Das Verfahren wird in elektronischen Geräten verwendet, vorzugsweise in Elektrizitätszählern, Tarifgeräten, Rundsteuerempfangem oder Kombinationen dieser Geräte.

Ein Verfahren der eingangs genannten Art ist aus der US-PS 5,644,271 bekannt, in der die Kompensation einer temperaturbedingten Frequenzdrift eines digitalen Taktsignals beschrieben wird, welches von einem Oszilattor erzeugt wird und dessen Frequenz von der Temperatur abhängig ist. Die Temperatur wird mittels eines Sensors, z. B. eines Thermistors gemessen, dessen analoges Ausgangssignal mittels eines Analog/Digital-Wandlers in ein digitales Signal umgewandelt wird.

Der digitale Wert des letzteren dient als Adresse eines Speichers, in dem tabellenförmig Korrekturwerte der Frequenz in Funktion der Temperatur abgespeichert sind. Der Datenausgang des Speichers ist über einem Akkumulator auf ein Verzögerungsglied geführt, welches z. B. aus einem Zähler besteht, dessen Takteingang von einem Referenzfrequenz-Taktsignal gespeist ist, welches von einem Referenz-Quarzoszillator erzeugt wird. Der Zähler zählt die Impulse des letzteren. Die Verzögerungszeit des Verzögerungsglied ist digital einstellbar, indem ein Korrekturwert parallel in den Zähler geladen wird, welcher dann-beim Korrekturwert beginnend-rückwärts bis Null zählt und beim Erreichen des Nullwertes einen Ausgangsimpuls erzeugt. Das Ausgangsignal des Verzögerungsgliedes besteht somit aus temperaturabhängig verzögerten Impulsen, die das temperaturkompensierte Taktsignal bilden.

Bekannt ist auch US-PS 4,902,964, in der ein Elektrizitätszähler mit Verbrauchsregister ("demand register") beschrieben ist. Das letztere ermittelt mittels eines Mikrocomputers über programmierte Zeitperioden akkumulierte und gespeicherte Verbrauchsdaten. Dabei ist die Kenntnis der genauen Realzeit von essentieller Bedeutung. Zu diesem Zweck wird ein für den Mikrocomputer benötigtes Taktsignal von einer 50 Hz-oder 60 Hz-Netzfrequenz abgeleitet, wobei Perioden eines Netzsignals mit Hilfe einer mittels eines Quarzoszillators erzeugten Referenzfrequenz ermittelt werden. Ein Zähler ermittelt die Netzperioden, indem er die zwischen zwei aufeinanderfolgende Nulldurchgänge der Netzfrequenz vorhandenen Impulse der Referenfrequenz zählt. Anschliessend stellt ein Frequenzkomparator unter Berücksichtigung der zulässigen Frequenz-Toleranzen fest, ob die ermittelte Netzperiode eine 50 Hz-oder eine 60 Hz-Periode ist, worauf der Zählwert eines zugehörigen 50 Hz-bzw. 60 Hz-Zählers inkrementiert wird. Sobald der Zählwert eines dieser Zähler den Wert fünf erreicht hat, was fünf Nulldurchgangs-Abstände der betreffenden Frequenz entspricht, werden die Operationsparameter des Mikrocomputers und des Programm-Taktsignals entsprechend der ermittelten Netzperiode automatisch gesetzt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu realisieren, welches es ermöglicht, temperatur-und/oder nichttemperaturbedingte unerwünschte Frequenzänderungen eines Taktsignals auf einfache und preisgünstige Weise sowie mit geringem schaltungstechnischem Aufwand automatisch zu kompensieren, unter Benutzung, nach Möglichkeit, bereits vorhandener Bauteile und ohne, dass dabei ein zweiter Oszillator erforderlich ist. Solche bereits in Elektrizitätszählern, Tarifgeräten, Rundsteuerempfangem oder Kombinationen dieser Geräte vorhandene Bauteile sind z. B. Teiler, deren Teilungsfaktor Zwei ist.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen : Fig. 1 ein Blockschaltbild eines mit einem Taktgeber verbundenen Mikrocomputers, Fig. 2 ein Blockschaltbild des Taktgebers, Fig. 3 eine prinzipielle Darstellung einer Frequenzkorrektur, Fig. 4 Impulsdiagramme zu einem, einen Teilungsfaktor 2 A aufweisenden Teiler, Fig. 5a eine prinzipielle Darstellung eines unkorrigierten Systems und Fig. 5b eine prinzipielle Darstellung eines korrigierten Systems In vielen elektronischen Geräten, vor allem aber in Elektrizitätszählern, Tarifgeräten, Rundsteuerempfangem und Kombinationen dieser Geräten, wird heutzutage die Realzeit ("real time") benötigt, also das genaue Kalenderdatum und die genaue Uhrzeit. Solche Geräte enthalten in der Regel einen Mikrocomputer 1 und einen Taktgeber 2 (siehe Fig. 1). Der letztere weist einen Oszillator 4 auf (siehe Figur 2), der vorzugsweise ein mit einem Quarz 3 bestückter Quarzoszillator ist. Im letzteren Fall ist der Taktgeber 2 extern mit dem Quarz 3 beschaltet (siehe Fig. 1) und erzeugt der Oszillator 4 ein Taktsignal, dessen Frequenz einer Quarzfrequenz entspricht. Nachfolgend wird die Oszillatorfrequenz mit fQ bezeichnet und beträgt z. B. 32,768 kHz. Eine Realzeit-Funktion ist im Mikrocomputer 1 als Software implementiert. Mit Hilfe des Taktgebers 2 kann die Realzeit mit einer gewünschten Genauigkeit ermittelt werden.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand des Beispiels eines Elektrizitätszählers näher beschrieben.

In modernen Elektrizitätszählern wird zur Verrechnung gemessener Energie die genaue Realzeit

benötigt, bei der Energiemessungen stattgefunden haben. Der Elektrizitätszähler enthält mindestens einen, in der Zeichnung nicht dargestellten Sensor HMC, mit dem z. B. eine zur gemessenen Energie gehörende Leistung PN ermittelt wird. Die Ausgangsfrequenz des Sensors HMC ist vorzugsweise proportional der ermittelten Leistung PN = UN iN, wobei UN eine Netzspannung eines Energieversorgungsnetzes und iN ein zur ermittelten Leistung PN gehörender Strom ist. Im Taktgeber 2 des Elektrizitätszählers werden z. B. vier Taktsignale CL1, CL2, CL3 und CL4 erzeugt (siehe Fig.

1). Zwei dieser Taktssignale, nämlich CL1 und CL2, werden vom Mikrocomputer I benötigt und über je eine getrennte Verbindung vom Taktgeber 2 dem Mikrocomputer I zugeführt. Zwischen dem Mikrocomputer 1 und dem Taktgeber 2 ist ausserdem eine normierte bidirektionelle SPI-Verbindung vorhanden, mittels welcher Informationen synchron zeitseriell in beiden Richtungen zwischen dem Mikrocomputer I und dem Taktgeber 2 übertragbar sind. Der Mikrocomputer 1 empfängt das Taktsignal CLI, dessen Frequenz fT z. B. lOHz beträgt, aufseinen Interrupteingang. Die Frequenz fT des Taktsignals CL1 ist von der Oszillatorfrequenz fQ des im Taktgeber 2 enthaltenen Oszillators 4 oder von einer Netzfrequenz fN des Energieversorgungsnetzes abgeleitet. Die Netzspannung UN des Energieversorgungsnetzes speist für den letzteren Fall einen Eingang des Taktgebers 2 und stellt diesem die Netzfrequenz fN zur Verfügung, welche bekanntlich in Europa 50 Hz und in den USA 60 Hz beträgt. Das Taktsignal CL1 wird z. B. mittels eines SPI-Befehls, der vom Mikrocomputer I über die SPI-Verbindung dem Taktgeber 2 zugeleitet wird, wahlweise von der Oszillatorfrequenz fQ oder der Netzfrequenz fN abgeleitet. Die Frequenzen der drei Taktsignale CL2, CL3 und CL4 sind dagegen immer von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitet. Die letztere ist, wie bereits erwähnt, vorzugsweise eine Quarzoszillator-Frequenz. Für den Mikrocomputer I ist die I OHz-Frequenz des Taltsignals CL1 als exakt anzusehen, so dass-ausser nach einem Spannungsunterbruch-keine Genauigkeitskorrektur mittels einer Mikrocomputer-Software erforderlich ist. Das Taktsignal CL2 seinerseits bildet den Prozessortakt des Mikrocomputers 1. Zu seiner Erzeugung enthält der Taktgeber 2 z. B. einen Phasenregelkreis PLL ("phase locked loop"), dessen Takteingang mit einem Ausgang des Oszillators 4 verbunden ist. Mit Hilfe des Phasenregelkreises PLL wird-ausgehend von der Oszillatorfrequenz fQ-durch Frequenz-Vervielfachung das Taktsignal CL2 erzeugt, dessen Frequenz z. B. 150 mal grösser ist als die Oszillatorfrequenz fQ, nämlich z. B. 5 MHz. Das Taktsignal CL3 speist über einen getrennten Ausgang des Taktgebers 2 den Sensor HMC. Die Frequenz des Taktsignals CL3 dient unter anderem als Messfrequenz fM : Wenn die Frequenz fT des Taktsignals CL1 von der Netzfrequenz fN abgeleitet wird, werden Perioden TN eines die Netzfrequenz fN aufweisenden Netzfrequenz-Taktsignals mit Hilfe der von der Oszillatorfrequenz fQ bzw. Quarzoszillator-Frequenz abgeleiteten Messfrequenz fm gemessen zur Ermittlung mindestens einer Periode TN der Netzspannung UN, unter anderem mit dem Ziel eine automatische 50Hz/60Hz- Umschaltung zu realisieren. Die Frequenz des Taktsignals CL3 ist z. B. 8,192 kHz, während diejenige des Taksignals CL4 z. B. 4,096 kHz beträgt. Die letztere dient unter anderem zur frequenzmässigen Ausmessung der Oszillatorfrequenz fQ. Die Frequenz des Taktsignals CL4 ist in diesem Fall nicht kalibriert und wird, was in der Zeichnung nicht dargestellt ist, mit einer

Referenzfrequenz fR verglichen zur Ermittlung eines Frequenz-Korrekturwertes m. Dieser mit Hilfe der Referenzfrequenz fR ermittelte Frequenz-Korrekturwert m wird in einen Speicher des Mikrocomputers 1 gespeichert. Das Taktsignal CL4 ist über einen getrennten Ausgang des Taktgebers 2 von aussen messbar.

Aus der Fig. 2 ist der innere Aufbau des Taktgebers 2 ersichtlich. Dieser enthält ausser den Phasenregelkreis PLL und den Oszillator 4 eine SPI-Schnittstelle 5, einen freilaufenden Zähler 6, einen ersten Frequenzteiler 7, eine Frequenzkorrektur-Schaltung 8, einen zweiten Frequenzteiler 9, einen Netzfrequenz-Zähler 10, eine Umschalt-Steuerschaltung 11, einen Analog/Digital-Wandler 12 sowie einen Multiplexer 13. Der in der Fig. 2 nichtdargestellte Quarz 3 ist zwischen zwei Klemmen XIN und XOUT des Oszillators 4 angeschlossen, falls dieser ein Quarzoszillator ist. Der Quarz 3 ist dann vorzugsweise die einzige chipexterne Komponente des Oszillators 4 und des Taktgebers 2. Alle anderen Bauelemente derselben sind in einem Chip integriert. Die SPI-Schnittstelle 5 dient zur Kommunikation zwischen dem Mikrocomputer 1 und dem Taktgeber 2, wobei der letztere immer als Sklave arbeitet. Mit entsprechenden Telegrammen können z. B. Funktionsparameter des Taktgebers 2 gesetzt oder gelesen werden sowie der freilaufende Zähler 6 auf Null zurückgestellt werden. Die SPI-Verbindung weist vier Verbindungsdrähte auf, die jeweils an einem SCK-Eingang ("shift clock"), einem MOSI-Eingang ("master out, slave in"), einem CSB-Eingang ("chip select") oder einem MISO-Ausgang ("master in, slave out") der normierten SPI-Schnittstelle 5 angeschlossen sind.

Die Oszillatorfrequenz fQ bzw. die Frequenz des Quarzes 3 ist in der Regel relativ grossen Streuungen unterworfen, so dass die abgeleitete Frequenz fT des Taktsignals CL1 von Gerät zu Gerät sehr unterschiedlich sein kann und entsprechend ungenaue Realzeiten ergibt. Sie muss daher kalibriert werden, so dass alle Geräte die gleiche Realzeit ergeben. Zur Erzeugung einer kalibrierten Frequenz fT des Taktsignals CL1 wird eine mindestens annnähernd halbierte Grundfrequenz fG verwendet, wobei eine vom Frequenz-Korrekturwert m abgeleitete Annäherung bei einer Halbierung der Grundfrequenz fG benutzt wird. Dazu wird die Grundfrequenz fG in der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 mindestens <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> annähernd halbiert mit Hilfe eines Teilungsfaktors [2 A], der in der Regel eine kleine Abweichung A vom idealen Teilungsfaktor Zwei aufweist. Die Frequenzkorrektur-Schaltung 8 teilt also die Grundfrequenz fG durch 2A, d. h. durch zwei plus oder minus einem kleinen Wert A. Mittels des <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> kleinen Wertes A lässt sich der Fehler der Oszillatorfrequenz fQ korrigieren. Der Wert der Abweichung <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> A ist vom Frequenz-Korrekturwert m abgeleitet. Der im Mikrocomputer 1 gespeicherte Frequenz- Korrekturwert m wird mittels eines SPI-Telegramms über die SPI-Schnittstelle 5 der Frequenzkorrektur- Schaltung 8 zugeführt. Die Grundfrequenz fG ist entweder die Oszillatorfrequenz fQ, was in der Fig. 2 angenommen wurde, oder eine von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete Frequenz. Um das kalibrierte

Taktsignal CL1 zu erhalten, wird die kalibrierte Ausgangsfrequenz der Frequenzkorrektur-Schaltung 8, die-mindestens annähernd-16,384 kHz beträgt, verwendet und im zweiten Frequenzteiler 9 weiter geteilt, nämlich durch 1638,4, um 10 Hz zu erhalten. Weiter werden im zweiten Frequenzteiler 9 noch das 8,192 kHz-Taktsignal CL3 und das 4,096 kHz-Taktsignal CL4 erzeugt durch Teilung der kalibrierten Ausgangsfrequenz der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 durch zwei bzw. vier. In der Fig. 2 sind die digitalen Frequenzwerte 32,768 kHz, 16,384 kHz, 8,192 kHz und 4,096 kHz-wie in der Digitaltechnik üblich- abgekürzt mit 32 kHz, 16 kHz, 8 kHz und 4 kHz bezeichnet. Es ist zu beachten, dass bei Ermittlung des Frequenz-Korrekturwertes m eine unkalibrierte Frequenz 4,096 kHz des Taktsignals CL4 mit der Referenzfrequenz fR verglichen werden muss. Dies bedeutet, dass die Frequenzkorrektur- Schaltung 8 in diesem Fall genau durch 2 teilen muss, d. h. dass in diesem Fall A = 0 gilt. In einem Produktionsschritt kann der Taktgeber 2 mit Hilfe eines SPI-Telegramms in einen sogenannten Kalibriermodus geschaltet werden, um eine von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete unkalibrierte Frequenz, z. B. die Frequenz 4,096 kHz des Taktsignals CL4, zu messen und den Frequenz- Korrekturwert m zu ermitteln.

Die Genauigkeit der Oszillatorfrequenz fQ ist z. B. 20 ppm. Die Genauigkeit der korrigierten, kalibrierten Frequenz fT des Taktsignals CL1 ist min. 1 ppm.

Nachfolgend werden folgende Abkürzungen verwendet : fQ, TQ : fehlerbehaftete Oszillatorfrequenz bzw. fehlerbehaftete Oszillatorperiodendauer, fs, TS : Oszillator-Sollfrequenz bzw. Oszillator-Sollperiodendauer, fG : Grundfrequenz, EQ : relativer Fehler der Oszillatorfrequenz und F, : relativer Fehler der korrigieren Taktfrequenz fT.

Es gelten folgende Zusammenhänge : fQ = fs (1+8Q) Gleichung 1 TQ ~ Ts (1 + EQ) Gleichung 2 Wie aus Fig. 3 ersichtlich wird die Grundfrequenz fo in der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 durch [2 A] geteilt, so dass am Ausgang der letzteren ein Taktsignal vorhanden ist, dessen Frequenz mindestens annähernd fo/2 ist.

In Fig. 4 ist die prinzipielle Arbeitsweise eines erfindungsgemässen, einen Teilungsfaktor [2 A] aufweisenden Teilers anhand von Impulsdiagrammen verdeutlicht. Die Impulse der Grundfrequenz fG sind periodisch von Eins bis zum Korrekturwert m fortlaufend durchnumeriert. Der Frequenz-

Korrekturwert m ist somit eine Zahl, deren Wert eine Nummer der Impulse der Grundfrequenz fG ist.

Um durch [2 A] zu teilen, wird zuerst einmal jeder zweite Impuls der Grundfrequenz fG unterdrückt. Die mindestens annähernde Halbierung der Grundfrequenz fG erfolgt somit, indem die Grundfrequenz fG zuerst ideal halbiert wird, bevor dann zur Realisierung der Annäherung zu Zeitpunkten der Impulse der Grundfrequenz fG, deren Nummer mit dem Frequenz-Korrekturwert m übereinstimmt, zur Impulsreihe, deren Frequenz die ideal halbierte Grundfrequenz fo/2 ist, jeweils ein Impuls hinzugefügt oder nichthinzufügt wird. In dem in der Fig. 4 dargestellten Beispiel ist dies bei jedem siebten Impuls der Fall, d. h. m = 7. Die Abweichung A des Teilerfaktors von 2 wird also erreicht, indem nach gewissen, durch den Frequenz-Korrekturwert m gekennzeichneten Zeiten jeweils ein zusätzlicher Impuls hinzugefügt wird oder nicht. Dabei wird ein Impuls jeweils hinzugefügt, wenn eine negative Abweichung-| EQ|, und kein Impuls hinzugefügt, wenn eine positive Abweichung (+l eQI) der Oszillatorfrequenz fQ von ihrer Sollfrequenz vorhanden ist.

Bedingung für eine korrekte Frequenzkorrektur in beiden Richtungen A ist, dass der Frequenz- Korrekturwert m eine ungerade ganze Zahl ist. Wie aus Fig. 4, zweite Zeile, ersichtlich ist, wird zum Zeitpunkt der Impulse m = 7 jeweils ein Impuls hinzugefügt, wenn fJfs < 2. Umgekehrt, wenn fdfi > 2, wird gemäss Fig. 4, dritte Zeile, zum Zeitpunkt der Impulse m = 7 kein Impuls hinzugefügt.

Dabei bezeichnet fi die Anzahl Eingangsimpulse und fo die Anzahl Ausgangsimpulse der Frequenz- Korrekturschaltung 8.

Der mittels der Frequenz-Korrekturschaltung 8 realisierte Teilungsfaktor [2 A] ergibt sich aus der Formel : Gleichung 3, wobei das Vorzeichen"+"zu verwenden ist, wenn ein Impuls hinzugefügt wird, und das Vorzeichen"-' wenn kein Impuls hinzugefiigt wird.

Die folgende Gleichung stellt die Grundlage zur Berechnung des Korrekturfaktors m dar : 2 1+sZ-fs [1sQ, Gleichung 4 Halbe Frequenz mit einem Fehlerbehaftete Teiler durch Fehler nach der Korrektur Oszillatorfrequenz [2A] Die Gleichung 4 nach m aufgelöst ergibt : Gleichung 5

Da nach der Frequenzkorrektur möglichst kein Fehler mehr vorhanden sein soll, ist 8z gleich Null zu setzen. Es folgt somit für die Berechnung von m : Gleichung 6 Der ermittelte Frequenz-Korrekturwert m wird vom Mikrocomputer 1 über die SPI-Schnittstelle 5 und deren mit m bezeichneten Ausgang der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 zugeführt.

Die Gleichung 4 nach EZ aufgelöst ergibt : #z7Gleichung Berechnungs-Beispiel A : Die Genauigkeit des Quarzes beträgt z. B. FQ = +101ppm. Die Gleichung 6 ergibt 101#10-6+1 m==9901.99 101#10-6 oder gerundet auf den nächsten ungeraden Wert : m = 9901.

Mit diesem m-Wert beträgt der Fehler nach der Frequenzkorrektur gemäss Gleichung 7 : <BR> <BR> <BR> <BR> 1<BR> <BR> -0.01ppm#z=(-1+101#10-6#9901-101#10-6)= <BR> <BR> 9901 Berechnungs-Beispiel B : <BR> <BR> <BR> <BR> Die Genauigkeit des Quarzes beträgt z. B. SQ =-101ppm. Die Gleichung 6 ergibt<BR> 101#10-6-1<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> =9899.99m= <BR> -101310-6 oder gerundet auf den nächsten ungeraden Wert : m = 9899.

Mit diesem m-Wert beträgt der Fehler nach der Frequenzkorrektur gemäss Gleichung 7 : 1/9899(+1-101#10-6#9899-101#10-6)=0.01ppm

Der Oszillator 4, der freilaufende Zähler 6 und der erste Frequenzteiler 7 sind sogenannte"low power"- Bauteile mit niedrigem Leistungsverbrauch und werden-in der Fig. 2 nicht dargestellt-während eines Netzausfalls des Energieversorgungsnetzes von einem Supercap oder einer Batterie gepeist, die dann ausschliesslich nur diese drei Bauteile 4,6 und 7 speisen. Der erste Frequenzteiler 7 teilt die Oszillatorfrequenz fQ des Oszillators 4 herunter auf eine an seinem Ausgang erscheinende unkalibrierte, nicht frequenzkorrigierte Frequenz eines weiteren Taktsignals CLIU. Die unkalibrierte Frequenz des letzteren ist bis auf einen Kalibrierunterschied gleich der zu kalibrierenden Frequenz fT = 10 Hz des Taktsignals CL1. Eine Osillatorfrequenz fQ von 32,768kHz wird also im ersten Frequenzteiler 7 durch 3276,8 geteilt. Die Impulse des Taktsignals CLlu sind auf einen Takteingang des freilaufenden Zählers 6 geführt und werden von diesem gezählt. Der freilaufende Zähler 6 dient zur Nachführung der Realzeit nach einem Netzausfall und ist z. B. ein 32-Bit-Zähler. Ein 32Bit-Parallelausgang des freilaufenden Zählers 6 ist auf einen mit FRC ("free running counter") bezeichneten Buseingang der SPI-Schnittstelle 5 geführt. Der Zählerstand des freilaufenden Zählers 6 kann über die SPI-Schnittstelle 5 und die SPI- Verbindung (siehe Fig. 1) vom Mikrocomputer 1 gelesen werden. Während eines Netzausfalls zählt der freilaufende Zähler 6 weiter, so dass sein Zählerstand weiter inkrementiert wird. Eine während der Dauer des Netzausfalls erfolgte Inkrementation A des Zählerstandes des freilaufenden Zählers 6 entspricht der Dauer des Netzausfalls. Die Realzeit wird im Mikrocomputer 1 entsprechend nachgeführt.

Der Taktgeber 2 ist so ausgelegt, dass eine minimale Betriebsdauer (Gangreserve) von einer Woche sichergestellt ist unter der Bedingung, dass die Kapazität eines vorhandenen Supercap's 0.56 F bis 0.22 F beträgt, ein paralleler Entladewiderstand des Supercap's nicht kleiner als 5 MQ ist und die Spannung des Supercap's zu Beginn einer Entladung 5 Volt beträgt. Der analoge Wert einer Ausgangsspannung UCA des Supercap's bzw. der Batterie wird mittels des Analog/Digital-Wandlers 12 in einen digitalen Wert UCD umgewandelt, welcher z. B. 4 Bit aufweist und einem mit UCD bezeichneten Eingang der SPI- Schnittstelle 5 zugeführt ist. Der Analog/Digital-Wandler 12 dient dazu, die Restspannung des Supercap's nach einem Netzausfall zu messen. Der Wert der Restspannung des Supercap's wird also nach einem Netzausfall gemessen und über die SPI-Schnittstelle 5 vom Mikrocomputer 1 abgefragt zwecks Entscheidung, ob ein beim Netzausfall anstehender Zählerstand des freilaufenden Zählers 6 gültig ist oder nicht. Die drei Bauteile 4,6 und 7 funktionieren bis zu einer Restspannung von ca 1 Volt und laufen somit bei einem Netzausfall weiter, solange die Restspannung des Supercap's mindestens 1 Volt beträgt. Eine Analog/Digital-Wandlung des Restspannungswertes wird jedesmal gestartet, wenn ein an einem mit SLEEPB_RB bezeichneten Eingang des Taktgebers 2 anstehendes"low power"-Signal inaktiviert wird, d. h. wenn an einem mit SLEEP bezeichneten Eingang des Analog/Digital-Wandlers 12 ein Logikwert"1"erscheint, und dauert z. B. sieben Oszillator-Taktperioden. Das Wandlungsresultat kann beliebig oft ausgelesen werden und bleibt solange erhalten, bis die nächste Wandlung abgeschlossen ist.

Die Perioden TT des Taktsignals CL1 dienen wie bereits erwähnt als Zeitbasis der Realzeit. Bei einer Spannungswiederkehr nach einem jeden Netzausfall wird die Realzeit nachgefiihrt durch Ermittlung der Dauer des Netzausfalls mit anschliessend entsprechender Korrektur der Realzeit. Da die Ermittlung der Dauer des Ausfalls mit Hilfe eines nichkalibrierten Taktsignals CL I u erfolgt, muss die so ermittelte Dauer vor Korrektur der Realzeit durch Abzug eines Zeitkorrekturwertes d bei einem Vorliegen einer positiven Abweichung +1 ex oder Hinzufügen des Zeitkorrekturwertes d bei einem Vorliegen einer negativen Abweichung-| sJ korrigiert werden, wobei der Zeitkorrekturwert d vom Frequenz-Korrekturwert m abhängig ist. Da der freilaufende Zähler 6 mit einem vom unkorrigierten Quarzsignal abgeleiten 10Hz-Taktsignal getaktet wird, muss die Frequenzkorrektur nach einem Netzausfall jeweils vom Mikrocomputer-Programm ausgeführt werden. Es stellt sich nun die Frage, um welchen Zeitkorrekturwert d eine Inkrementation A des Zählerstandes des freilaufenden Zählers 6 korrigiert werden muss bei einem gegebenen Frequenz- Korrekturwert m, wenn anlässlich der Dauer eines Netzausfalls die Inkrementation A des Zählerstandes des freilaufenden Zählers 6 erfolgt und diese Dauer der Inkrementatiom A entspricht.

Um bei einer Oszillatorfrequenz fQ von 32,768kHz auf ein Ausgangssignal von 10 Hz zu gelangen, muss der Teilungsfaktor V des ersten Frequenzteilers 7 gleich 3276,8 sein. Die Teilerkette des unkorrigierten Systems (siehe Fig. Sa) liefert folgende Grundgleichung : e = A Gleichung 8, V während die Teilerkette des korrigierten Systems (siehe Gleichung 3 und Fig. 5b) die Gleichung m-+l 2 e = A + d Gleichung 9<BR> <BR> 2m V ergibt. Durch Einsetzen von Gleichung 8 in der Gleichung 9 ergibt sich : A d =-Gleichung 10 m Der Zeitkorrekturwert d ist somit gleich einem Verhältnis A/m der anlässlich der Dauer des Netzausfalls erfolgten Inkrementation A und des Frequenz-Korrekturwertes m, wobei der Wert des Verhältnisses A/m auf den nächsten ganzen Wert abgerundet ist.

Wenn also z. B. während eines Spannungsausfalls der freilaufende Zähler 6 um einen Wert A = 46435 inkrementiert wurde, dann ist mit m = 9901 und EQ > 0 : A 46435 d= = = 4,69 m 9901

oder abgerundet d = 5. Um die Ungenauigkeit der Oszillatorfrequenz fQ zu korrigieren, muss somit vom Inkrementationswert A des Zählerstandes des freilaufenden Zählers 6 der abgerundete Wert d = 5 wegen EQ > 0 abgezogen werden.

Für den Faktor m werden vorzugsweise 24 Bit verwendet, wobei das MSB ("most significant bit") das Vorzeichen der Korrektur angibt : MSB ="1" : Hinzufügen eines Impulses (Korrektur für EQ < 0) MSB ="0" : Auslassen eines Impulses (Korrektur für EQ > 0) Die Schaltung funktioniert für 3 <= m <= 224 _ I Das MSB wird von einem mit pmI ("plus minus Impuls") bezeichneten Ausgang der SPI-Schnittstelle 5 der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 zugeführt.

Eine Umgebungstemperatur T des Oszillators 4 und, sofern vorhanden, des Quarzes 3 ist in der Regel variabel, so dass auch die Oszillatorfrequenz fQ temperaturabhängig variabel ist. In diesem Fall ist der Frequenz-Korrekturwert m ein von der Umgebungstemperatur T des Oszillators 4 bzw. des Quarzes 3 temperaturabhängiger Frequenz-Korrekturwert mT. Bei einer Kalibrierung wird dann mit Hilfe der Referenzfrequenz fR bei einer mittleren Umgebungstemperatur To des Oszillators 4 ein mittlerer Frequenz-Korrekturwert mo ermittelt und gespeichert. Im Betrieb wird ausserdem, z. B. fortlaufend periodisch, die Umgebungstemperatur T des Oszillators 4 gemessen und eine Temperaturdifferenz AT = T-To der gemessenenen Umgebungstemperatur T zur mittleren Umgebungstemperatur To des Oszillators 4 ermittelt. Der Temperaturdifferenz AT = T-To wird in einen Differenzwert Am des Frequenz-Korrekturwertes m umgewandelt, welcher dann zum gespeicherten mittleren Frequenz-Korrekturwert mo algebraischen addiert wird zwecks Bildung des temperaturabhängigen Frequenz-Korrekturwertes mT = mo Am, wobei das Plus-Zeichen für einen positiven Wert und das Minus-Zeichen für einen negativen Wert des Differenzwertes Am gilt.

Vorzugsweise sind gemessene Werte der Umgebungstemperatur T oder ermittelte Temperaturdifferenzwerte AT = T-To der Umgebungstemperatur T zur mittleren Umgebungstemperatur To Adressen eines Speichers des Mikrocomputers 1, in dem unter der entsprechenden Adresse der zur betreffenden Adresse gehörige Wert des temperaturabhängigen Frequenz-Korrekturwertes mT = mo Am gespeichert ist.

Das an einem ersten Ausgang des zweiten Frequenzteilers 9 anstehende und von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete kalibrierte lOHz-Taktsignal ist einem ersten Eingang des Multiplexers 13 zugeführt. Das an einem zweiten Ausgang des zweiten Frequenzteilers 9 anstehende Taktsignal CL3 ist auf einen Takteingang des Netzfrequenz-Zählers 10 sowie auf einen mit CL3 bezeichneten Ausgang des

Taktgebers 2 geführt. Das an einem dritten Ausgang des zweiten Frequenzteilers 9 anstehende Taktsignal CL4 ist auf einen weiteren, mit CL4 bezeichneten Ausgang des Taktgebers 2 geführt.

Der Taktgeber 2 erfasst und beurteilt die Netzfrequenz fN, wobei erkannt wird, ob eine 50Hz-oder 60Hz- Netzspannung UN vorhanden ist. Zu diesem Zweck ist die Netzspannung UN auf einen Eingang des Netzfrequenz-Zählers 10 geführt, welcher ihre Periodendauer misst mit Hilfe der von der Oszillatorfrequenz fQ mit Hilfe der Frequenzkorrektur-Schaltung 8 und des zweiten Frequenzteilers 9 abgeleiteten kalibrieten 8,192 kHz-Taktfrequenz des Taktsignals CL3, die-wie bereits erwähnt-dem Takteingang des Netzfrequenz-Zählers 10 zugeführt ist. Befindet sich eine zu 50Hz oder 60Hz gehörige Netzperiode TN innerhalb einer Toleranzgrenze von 5%, so erscheint an einem mit uN_ok bezeichneten Ausgang des Netzfrequenz-Zählers 10 ein Logikwert"I", der einem Steuereingang der Umschalt- Steuerschaltung 11 zugeführt ist. In der nachfolgenden Tabelle sind die 5%-Frequenz-Toleranzgrenzen der Energieversorgungs-Spannung UN angegeben. Der Netzfrequenz-Zähler 10 zählt die Anzahl der 8,192 kHz-Impulse des Taktsignals CL3, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden positiven Flanken eines Netzfrequenz-Taktsignals vorhanden sind, welches von der Netzspannung UN abgeleitet ist und deren Frequenz besitzt. Werden also z. B. 156 Impulse gezählt, so liegt die Netzfrequenz fN gemäss der nachfolgenden Tabelle innerhalb des 50Hz 5%-Frequenzbandes und ein entsprechendes Statusbit wird gesetzt, was einem Logikwert"1"am Ausgang uN_ok des Netzfrequenz-Zählers 10 entspricht. Anzahl der 8,192 172.....156-144.....130-- Impulse Netzfrequenz < 50Hz-5% 50Hz _5% 60Hz_5% >60Hz+5% I Die Netzfrequenz fN kann also mindestens zwei Frequenzwerte, in der Regel 50 Hz und 60 Hz, besitzen. Mittels der gemessenen Perioden TN des Netzfrequenz-Taktsignals wird jeweils der Frequenzwert des letzteren ermittelt zwecks Wahl eines zugehörigen korrekten Teilungsfaktors zur Ableitung der gewünschten Frequenz fT, z. B. 10 Hz, des Taktsignals CL1 von der Netzfrequenz fN.

Innerhalb des Netzfrequenz-Zählers 10 sind daher-nicht dargestellt-zwei Teiler vorhanden, einer für 50 Hz und einer für 60 Hz, welche aus der Energieversorgungs-Spannung UN bzw. dem Netzfrequenz-Taktsignal in jedem Fall ein lOHz-Taktsignal erzeugen, welches an einem mit lOHz bezeichneten Ausgang des Netzfrequenz-Zählers 10 erscheint und einem zweiten Eingang des Multiplexers 13 zugeführt ist. Ein Ausgangssignal UNQZ_B am Ausgang der Umschalt- Steuerschaltung 11 ist auf einen Steuereingang des Multiplexers 13 geführt. Mit Hilfe des Ausgangssignals UN_QZ_B wird der erste oder zweite Eingang des Multiplexers 13 auf dessen Ausgang durchgeschaltet. Der letztere ist gleichzeitig ein mit CL1 bezeichneter Ausgang des Taktgebers 2, der gemäss Darstellung in der Fig. 1 mit dem Interrupt-Eingang des Mikrocomputers I verbunden ist und an dem in beiden Fällen ein kalibriertes IOHz-Taktsignal CL1 ansteht. Die 10Hz-

Frequenz ist dabei also entweder von der Oszillatorfrequenz fQ oder von der Netzfrequenz fN abgeleitet, je nachdem, ob der erste oder zweite Eingang des Multiplexers 13 durchgeschaltet ist.

Der Taktgeber 2 kennt somit zwei Betriebsarten zu Erzeugung des als Mikrocomputer-Interruptsignal verwendeten kalibrierten 10 HZ-Taktsignals CL1, wobei die Betriebsart mittels eines SPI-Telegramms vom Mikrocomputer I her wählbar ist. Durch diese Wahl erscheint entweder ein Logikwert"0"oder ein Logikwert"1"an einem mit QZO bezeichneten Ausgang der SPI-Schnittstelle 5, der mit einem Steuereingang QZO der Umschalt-Steuerschaltung 11 verbunden ist. Ein Takteingang der letzteren ist von der Netzspannung UN gespeist. In einer ersten der beiden Betriebsarten ist die Frequenz fT des Taktsignals CL1 ausschliesslich von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitet, was einem Logikwert"0"am Ausgang QZO der SPI-Schnittstelle 5 entspricht. Dieser Logikwert"0"erzeugt über die Umschalt- Steuerschaltung 11 einen Logikwert"0"an deren Ausgang UNQZ_B, wodurch, wie bereits erwähnt, der erste Eingang des Multiplexers 13, an dem das von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete 10Hz- Taktsignal ansteht, auf den Ausgang des Multiplexers 13 durchgeschaltet wird. In der anderen, zweiten Betriebsart erfolgt die Ableitung der Frequenz fT des Taktsignals CL I von der Netzfrequenz fN, allerdings wird zur Erzeugung der Frequenz fT des Taktsignals CL1 die Netzfrequenz fN nur verwendet, wenn die gemessenen Perioden TN des Netzfrequenz-Taktsignals innerhalb vorgegebener Toleranzgrenzen liegen, ansonsten die Frequenz fT des Taktsignals CL1 von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitet wird. Die zur Messung der Perioden TN verwendete, von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete Messfrequenz fM ist vorzugsweise, genau wie die von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete Frequenz fT des Taktsignals CL1, kalibriert. Zur Kalibrierung der Messfrequenz fM sowie der Frequenz fT des Taktsignals CL1 wird dabei vorzugsweise die gleiche, bereits erwähnte annähernd halbierte Grundfrequenz fG verwendet. In der zweiten Betriebsart ist ein Logikwert"1"am Ausgang QZO der SPI-Schnittstelle 5 vorhanden. Dieser Logikwert"1"erzeugt über die Umschalt-Steuerschaltung 11 einen Logikwert"1"an deren Ausgang uNQZ_B, wodurch der zweite Eingang des Multiplexers 13, an dem das von der Netzfrequenz fN abgeleitete 10Hz-Taktsignal ansteht, auf den Ausgang des Multiplexers 13 durchgeschaltet wird, allerdings nur unter der Bedingung, dass am mit uN_ok bezeichneten Ausgang des Netzfrequenz-Zählers 10 ein Logikwert"1"ansteht. Letzteres ist nur der Fall, wenn die Netzperiode TN sich innerhalb der erlaubten Toleranzgrenzen befindet.

Im Fall einer frequenzmässig zu ungenauen Netzspannung UN schaltet der Taktgeber 2 auch bei Vorhandensein eines Logikwertes"1"am Ausgang QZO der SPI-Schnittstelle 5 (zweite Betriebsart) automatisch um auf die von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete Frequenz fT, indem am mit uN_ok bezeichneten Ausgang des Netzfrequenz-Zählers 10 ein Logikwert"0"erscheint, worauf das Ausgangssignal UNQZ_B der Umschalt-Steuerschaltung 11 einen Logikwert"0"annimmt, der den

ersten Eingang des Multiplexers 13, an dem das von der Oszillatorfrequenz fQ abgeleitete 10Hz- Taktsignal ansteht, auf den Ausgang des Multiplexers 13 durchschaltet. Die Umschaltung ist wie folgt implementiert : Zum Umschalten von der Oszillatorfrequenz fQ auf die Netzfrequenz fN, müssen z. B. 16 aufeinanderfolgende, innerhalb der Toleranzgrenzen liegende Netzperioden TN gemessen werden.

Umgekehrt erfolgt die Umschaltung von der Netzfrequenz fN auf die Oszillatorfrequenz fQ sofort nach einer ersten zu ungenauen Netzperiode TN.