - SS3, SS3 ^X gemessen.

Die Berechnungseinheit BE ist signaleingangsseitig ferner mit einem Signalausgang der Datenspeichereinheit DS elektrisch verbunden und erhält von der Datenspeichereinheit DS die Soll-Phasenstromwerte I_solll, I_soll2 als Referenzstromwerte, welche vorab berechnet gespeichert sind oder während des Betriebs der elektrischen Maschine EM iterativ neu berechnet werden. Anhand der Ist- und Soll-Phasenstromwerte I_istl, I_ist2; I_solll, I_soll2, der Ist-Winkelwerte w_istl, w_ist2 sowie der Ist-Drehwinkelgeschwindigkeiten a_istl, a_ist2 berechnet die Berechnungseinheit BE für einzelne Signalperioden der drei Steuersignale SSI, SSI \· SS2, SS2 ^X ; SS3, SS3 ^Λ jeweils zwei Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 leitet die be ^¬ rechneten Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 an die nachgeschaltete Steuereinheit SE weiter. Die Steuereinheit SE generiert basierend auf den übermittelten Teil-Tastgraden Dil, D12; D21, D22; D31, D32 sechs Steuersignale SSI, SS1\- SS2, SS2\- SS3, SS3 ^Λ und steuert die sechs Halbleiterschalter HS1, HS2 der drei Halbbrücken HB mit den entsprechenden Steuersignalen SSI, SS1 ; SS2, SS2 ^x ; SS3, SS3 ^X in einer dem Fachmann bekannten Weise, so dass die positivspan- nungsseitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 abwechselnd ein-/ausgeschaltet werden, wodurch aus dem zwischen der positiven und der negativen Versorgungsstromleitung V+, V- fließenden Gleichstrom Phasenströme generiert werden, welche über die drei Phasenstromleitungen PL den entsprechenden Statorphasen der elektrischen Maschine EM zugeführt werden.

Die Berechnung der Teil-Tastgrade Dil, D12; D21, D22; D31, D32 durch die Berechnungseinheit BE wird nachfolgend anhand Figuren 2Ά und 2B sowie in Verbindung mit Figur 1 näher beschrieben.

Figur 2A ist in einem schematischen Signalablaufdiagramm eine Signalperiode T eines nach dem Stand der Technik generierten pulsweitenmodulierten Steuersignals SSO abgebildet.

Bei diesem Steuersignal SSO liegt der Signalabschnitt mit einem High-Pegel symmetrisch in der Mitte der entsprechenden Signalperiode T, so dass die Zeitdauer des Signalabschnitts mit dem High-Pegel (D01-T1 bzw. D02-T2) in den beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 (Tl = T2 = 1/2 -T) derselben Signalperiode T gleich lang sind und die beiden Teil-Tastgrade D01, D02 in den beiden Periodenabschnitten Tl, T2 und der Ge- samt-Tastgrad DO für die gesamte Signalperiode T gleich groß sind:

D01 = D02 = DO; und

D01-T1 = D02 -T2 = DO -T/2.

Figur 2B ist in einem weiteren schematischen Signalablaufdi- agramm eine analoge Signalperiode T eines Steuersignals SSI mit den zwei gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ermittelten Teil-Tastgraden Dil, D12 abgebildet.

Bei diesem Steuersignal SSI liegt der Signalabschnitt mit dem High-Pegel asymmetrisch zu der Mitte der Signalperiode T, so dass die Zeitdauer des Signalabschnitts mit dem High-Pegel in den beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 (Tl = T2 = 1/2 -T) unterschiedlich lang sind und somit die Teil-Tastgrade Dil, D12 in den beiden Periodenabschnitten Tl, T2 und der Gesamt-Tastgrad Dl für die gesamte Signalperiode T unterschiedlich groß sind: Dil Φ D12 Φ Dl; und

Dll-Tl φ D12 ·Τ2 Φ Dl -T/2, wobei jedoch gilt:

Dil -Tl + D12 -T2 = Dl -T.

Die obige Gleichungen gelten weiterhin, selbst wenn die beiden Periodenabschnitten Tl, T2 der Signalperiode T unterschiedlich lang sind: Tl φ T2 Φ 1/2 -T.

Dies gilt analog für die beiden weiteren Steuersignale SS2, SS3, welche für die beiden, gleich langen Periodenabschnitten Tl, T2 der gleichen Signalperiode T unterschiedliche Teil-Tastgrade D21, D22; D31, D32 aufweisen, deren jeweiligen Mittelwerte den jeweiligen Gesamt-Tastgraden D2; D3 der entsprechenden Signalperiode T der jeweiligen Steuersignale SS2, SS3 entsprechen: D21 φ D22 Φ D2 ;

D21-T1 Φ D22 ·Τ2 Φ D2-T/2; und

D21-T1 + D22 -T2 = D2 -T; bzw. D31 Φ D32 Φ D3;

D31-T1 Φ D32 ·Τ2 φ D3-T/2; und

D31 ·Τ1 + D32 ·Τ2 = D3 ·Τ. Die Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann mit Steuersignalen SSI , SS2, SS3 (bzw. inversen Steuersignalen SS1\ SS2 ^X , SS3 ^X ) angesteuert in einer dem Fachmann bekannten Weise zeitlich versetzt bzw. gegensinnig geschaltet, deren jeweilige Ge- samt-Tastgrade Dl, D2 bzw. D3 den Summen der jeweiligen ersten und zweiten Teil-Tastgraden Dil, D12; D21, D22; D31, D32, multipliziert mit den Zeitdauern der Signalperiode T bzw. der jeweiligen Periodenabschnitte Tl, T2, entsprechen:

Dl = Dil ^■ (Tl/T) + D12 ^■ (T2/T) ;

D2 = D21 · (Tl/T) + D22 · (T2/T) ;

D3 = D31 · (Tl/T) + D32 · (T2/T) .

Die Ermittlung der beiden Teil-Tastgrade Dil, D12 des Steuersignals SSI erfolgt wie nachfolgend beschrieben. Die Er- mittlung der jeweiligen Teil-Tastgrade D21, D22; D31, D32 der weiteren Steuersignale SS2, SS2 erfolgt in analoger Weise:

Zu einem ersten Messzeitpunkt tml, der zeitlich vor Beginn tO der aktuellen Signalperiode T liegt, misst die Phasenstrommess- einheit PM einen ersten Ist-Phasenstromwert I istl und leitet diesen an die Berechnungseinheit BE weiter. Zum gleichen Messzeitpunkt tml misst bzw. ermittelt die Drehwinkelmesseinheit WM einen ersten Ist-Winkelwert w_istl und eine erste

Ist-Drehgeschwindigkeit a istl und leitet die beiden Messwerte an die Berechnungseinheit BE weiter. Die Datenspeichereinheit DS leitet (zeitgleich) einen ersten Soll-Phasenstromwert I_solll an die Berechnungseinheit BE weiter, der vorab berechnet in der Datenspeichereinheit DS gespeichert wurde. Die Berechnungseinheit BE berechnet aus dem ersten

Ist-Phasenstromwert I_istl und dem ersten Soll-Phasenstromwert I_solll zunächst in einer dem Fachmann bekannten Weise (bspw. mittels einer so genannten geschlossenen Stromregelung („Closed-Loop-Stromregelung (CLS)")) die beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql eines d-/q-Koordinatensystems der Vektorregelung der elektrischen Maschine EM. Aus dem ersten Ist-Winkelwert w istl und der ersten

Ist-Drehgeschwindigkeit a_istl berechnet die Berechnungseinheit BE ferner einen ersten Bezugswinkelwert wbl .

Dabei ist der erste Bezugswinkelwert wbl eine zu einem ersten Bezugszeitpunkt tbl prognostizierte Winkelposition des Rotors. Dabei liegt der erste Bezugszeitpunkt tbl in der Mitte des ersten Periodenabschnitts Tl der aktuellen Signalperiode T, für die die beiden Teiltastgrade Dil, D12 ermittelt werden. Der erste Bezugswinkelwert wbl wird als eine Summe des ersten Ist-Winkelwertes w_istl und eines mit der ersten

Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in einer Zeitdauer tl zwischen dem ersten Messzeitpunkt tml und dem ersten Bezugszeitpunt tbl zurückgelegten Drehwinkels des Rotors berechnet.

Die Änderung der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in der zurückliegenden Zeitdauer tl wird vernachlässigt, da diese vernachlässigbar gering ausfällt und kaum Einfluss auf die Änderung der Winkelposition in der Zeitdauer tl aufweist. Damit gilt: wbl = w_istl + tl-a_istl = w_istl + (tbl - tml) -a_istl.

Dadurch, dass der erste Bezugszeitpunkt tbl in der Mitte des ersten Periodenabschnitts Tl liegt, weist der berechnete erste Bezugswinkelwert wbl eine in Summe geringste Abweichung ge ^¬ genüber der tatsächlichen Winkelposition des Rotors zu dem genannten ersten Bezugszeitpunt tbl auf. Bei Bedarf kann der erste Bezugszeitpunkt tbl auch in der vorderen oder in der hinteren Hälfte des ersten Periodenabschnitts Tl liegen.

Aus den beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql und dem ersten Bezugswinkelwert wbl berechnet die Berechnungseinheit BE in einer dem Fachmann bekannten Weise (bspw. basierend auf einer „d-/q-Transformation") drei erste Phasenspannungen für die drei Phasenströme und aus den drei ersten Phasenspannungen den ersten Teil-Tastgrade Dil und auch die ersten Teil-Tastgrade D21, D31 der weiteren Steuersignale SS2, SS3. Die positivspannungs- seitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann für den ersten Periodenabschnitt Tl der aktuellen Signalperiode T mit den jeweiligen ersten

Teil-Tastgraden Dil, D21, D31 angesteuert in der dem Fachmann bekannten Weise zeitlich versetzt bzw. gegensinnig geschaltet.

Zu einem zweiten Messzeitpunkt tm2, der zeitlich vor dem zweiten Periodenabschnitt T2 bzw. vor dem Beginn tO der aktuellen Signalperiode T liegt, misst die Phasenstrommesseinheit PM einen zweiten Ist-Phasenstromwert I_ist2 und leitet diesen an die

Berechnungseinheit BE weiter. Zu dem gleichen Messzeitpunkt tm2 misst bzw. ermittelt die Drehwinkelmesseinheit WM einen zweiten Ist-Winkelwert w_ist2 und eine zweite Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 und leitet die beiden Messwerte an die Berechnungseinheit BE weiter. Die Datenspeichereinheit DS leitet (zeitgleich) einen zweiten Soll-Phasenstromwert I soll2 an die Berechnungseinheit BE weiter, der ebenfalls vorab berechnet in der Datenspeichereinheit DS gespeichert wurde. Die Berechnungseinheit BE berechnet aus dem zweiten

Ist-Phasenstromwert I ist2 und dem zweiten Soll-Phasenstromwert I_soll2 zunächst in der dem Fachmann bekannten Weise (bspw. mittels einer so genannten geschlossenen Stromregelung

(„Closed-Loop-Stromregelung (CLS)")) die beiden zweiten Spannungskomponenten Ud2 und Uq2 des d- /q-Koordinatensystems der Vektorregelung der elektrischen Maschine EM.

Aus dem zweiten Ist-Winkelwert w_ist2 und der zweiten

Ist-Drehgeschwindigkeit a ist2 berechnet die Berechnungseinheit BE einen zweiten Bezugswinkelwert wb3.

Dabei ist der zweite Bezugswinkelwert wb3 eine zu einem zweiten Bezugszeitpunkt tb2 prognostizierte Winkelposition des Rotors. Dabei liegt der zweite Bezugszeitpunkt tb2 in der Mitte des zweiten Periodenabschnitts T2 der aktuellen Signalperiode T.

Der zweite Bezugswinkelwert wb3 wird als Summe des zweiten Ist-Winkelwertes w ist2 und eines mit der zweiten

Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 in einer Zeitdauer t3 zwischen dem zweiten Mess Zeitpunkt tm2 und dem zweiten Bezugszeitpunt tb2 zurückgelegten Drehwinkels des Rotors berechnet. Die Änderung der zweiten Ist-Drehgeschwindigkeit a_ist2 in der zurückliegenden Zeitdauer t3 wird aus oben genanntem Grund ebenfalls vernachlässigt. Damit gilt: wb3 = w_ist2 + t3-a_ist2 = w_ist2 + (tb2 - tm2) -a_ist2.

Dadurch, dass der zweite Bezugszeitpunkt tb2 in der Mitte des zweiten Periodenabschnitts T2 liegt, weist der berechnete zweite Bezugswinkelwert wb3 eine in Summe geringste Abweichung ge ^¬ genüber der tatsächlichen Winkelposition des Rotors zu dem genannten zweiten Bezugszeitpunt tb2 auf. Bei Bedarf kann der zweite Bezugszeitpunkt tb2 ebenfalls in der vorderen oder in der hinteren Hälfte des zweiten Periodenabschnitts T2 liegen.

Aus den beiden zweiten Spannungskomponenten Ud2 und Uq2 und dem zweiten Bezugswinkelwert wb3 berechnet die Berechnungseinheit BE in der dem Fachmann bekannten Weise (bspw. basierend auf einer „d-/q-Transformation") drei zweite Phasenspannungen für die drei Phasenströme und aus den drei zweiten Phasenspannungen den zweiten Teil-Tastgrad D12 und auch die zweiten Teil-Tastgrade D22, D32 der weiteren Steuersignale SS2, SS3. Die positiv- spannungsseitigen und die negativspannungsseitigen Halbleiterschalter HS1, HS2 werden dann für den zweiten Periodenabschnitt T2 der aktuellen Signalperiode T mit den jeweiligen zweiten Teil-Tastgraden D12, D22, D32 angesteuert weiter ge- schaltet.

Alternativ können die drei zweiten Teil-Tastgrade D12, D22, D32 aus dem zum ersten Messzeitpunkt tml gemessenen ersten Ist-Phasenstromwert I_istl, dem ersten Soll-Phasenstromwert I_solll, dem ersten Ist-Winkelwert w_istl und der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a_istl in einer analogen Weise wie oben beschrieben berechnet werden.

In diesem Fall entspricht der zweite Bezugswinkelwert wb2 einer Summe des ersten Ist-Winkelwertes w_istl und eines mit der ersten Ist-Drehgeschwindigkeit a istl in einer Zeitdauer t2 zwischen dem ersten Messzeitpunkt tml und dem zweiten Bezugszeitpunt tb2 zurückgelegten Drehwinkels des Rotors: wb2 = w_istl + t2-a_istl = w_istl + (tb2 - tml) -a_istl.

Die drei zweiten Phasenspannungen für die drei Phasenströme und somit die drei zweiten Teil-Tastgrade D12, D22, D32 berechnet die Berechnungseinheit BE dann aus den beiden ersten Spannungskomponenten Udl und Uql und dem wie oben beschrieben berechneten zweiten Bezugswinkelwert wb2. Durch das oben beschriebene Verfahren werden die Ge- samt-Tastgrade Dl, D2, D3 der Steuersignale SSI, SSI'; SS2, SS2 - SS3, SS3 schon mitten in den jeweiligen Signalperioden T angepasst. Dadurch können die von den Halbleiterschaltern HS1, HS2 bereitgestellten Phasenspannungen schneller denjenigen gewünschten Soll-Spannungen angepasst werden, ohne dabei die (Schalt-) Frequenz der Steuersignale SSI, SS1\- SS2, SS2 \· SS3, SS3 ^X erhöhen zu müssen.

Dadurch kann die Schaltfrequenz der Steuersignale SSI, SSI ^Λ ; SS2, SS2 - SS3, SS3 vergleichsweise niedrig gehalten werden und folglich können die Halbleiterschalter HS1, HS2 auch schalt- verlustarmer betrieben werden. Entsprechend kann der elektrische Antrieb EA auch verlustleistungsarmer betrieben werden.