本发明实施例涉及通信技术领域， 尤其涉及一种确定预编码矩阵指示的 方法、 接收设备和发送设备。 背景技术

在无线通信网络中， 通过发射预编码技术和接收合并技术， 多入多出

( Multiple Input Multiple Output, MIMO )无线通信系统可以得到分集和阵列增 益。 利用预编码的系统可以表示为

y = HVs + N

其中， y是接收信号矢量， H是信道矩阵， 是预编码矩阵， s是发射的符 号矢量， N是测量噪声。

最优预编码通常需要发射机完全已知信道状态 信息 （Channel State

Information, CSI)。 常用的方法是用户设备（User Equipment, UE)对瞬时 CSI 进行量化并报告给基站， 通常， 接收端（例如 UE)可以基于发送端（例如基站） 发送的参考信号， 即接收信号矢量 y， 并根据已知的预定义的发射导频信号 s 的基础上， 即发射的符号矢量 s， 以及测量噪声 N， 也称为高斯白噪声， 根据 公式： y = H _{S +} n得到估计的信道矩阵 H , 再从码本中选择与所述信道矩阵 H最匹配的预编码矩阵 ， 使得数据实际传输时的信道传输质量和速率较 高。

其中用户设备包括移动台 （Mobile Station, MS ) 、 中继 （Relay) 、 移动 电话 ( Mobile Telephone ) 、 手机 ( handset) 及便携设备 ( portable equipment) 等，基站包括节点 B ( NodeB )基站（Base station, BS )，接入点（Access Point)， 发射点 ( Transmission Point, TP) ， 演进节点 B ( Evolved Node B , eNB ) 或者 中继（Relay )等。 现有长期演进（Long Term Evolution, LTE)系统报告的 CSI 信息包括秩指示 （Rank Indicator, RI) 、 预编码矩阵指示 （ Precoding Matrix Indicator, PMI)和信道质量指示（Channel Quality Indicator, CQI)信息等， 其 中， RI和 PMI分别指示使用的传输层数和预编码矩阵。 其中， 预编码矩阵指示 PMI和预编码矩阵的对应关系详见第三代合作伙 伴项目 （3rd Generation Partnership Project, 简称： 3GPP ) TS 36. 213中， 每个复值组成元素的预编 码矩阵与码本表格中的一个指示号 （预编码矩阵指示 PMI ) 相对应。 通常称所 使用的预编码矩阵的集合为码本， 其中的每个预编码矩阵为码本中的码字。

图 1为一维线阵天线的结构示意图， 如图 1所示线阵天线的分布只包括一 个方向， 该方向通常称为水平向。 图 2为二维面阵天线的结构示意图， 如图 2 所示， 二维面阵天线的分布包括水平向和垂直向两个 方向。 现有的码本设计通 常是针对一维的线阵。 而对于两行或两行以上的天线阵列， 采用现有的针对一 维线阵天线阵列结构的预编码矩阵会导致预编 码精度降低， 从而造成性能损失 较大， 降低系统的吞吐量。 发明内容

本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的 方法、 接收设备和发送设 备， 以克服现有技术的预编码矩阵无法体现二维面 阵天线的两个方向的不同 特性， 进而导致的预编码精度低的问题。

第一方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的 方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中 选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1， 所述 W1 表示为： Wl = diag {x ..., X _NB ] , \ < ί≤Ν _Β , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 A _y 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： χ _ϋ = Α^ ® Β _{ϋ ;}

所述接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩阵指示 ΡΜΙ, 以使所述发送端根据所述 ΡΜΙ得到预编码矩阵 W。

在第一方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1 个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。

根据第一方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。

根据第一方面、 第一方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块 矩阵 Χ ₁₊₁ ,若构成所述 X X ₁₊₁ 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ,, X ₁₊₁ 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

根据第一方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。

第二方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的 方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号，从码本中 选择预编码矩阵 W,其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： X,· = ® B _i ， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;

所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩 阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。

在第二方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 ^的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。

根据第二方面的第一种可能的实现方式中，在 第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 N _a 个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， N _a > l。

根据第二方面、 第二方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 8 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。

根据第二方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， N _e > l。

根据第二方面、 第二方面的第一种至第四种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。

根据第二方面、 第二方面的第一种至第五种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 中的任意相邻两列 DFT向量的相 位差。

根据第二方面、第二方面的第一种至第六种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

根据第二方面、第二方面的第一种至第七种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。

第三方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵指示的 方法， 包括： 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W : Wa

Wb

其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

W1

Wa = ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W(n -l)

个数， η>1，

所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；

所述接收端向所述发送端发送与所述预编码矩 阵 W对应的预编码矩阵指 示 PMI。

在第三方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵

Φ

根据第三方面或第三方面的第一种可能的实现 方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

根据第三方面或第三方面的第一种可能的实现 方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。

第四方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法 ， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；

所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥\， 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ¾ } , l≤i≤N _B ， 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Α _1} ® Β _1} 。

在第四方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。

根据第四方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。

根据第四方面、 第四方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块 矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ ₁₊ ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, X ₁₊₁ ,若构成所述 Χ,, X ₁₊₁ 的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

根据第四方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。

第五方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法 ， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；

所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号 从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： Wl = diag{x _i ,..., X _NB ] , l≤i≤N _B ,其中每个分块矩阵 为第一码本 和第二 码本 的克罗内克尔 kronecker积： Χ Α^ Β 所述第一码本 的各列为 Μ维离散傅里叶变换 DFT向量， Μ > 1，所述第二码本 的各列为 N维 DFT 向量， N > 1。

在第五方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 ^的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。

根据第五方面的第一种可能的实现方式中，在 第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 N _a 个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， N _a > l。

根据第五方面、 第五方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 8 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。

根据第五方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， N _e > l。

根据第五方面、 第五方面的第一种至第四种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。

根据第五方面、 第五方面的第一种至第五种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相 位差。

根据第五方面、第五方面的第一种至第六种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

根据第五方面、第五方面的第一种至第七种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 w。

第六方面， 本发明实施例提供一种确定预编码矩阵的方法 ， 包括： 发送端向接收端发送参考信号；

所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基于参考信号

Wa

从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， W =

Wb

其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

W1

Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W(n - 1)

数， η>1 ,

所述 Wb为第三预编码矩阵： ½¾ = Φχ½¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。 在第六方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 ， e [0，2 ]。

根据第六方面或第六方面的第一种可能的实现 方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

根据第六方面或第六方面的第一种可能的实现 方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。

第七方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括： W， 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 Wl和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l， 所述 W1 表示为：

Wl = diag{x ...,X _NB }, 1≤ί≤Ν _Β , 其中每个分块矩阵 的列 _¾ 为第一向 量 A _y 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Α _1} ®Β _1} ；

发送器，用于向所述发送设备发送所述预编码 矩阵 W对应的预编码矩阵 指示 ΡΜΙ, 以使所述发送设备根据所述 ΡΜΙ得到所述预编码矩阵 W。

在第七方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。

根据第七方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。

根据第七方面、 第七方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块 矩阵 Χ,, Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ,, Χ ₁₊ ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 X ₁₊₁ 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

根据第七方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。

第八方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括：

处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l, 所述 W1 表示为：

^1 = ^{^,...,^} , <ί≤Ν _Β ,其中每个分块矩阵 为第一码本 和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： =A.® ， 所述第一码本 ^的各列 为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N> 1;

发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编 码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。 在第八方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 的任意相 邻两列 DFT向量的相位差相等。

根据第八方面的第一种可能的实现方式中，在 第二种可能的实现方式中， 所述第一码本的各列从 N _a 个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 Μ维 DFT 向量中等间隔选取， N _a > l。

根据第八方面、 第八方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，所述第二码本 8 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位 差不相等。

根据第八方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， N _e > l。

根据第八方面、 第八方面的第一种至第四种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二 码本的个数。

根据第八方面、 第八方面的第一种至第五种可能的实现方式中 的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT 向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相 根据第八方面、第八方面的第一种至第六种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

根据第八方面、第八方面的第一种至第七种可 能的实现方式中的任意 一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列 矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 w。

第九方面， 本发明实施例提供一种接收设备， 包括：

处理器， 用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W

其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

W1

Wa - ， 其中， 0≤ ≤« -1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W(n -1)

数， η>1 ,

所述 Wb为第三预编码矩阵： ½¾ = Φχ½¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；

发送器，用于向所述发送设备发送与所述预编 码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。

在第九方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 根据第九方面或第九方面的第一种可能的实现 方式， 在第二种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或者为 哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

根据第九方面或第九方面的第一种可能的实现 方式， 在第三种可能的实 现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4天线 码本或者 8天线码本中选取。

第十方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：

发送器， 用于向接收设备发送参考信号；

接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;

处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ^ } , l≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 A _y 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = A _i} ® B _i} 。

在第十方面的第一种可能的实现方式中， 所述分块矩阵 的各列由 N1 个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker禾只得到。

根据第十方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述 N1大于或等于所述 N2。

根据第十方面、 第十方面的第一种或第二种可能的实现方式， 在第三种 可能的实现方式中，对于任意两个相邻的分块 矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι 的第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成 所述 Χ,, X ₁₊₁ 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

根据第十方面的第三种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述 si大于或等于所述 s2。

第十一方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：

发送器， 用于向接收设备发送参考信号；

接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI;

处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考 信号从码本中选择的预编码矩阵 W, 其中，所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和 矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l , 所述 W1 表示为：

Wl = diag {x ..., X _NB } , 1≤ί≤Ν _Β , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和 第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： = A. ® ^， 所述第一码本 ^的各 列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 B 各列为 N 维 DFT向量， N > 1。

在第十一方面的第一种可能的实现方式中， 每个所述第一码本 的任意 相邻两列 DFT向量的相位差相等。

根据第十一方面的第一种可能的实现方式中， 在第二种可能的实现方式 中， 所述第一码本的各列从 N _a 个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分布的 M维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。

根据第十一方面、 第十一方面的第一种或第二种可能的实现方式 ， 在第 三种可能的实现方式中，所述第二码本 8 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的 相位差不相等。

根据第十一方面的第三种可能的实现方式，在 第四种可能的实现方式中， 所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布的 Ν维 DFT向 量中选取， N _e > l。

根据第十一方面、 第十一方面的第一种至第四种可能的实现方式 中的任 意一种， 在第五种可能的实现方式中， 所述第一码本的个数大于或等于所述 第二码本的个数。

根据第十一方面、 第十一方面的第一种至第五种可能的实现方式 中的任 意一种， 在第六种可能的实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。

根据第十一方面、第十一方面的第一种至第六 种可能的实现方式中的 任意一种， 在第七种可能的实现方式中， 所述 W1为表示宽带的信道特性的 矩阵， W2为表示子带的信道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

根据第十一方面、第十一方面的第一种至第七 种可能的实现方式中的 任意一种， 在第八种可能的实现方式中， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中 的列矢量从而构成矩阵 W， 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成 矩阵 W。

第十二方面， 本发明实施例提供一种发送设备， 包括：

发送器， 用于向接收设备发送参考信号；

接收器， 用于接收接收设备发送的预编码矩阵指 /， PMI;

处理器， 用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考

Wa

信号从码本中选择的预编码矩阵 w， 其中， W =

Wb

其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

W1

Wa - 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W(n -1) 个数， η>1，

所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。

在第十二方面的第一种可能的实现方式中， 所述相位旋转矩阵为对角矩 阵 Φ : o

根据第十二方面或第十二方面的第一种可能的 实现方式， 在第二种可能 的实现方式中， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

根据第十二方面或第十二方面的第一种可能的 实现方式， 在第三种可能 的实现方式中， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。

本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方 法、 接收设备和发送设 备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代表波束的每个分块矩 阵 X,的列 x _ld 采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通过对应水平向相位的 第一向量 A _y 与对应垂直向相位的第二向量 B _y 进行克罗内克尔积的方式获 得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能够在码本中 表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的从本发明的码本 结构中选择的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减 少性能损失， 提高系统的吞吐量。

本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方 法、接收设备和发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本，第一码本 ^代表二维面阵天线的 水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。 该 第一码本^的选择和第二码本 的选择是相互独立的， 因此，预编码矩阵 W 能够反映出二维面阵天线的水平向与垂直向特 性互相独立的特征， 因此， 发 送端基于接收端反馈的从本发明的码本结构中 选择的预编码矩阵进行预编 码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

本发明实施例提供的确定预编码矩阵指示的方 法、 接收设备和发送设

Wa

备， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W: W 采用分 V

Wb 别代表第一极化方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面 阵天线中水平向和垂直向的极化相位互相独立 的特征， 并能够体现垂直向 每一行的相位旋转独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反馈的由本发明的 码本结构构造的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而 减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案， 下面将对实 施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一 简单地介绍， 显而易见地， 下 面描述中的附图是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在 不付出创造性劳动性的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 1为一维线阵天线的结构示意图；

图 2为二维面阵天线的结构示意图；

图 3为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图；

图 4为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图；

图 5为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图；

图 6为本发明确定预编码矩阵的方法实施例一的� �程图；

图 7为本发明确定预编码矩阵的方法实施例二的� �程图；

图 8为本发明确定预编码矩阵的方法实施例三的� �程图；

图 9为本发明接收端实施例一的结构示意图；

图 10为本发明接收端实施例二的结构示意图；

图 11为本发明接收端实施例三的结构示意图；

图 12为本发明发送端实施例一的结构示意图；

图 13为本发明发送端实施例二的结构示意图；

图 14为本发明发送端实施例三的结构示意图；

图 15为本发明接收设备实施例一的硬件结构示意� ��；

图 16为本发明接收设备实施例二的硬件结构示意� ��；

图 17为本发明接收设备实施例三的硬件结构示意� ��； 图 18为本发明发送设备实施例一的硬件结构示意� ��；

图 19为本发明发送设备实施例二的硬件结构示意� ��；

图 20为本发明发送设备实施例三的硬件结构示意� ��；

图 21为本发明通信系统实施例的结构示意图。 具体实施方式

为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚， 下面将结合本发 明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于 本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前 提下所获 得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

本发明的技术方案可以应用于各种通信系统， 例如： 全球移动通讯 (Global System of Mobile communication,简称： GSM)系统、码分多址（Code Division Multiple Access,简称： CDMA)系统、宽带码分多址（Wideband Code Division Multiple Access,简称： WCDMA)系统、通用分组无线业务（General Packet Radio Service, 简称： GPRS )、 长期演进（Long Term Evolution, 简称： LTE) 系统、 先进的长期演进 （Advanced long term evolution, 简称： LTE-A) 系统、通用移动通信系统（Universal Mobile Telecommunication System,简称： UMTS ) 等。

在本发明实施例中， 用户设备 （User Equipment, 简称： UE) 包括但不 限于移动台 (Mobile Station, 简称： MS)、 中继 (Relay), 移动终端 (Mobile Terminal )、移动电话（ Mobile Telephone )、手机（ Handset )及便携设备（ Portable Equipment)等， 该用户设备可以经无线接入网（Radio Access Network,简称： RAN) 与一个或多个核心网进行通信， 例如， 用户设备可以是移动电话 （或 称为 "蜂窝"电话）、 具有无线通信功能的计算机等， 用户设备还可以是便携 式、 袖珍式、 手持式、 计算机内置的或者车载的移动装置。

在本发明实施例中， 基站可以是 GSM 或 CDMA 中的基站 （Base Transceiver Station, 简称： BTS ) ， 也可以是 WCDMA中的基站 （NodeB , 简称： NB )，还可以是 LTE中的演进型基站（Evolutional Node B ,简称： eNB 或 e-NodeB ) ， 或者中继等， 本发明并不限定。 多天线系统是指发送端和接收端通过多根天线 进行通信的系统。 其中， 当发送端为基站， 则接收端为 UE; 反之， 当发送端为 UE, 则接收端为基站。 相对于单天线系统， 发送端和接收端的多个天线能够形成空间的分 集增益或 者复用增益， 能够有效的提高传输可靠性以及系统容量。 多天线系统中分集 增益和复用增益一般可以通过发送端的预编码 方法和接收端的接收合并算法 获得。

本发明实施例的多天线系统可以应用在单点传 输场景， 即一个发送端与 一个接收端的传输场景。 也可以应用在多点联合传输的场景， 多点联合传输 是指多个发送端对于同一个接收端进行信号的 联合传输， 例如， 发送端 A具 有 2天线， 发送端 B也具有 2天线， 两个发送端同时对于接收端进行联合传 输。 那么该接收端接收的信号可以看成是一个 4天线基站发送得到的信号。

图 3为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE, 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 3所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 301、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩 阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 wi 表示为： Wl = diag {x _i , ..., X _NB ] , l≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 的列 为第 一向量 A _y 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： = (8) 。

进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。

所述矩阵 W2可以用于选择或者加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构 成矩阵 W。

本实施例， W1的每个分块矩阵 的列 代表一个三维波束矢量， 该 _Xl ,j对应三维空间的一个相位， 该相位由水平向相位和垂直向相位联合表示。 第一向量 Ay对应一个水平向相位， 第二向量 B _y 对应一个垂直向相位， 第 一向量与第二向量的直积 ¾ = j ® ^Β υ对应水平向相位和垂直向相位联合 得到的一个三维空间的相位。 具体地， 在步骤 301中， 第一向量 A _y 可以为对应二维面阵天线的水平向 对应的第一码本 中的离散付立叶变换 （Discrete Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 称为 DFT向量； 第二向量 B _y 可以为对应二维面阵天线 的垂直向对应的第二码本 中的 DFT向量。而第一码本和第二码本可以从现 有的码本中选取或者重新构造。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为 水平向的天线个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。或 者， 也可以采用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。

步骤 302、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。

相应地， 所述发送端可以根据所述 PMI, 按照 3GPP中规定的 PMI与预 编码矩阵的关系， 得到接收端的天线阵列的预编码矩阵 W。

需要说明的是， 本发明实施例对 301中的参考信号的类型不作限定。例如， 可以是信道状态信息参考信号（Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的参考信号 ( Cell- specific RS , CRS ) ， CSI 还可以包括信道质量指示 ( Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通知 （例 如无线资源控制 （Radio Resource Control , RRC ) 信令或者下行控制信息 ( Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号的 资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信 号。

本实施例， 通过在步骤 301中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成 码本， 将代表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来 定义， 具体通过对应水平向相位的第一向量 A _y 与对应垂直向相位的第二向 量 B _y 进行克罗内克尔积的方式获得分块矩阵的 列， 表示将水平向相位和垂 直向相位联合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征 ， 因此， 发送 端基于接收端反馈的从本发明的码本结构中选 择的预编码矩阵进行预编码， 可 以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

上述实施例， 在具体实现时， 进一步具体地， 所述分块矩阵 Χι的各列 由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所述第二向量两两依次克罗内 克尔积得到。 例如， 所述第一向量来自于第一码本 , 而第一码本中存在四 个第一向量： 。， A _l , Αι, ₂ ， A, 3 , 所述第二向量来自于第二码本 B 而第 二码本中存在四个第二向量： Β^ α, Β,！, B _{l 2} , Β, ₃ , 则分块矩阵 中包含 的四个列 χ ο, X , ι , x ₂ ， x ₃ ， 分别为： _ίΌ = Α。® β。， χ _η = Α _η ® Β _η , ¾ = Α·2 ® Β _ι2 ， x _i3 = Α ₃ ® B _i3 。

更进一步地， 上述实施例中， 所述第一向量的个数 N1 大于或等于所述 第二向量的个数 N2。 这是由于， 通常水平向的相位范围为 [0， 2 π ]， 垂直向 的相位范围为 [0， π ]， 而且由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的 变化， 因此， 可以使代表垂直向的第二码本的相位划分粒度 大于代表水平向的第一 码本的相位划分粒度， 即在第二码本中第二向量的个数 Ν2 可以小于或等于 第一码本中第一向量的个数 Nl。

进一步地， 三维波束矢量矩阵中的各个波束矢量又可以进 一步分成相邻 波束组相互交叠或不交叠的多个波束组。 即上述实施例中， 每个分块矩阵 X, 对应一个波束组， 而波束组的划分可以有多种方式。

具体地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ,, χ ₁₊₁ ,若构成所述 χ,, χ ₁₊₁ 的第 二向量为 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所述 , Χ ₁₊₁ 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；

对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

其中， si代表波束组在水平向的交叠个数， 当 si等于零时， 波束组在水 平向不存在交叠； s2代表波束组在垂直向的交叠个数， 当 s2等于零时， 波束 组在垂直向不存在交叠； si和 s2可以同时为零， 对应于波束组完全无交叠的 情况； si和 s2也可以同时不为零， 对应于波束组在水平向和垂直向都存在交 叠的情况。

优选地， 为了保证每个波束矢量组内边缘波束的选择精 确性， 相邻波束 矢量组之间通常有一定的交叠， 即 si和 s2不同时为零。

进一步优选地， 所述 si大于或等于所述 s2。 这样， 垂直向可以用更少的 波束组， 从而减少垂直向和整个三维空间的反馈开销。

图 4为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE， 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 4所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 401、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩 阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l， 所述 W1 表示为：

^1 = ^ {^, ..., ^ } , \≤i≤N _B ， 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： X _t = A _t ® Β _ι 。

进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。

所述矩阵 W2可以用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W,或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构成矩阵 W。

其中， N _B 可以是极化方向的个数，也可以是任意其 他天线分组的组数。 在本实施例中， W1的生成码本 中的所述第一码本 ^可以为水平向 DFT向量或矩阵， 而所述的第二码本 ^为垂直向 DFT向量或矩阵， 矩阵 W1的生成码本 为第一码本和第二码本的直积。 或者， W1的生成码本 为 3维空间的 DFT矢量 （3D DFT矢量） 或矩阵的形式。 由于每个水平向 DFT矢量或矩阵、 垂直向 DFT矢量或矩阵、 3D DFT矢量或矩阵分别对应 了水平向、垂直向、3D方向上的一个相位。例� ��， 3GPP的发行号 10( Rel- 10 ) 的 8天线双码本中， 水平向 32个 4 天线 DFT矢量对应了 [0， 2 π ]区间内 均匀分成的 32个相位。

具体地， 在步骤 401 中， 对于矩阵 W1 中的分块矩阵 ， 第一码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 表二维面阵天线的垂 直向对应的码本。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水平向的天线 个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线 码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采 用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。

步骤 402、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI, 以使所述发送端根据所述 PMI得到接收端的天线阵列的预编码 矩阵 W。 需要说明的是， 本发明实施例对步骤 401 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通 知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC ) 信令或者下行控制信 息（Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考 信号。

本实施例， 由于在步骤 401中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成 码本， 第一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。该第 一码本 ^的选择和第二码本 B^ 选择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二 维面阵天线的水平向与垂直向特性互相独立的 特征， 因此， 发送端基于接 收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编 码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

上述实施例在具体实现时， 考虑到垂直向信道的变化慢于水平向信道 的变化， 此处信道的变化指信道响应在时域、 频域或空域的变化， 因此可 以对水平向和垂直向采用不同的量化方法， 包括量化的粒度或量化的范围 不相同， 即对第一码本 和第二码本 ^采用不同的量化方法， 具体包括： 第一种方式， 第一码本 的量化粒度小于第二码本 的量化粒度； 如， 第一码本量化颗粒度为 π /32, 即第一码本的构成向量空间中的每个向量 对应的相位为 π /32的某个整数倍。 而第二码本量化颗粒度为 π /16， 即第 二码本的构成向量空间中的每个向量对应的相 位为 π /16 的某个整数倍； 第二种方式，第一码本^的构成向量空间中任� �两个相邻向量的相位差都 相等， 即第一码本 为均匀量化的码本， 而第二码本 ^的构成向量空间 中至少存在两个相位差不相等， 所述每个相位差是构成向量空间中两个相 邻向量的相位差， 即第二码本 6 ₁ 为非均匀量化的码本。 例如， 第一码本 的构成向量空间中的任意相邻两个向量的相位 差为 π /32， 而第二码本 的构成向量空间中的第一个和第二个相邻向量 的相位差为 π /24， 而第 22个和第 23个相邻向量的相位差为 π /28 ; 第三种方式， 第一码本例如， 采用均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差均相等 ， 第 二码本 采用非均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差 不全相等； 或者， 也可以采用任意相邻的两个码字的相位差较小 的码本作为 第一码本 ， 采用任意相邻的两个码字的相位差较大的码本 作为第二码本 Β,, gp， 使得第一码本 的量化粒度小于第二码本 ^。

在一种实现方式中， 第一码本 ^的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT 向量， M可以对应水平向的发射天线数， M > 1， 且任意相邻两列 DFT向 量的相位差相等。

所述第二码本 ^的各列为 N维 DFT向量， N可以对应垂直向的发射 天线数， N > 1， 且至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。

更具体地， 所述第一码本 ^的各列可以从 个[0， 2 π ]相位区间内 等间隔分布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > 1。所述第二码本的各列 可以从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT 向量中选取， N _e > 1。

换言之， 水平向 DFT矢量的个数为 N _a ， 垂直向 DFT矢量的个数为

N _e , 贝 I」， 每个水平向 DFT矢量对应的相位为 [0， 2 π ]区间内分成的 ^个 相位中的一个， 而每个垂直向 DFT矢量对应的相位为 [0， π ]区间内分成 的 N _e 个相位中的一个。 需要说明的是， 水平向的相位区间 [0， 2 π ]和垂直 向的相位区间 [0， π ]仅为举例， 在下面的描述中也沿用此例的区间范围， 但是在具体实现时， 也可能采用其他的相位区间。

根据水平向信道和垂直向信道的特点， 可以限定水平向的相位 [0， 2 π ]区间均匀划分， 垂直向的相位 [0， π ]区间非均匀划分， 也就是说， 可 以限定 N _a 个相位中任意相邻的两个相位的差完全相 同， 而 N _e 个相位中任 意相邻的两个相位的差不完全相同。 例如， 某些垂直向 DFT矢量对应 [0， π /2]区间内均匀分成的 （2N _e /3 ) 个相位， 而另一些 DFT矢量对应 [ π /2， π ]区间内均匀分成的 （N _e /3 ) 个相位。 即垂直向 DFT矢量对应的相位以 π /2为中心， 分别向上或向下以粒度 k和粒度 d进行选取。 这里向上选取 的粒度 k大于等于向下选取的粒度 d。

在另一种实现方式中， 由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化 ， 可以使所述第一码本的候选码本的个数大于或 等于所述第二码本的候选码本 的个数。 具体地， 例如， W1 中分块矩阵 的个数为 N _B ， 则第一码本 和 第二码本 的个数也可以为 N _B ，而在该实现方式中， 由于垂直向信道的变化 慢于水平向信道的变化， 可以使第二码本 的个数小于 N _B ， 例如第二码本 的个数为N _B /2， 而在使用时将每个第二码本 重复使用两遍， 所构成的分 块矩阵分别如下： ^ = @ ， Χ ₂ = Λ ₂ Θ Β _ι , Χ ₃ = Α ₃ Θ Β ₂ ,

Χ ₄ = Α ₄ ® Β ₂

在这种方式下，第二码本 的个数较少，因此可以节省网络的反馈开销。 更进一步地， 在另一种实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列

DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。 即第二码本 中的 DFT向量的相位间隔大于第一码本 ^中 DFT 向量的相位间隔， 也就是说第二码本 中的 DFT向量较为稀疏。这样， 也能 够体现垂直向信道的变化慢于垂直向信道的变 化这一特征。

图 5为本发明确定预编码矩阵指示的方法实施例� �的流程图， 本实施例 的执行主体为接收端， 可以为基站或者 UE。 当执行主体接收端为基站时， 相 应地， 发送端可以为 UE, 当执行主体接收端为 UE时， 相应地， 发送端可以 为基站。 如图 5所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 501、 接收端基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩

Wa

阵 W: W 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码

Wb

WO

Wl

矩阵， Wa = 其中， 0 ≤M-l， n为组成所述 Wa的所述第一预编码

W(n -1)

矩阵的个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： = Φχ^¾， 所述 Φ为所述

Wa的相位旋转矩阵。

具体地， 对于双极化天线的二维面阵 （即， 二维天线面阵中至少包括两 个极化方向， 如两个极化方向可以为正、 负 45度， 或 0度， 90度等）， 第二 预编码矩阵 Wa可以代表第一极化方向的预编码矩阵， 其中 n可以为垂直向 天线端口的个数， 即二维面阵天线的行数， 第三预编码矩阵 Wb可以代表第 二极化方向的预编码矩阵。

该第二预编码矩阵 Wa的选取可以为： 例如对于 2 X 4的二维面阵天线， wo

即天线的行数为 2， 每行的天线个数为 4， 则 Wa可以为 H¾ = WO和

Wl

Wl可以分别从 LTE系统的 4天线码本中选取， 其中 W0和 W1可以选为相 同的码本， 也可以为不同的码本， 本发明实施例对此不作限定。 由于第二极化方向的预编码矩阵可以认为是由 第一极化方向的预编码矩 阵旋转一定的相位得到的， 而垂直向每一行天线对应的极化相位旋转特性 相 互独立， 因此， 该第三预编码矩阵 Wb可以由第二预编码矩阵 Wa乘以相位 旋转矩阵 Φ得到， 具体地， 第三预编码矩阵 Wb可以表示为：

WO

Wl

ΰ = Φχ α = Φ χ ， 这样， 第三预编码矩阵 Wb能够反映出其由第

W(n - 1)

二预编码矩阵 Wa对应的二维面阵天线中的每一行独立进行相� ��旋转的特点。

步骤 502、 接收端向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编码矩 阵指示 PMI。

相应地， 发送端在接收到所述 PMI之后， 可以根据所述 PMI, 按照 3GPP TS 36. 213中 PMI与预编码矩阵 W之间的对应方法， 得到所述预编码矩阵 I 本实施例， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W :

Wa

W = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向 的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极 化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征 。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进 行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 为了描述方便， 下述实施例发送端将以基站为例进行说明， 接收端将以 UE 为例进行说明， 应理解， 本发明实施例对此并不限定， 接收端可以是基站， 发 送端可以是 UE。

需要说明的是， 本发明实施例对 501中的参考信号的类型不作限定。例如， 可以是信道状态信息参考信号（ Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的参考信号 ( Cell- specific RS , CRS ) ， CSI 还可以包括信道质量指示 ( Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通知 （例 如无线资源控制 （Radio Resource Control , RRC ) 信令或者下行控制信息 ( Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号的 资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考信 号。

进一步地， 上述实施例的步骤 101 中， 所述相位旋转矩阵 Φ可以为对角 矩阵 Φ = , e _e [0, 2 r]。其中 的具体取值可以预 先设置， 例如， 所述 的取值可从 LTE长期演进系统的现有调制方式， 如正 交相移键控 （Quadrature Phase Shift Keying, 简称： QPSK) , 8个相位的相移 键控 （8 Phase Shift Keying, 简称： 8PSK) , 16个相位的正交振幅调制 （16 Quadrature Amplitude Modulation, 简称： 16QAM) 等调制方式中的任意一个 的星座点对应的相位中选取。 如对于 QPSK来说 4个星座点对应的相位分别 为 {0， π /2， π， 3 π /2} ₀ 具体地，所述第一预编码矩阵 的各列可以为离散付立叶变换（Discrete

Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 可以为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。

具体地， 所述第一预编码矩阵 \^可以从长期演进 LTE系统的 2天线、 4 天线或者 8天线的码本中选取。

图 6为本发明确定预编码矩阵的方法实施例一的� �程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 3所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例一相对应。 如图 6所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 601、 发送端向接收端发送参考信号。

需要说明的是， 本发明实施例对步骤 601 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index,简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站通 知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC) 信令或者下行控制信 息（Downlink Control Information, DCI) )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考 信号。

步骤 602、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。

步骤 603、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基 于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两个 矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥i， 所述 wi 表示为：

Wl = diag {x _i , ..., X _NB ] , 1≤ί≤Ν _Β , 其中每个分块矩阵 的列 _Xy 为第 一向量 Ay和第二向量 By的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = j ® ^B ij。

具体地， 所述发送端可以根据所述 PMI, 按照 3GPP中规定的 PMI与预 编码矩阵的关系， 得到接收端的天线阵列的预编码矩阵\¥。

进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。

所述矩阵 W2可以用于选择或者加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构 成矩阵 W。

本实施例， W1的每个分块矩阵 X,的列 代表一个三维波束矢量， 该

_X1 ,j对应三维空间的一个相位， 该相位由水平向相位和垂直向相位联合表示。 第一向量 Ay对应一个水平向相位， 第二向量 B _y 对应一个垂直向相位， 第 一向量与第二向量的直积 ¾ = j ® ^Β υ对应水平向相位和垂直向相位联合 得到的一个三维空间的相位。

具体地， 在步骤 603中， 第一向量 Ay可以为对应二维面阵天线的水平向 对应的第一码本 ^中的 DFT向量， 第二向量 By可以为对应二维面阵天线的 垂直向对应的第二码本 中的 DFT向量。而第一码本和第二码本可以从现有 的码本中选取或者重新构造。例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水 平向的天线个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此，第一码本 可以从 LTE 的 4天线码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采用其他方式分别定义该第一码本 和第二码本 的形式。

本实施例， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代表波束的 每个分块矩阵 X,的列 x _ld 采用三维波束矢量的形式来定义，具体通 过对应水 平向相位的第一向量 A _y 与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗内克尔 积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能 够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的从本 发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行预编 码， 可以有效地提高预编码的精 度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

上述实施例， 在具体实现时， 进一步具体地， 所述分块矩阵 Χι的各列 由 N1个连续的所述第一向量和 N2个连续的所述第二向量两两依次克罗内 克尔 kronecker积得到。 例如， 所述第一向量来自于第一码本 ， 而第一码 本中存在四个第一向量： ,。， , " Αι, ₂ ， Ai, 所述第二向量来自于第二码 本 而第二码本中存在四个第二向量： Β _{υ Q} ， Β,！, Β, ₂ , Β, ₃ , 则分块矩阵 中包含的四个列 χ,,ο, χ ₁ ， χυ, χ,, ₃ ，分别为： 。：^。^^。， x _n =A _il ®B _n , ¾ = Λ· ₂ ®5. ₂ , χ _;3 = 4 ₃ ®β _!3 。

更进一步地， 上述实施例中， 所述第一向量的个数 N1 大于或等于所述 第二向量的个数 Ν2。 这是由于， 通常水平向的相位范围为 [0， 2π]， 垂直向 的相位范围为 [0， π]， 而且由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的 变化， 因此， 可以使代表垂直向的第二码本的相位划分粒度 大于代表水平向的第一 码本的相位划分粒度， 即在第二码本中第二向量的个数 Ν2 可以小于或等于 第一码本中第一向量的个数 Nl。

进一步地， 三维波束矢量矩阵中的各个波束矢量又可以进 一步分成相邻 波束组相互交叠或不交叠的多个波束组。 即上述实施例中， 每个分块矩阵 X, 对应一个波束组， 而波束组的划分可以有多种方式。

具体地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ ₁₊₁ ,若构成所述 Χ,, Χ ₁₊₁ 的第 二向量为 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所述 ,Χ ₁₊₁ 的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于零；

对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

其中， si代表波束组在水平向的交叠个数， 当 si等于零时， 波束组在水 平向不存在交叠； s2代表波束组在垂直向的交叠个数， 当 s2等于零时， 波束 组在垂直向不存在交叠； si和 s2可以同时为零， 对应于波束组完全无交叠的 情况； si和 s2也可以同时不为零， 对应于波束组在水平向和垂直向都存在交 叠的情况。

优选地， 为了保证每个波束矢量组内边缘波束的选择精 确性， 相邻波束 矢量组之间通常有一定的交叠， 即 si和 s2不同时为零。

进一步优选地， 所述 si大于或等于所述 s2。 这样， 垂直向可以用更少的 波束组， 从而减少垂直向和整个三维空间的反馈开销。

图 7为本发明确定预编码矩阵的方法实施例二的� �程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 4所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例二相对应。 如图 7所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 701、 发送端向接收端发送参考信号。

需要说明的是， 本发明实施例对步骤 701 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index, 简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站 通知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC) 信令或者下行控制 信息（Downlink Control Information, DCI)或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考 信号。

步骤 702、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。

步骤 703、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基 于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： X _t = ® B _i ， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。

进一步地， 矩阵 W1可以为表示宽带的信道特性的矩阵， 矩阵 W2可以 为表示子带的信道特性的矩阵； 或者， 矩阵 W1可以为表示长期的信道特性 的矩阵， 矩阵 W2可以为表示短期的信道特性的矩阵。

所述矩阵 W2可以用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W,或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量， 从而构成矩阵 W。

在本实施例中， W1的生成码本 X,中的所述的第一码本 ^可以为水平 向 DFT向量或矩阵， 而所述的第二码本：^为垂直向 DFT向量或矩阵， 矩 阵 W1的生成码本 为第一码本和第二码本的直积。 或者， W1的生成码 本为 3维空间的 DFT矢量 （3D DFT矢量） 或矩阵的形式。 由于每个水平 向 DFT矢量或矩阵、 垂直向 DFT矢量或矩阵、 3D DFT矢量或矩阵分别 对应了水平向、 垂直向、 3D方向上的一个相位。 例如， 3GPP的发行号 10 (Rel-10) 的 8天线双码本中， 水平向 32个 4 天线 DFT矢量对应了 [0， 2 π ]区间内均匀分成的 32个相位。

具体地， 在步骤 703 中， 对于矩阵 W1 中的分块矩阵 ， 第一码本 ^ 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 表二维面阵天线的垂 直向对应的码本。 例如， 对于 4 X 2的二维面阵天线， 可以认为水平向的天线 个数为 4， 垂直向的天线个数为 2， 因此， 第一码本^可以从 LTE的 4天线 码本中选取， 第二码本 可以从 LTE的 2天线码本中选取。 或者， 也可以采 用其他方式分别定义该第一码本 ^和第二码本 的形式。

本实施例， 由于在步骤 703中， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成 码本， 第一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 代表二维面阵天线的垂直向对应的码本。该第 一码本 的选择和第二码本 B^ 选择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二 维面阵天线的水平向与垂直向特性互相独立的 特征， 因此， 发送端基于接 收端反馈的从本发明的码本结构中选择的预编 码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

上述实施例在具体实现时， 考虑到垂直向信道的变化慢于水平向信道 的变化， 此处信道的变化指信道响应在时域、 频域或空域的变化， 因此可 以对水平向和垂直向采用不同的量化方法， 包括量化的粒度或量化的范围 不相同， 即对第一码本 ^和第二码本 ^采用不同的量化方法， 具体可以 包括： 第一种方式， 第一码本^的量化粒度小于第二码本 的量化粒度； 如，第一码本量化颗粒度为 π /32, 即第一码本的构成向量空间中的每个向 量对应的相位为 π /32的某个整数倍。 而第二码本量化颗粒度为 π /16， 即 第二码本的构成向量空间中的每个向量对应的 相位为 π /16 的某个整数 倍；第二种方式，第一码本 的构成向量空间中任意两个相邻向量的相位 差都相等， 即第一码本 ^为均匀量化的码本， 而第二码本 的构成向量 空间中至少存在两个相位差不相等， 所述每个相位差是构成向量空间中两 个相邻向量的相位差， 即第二码本 ^为非均匀量化的码本。例如， 第一码 本 ^的构成向量空间中的任意相邻两个向量的相� �差为 π /32， 而第二码 本 Β^ 构成向量空间中的第一个和第二个相邻向量的 相位差为 π /24， 而 第 22个和第 23个相邻向量的相位差为 π /28 ; 第三种方式， 第一码本 采用均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差均相等 ， 第二 码本 采用非均匀量化的码本， 即码本中任意相邻的两个码字的相位差不 全相等； 或者， 也可以采用任意相邻的两个码字的相位差较小 的码本作为第 一码本 ， 采用任意相邻的两个码字的相位差较大的码本 作为第二码本 B 即， 使得第一码本 的量化粒度小于第二码本 ^。

在一种实现方式中， 第一码本 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT 向量， M可以对应水平向的发射天线数， M > 1， 且任意相邻两列 DFT向 量的相位差相等。

所述第二码本 ^的各列为 N维 DFT向量， N可以对应垂直向的发射 天线数， N > 1， 且至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不相等。

更具体地， 所述第一码本 的各列可以从 个[0， 2 π ]相位区间内 等间隔分布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。所述第二码本的各列 可以从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布的 Ν维 DFT 向量中选取， N _e > 1。

换言之， 水平向 DFT矢量的个数为 N _a ， 垂直向 DFT矢量的个数为 N _e , 贝 I」， 每个水平向 DFT矢量对应的相位为 [0， 2 π ]区间内分成的 ^个 相位中的一个， 而每个垂直向 DFT矢量对应的相位为 [0， π]区间内分成 的 N _e 个相位中的一个。 需要说明的是， 水平向的相位区间 [0， 2π]和垂直 向的相位区间 [0， π]仅为举例， 在下面的描述中也沿用此例的区间范围， 但是在具体实现时， 也可能采用其他的区间。

根据水平向信道和垂直向信道的特点， 可以限定水平向的相位 [0， 2 π]区间均匀划分， 垂直向的相位 [0， π]区间非均匀划分， 也就是说， 可 以限定 N _a 个相位中任意相邻的两个相位的差完全相 同， 而 N _e 个相位中任 意相邻的两个相位的差不完全相同。 例如， 某些垂直向 DFT矢量对应 [0， π/2]区间内均匀分成的 （2N _e /3) 个相位， 而另一些 DFT矢量对应 [π/2， π]区间内均匀分成的 （N _e /3) 个相位。 即垂直向 DFT矢量对应的相位以 π/2为中心， 分别向上或向下以粒度 k和粒度 d进行选取。 这里向上选取 的粒度 k大于等于向下选取的粒度 d。

在另一种实现方式中， 由于垂直向信道的变化慢于水平向信道的变化 ， 可以使所述第一码本的候选码本的个数大于或 等于所述第二码本的候选码本 的个数。 具体地， 例如， W1 中分块矩阵 的个数为 N _B ， 则第一码本 ^和 第二码本 的个数也可以为 N _B ，而在该实现方式中， 由于垂直向信道的变化 慢于水平向信道的变化， 可以使第二码本 的个数小于 N _B ， 例如第二码本 的个数为N _B /2， 而在使用时将每个第二码本 重复使用两遍， 所构成的分 块矩阵分别如下： = ®^， Χ^Α, ΘΒ, , Χ ₃ = Α ₃ ®Β ₂ , Χ ₄ =Α ₄ ΘΒ ₂ , ······， Χ _Νβ 二 Α _ΝΒ ®Β _ΝΒΙΪ 。

在这种方式下，第二码本 的个数较少，因此可以节省网络的反馈开销。 更进一步地， 在另一种实现方式中， 所述第二码本 中， 任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量 的相位差。 即第二码本 中的 DFT向量的相位间隔大于第一码本 ^中 DFT 向量的相位间隔， 也就是说第二码本 中的 DFT向量较为稀疏。这样， 也能 够体现垂直向信道的变化慢于垂直向信道的变 化这一特征。

图 8为本发明确定预编码矩阵的方法实施例三的� �程图， 本实施例的执 行主体为发送端，可以为基站或者 UE。当执行主体发送端为基站时，相应地， 接收端可以为 UE, 当执行主体发送端为 UE时，相应地，接收端可以为基站。 本实施例的确定预编码矩阵的方法与图 5所示的确定预编码矩阵指示的方法 实施例三相对应。 如图 8所示， 本实施例的方法可以包括：

步骤 801、 发送端向接收端发送参考信号。

需要说明的是， 本发明实施例对步骤 701 中的参考信号的类型不作限定。 例如， 可以是信道状态信息参考信号 （Channel State Information Reference Signal, CSI RS ) 、 解调参考信号 （Demodulation RS， DM RS ) 或小区特定的 参考信号 （Cell- specific RS , CRS ) ， CSI还可以包括信道质量指示 （Channel Quality Indicator/Index, 简称 CQI) 。 还需要说明的是， UE可以通过接收基站 通知 （例如无线资源控制 （Radio Resource Control, RRC ) 信令或者下行控制 信息（Downlink Control Information, DCI )或者基于小区标识 ID得到参考信号 的资源配置并在对应的资源或者子帧得到参考 信号。

步骤 802、 所述发送端接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI。

步骤 803、 所述发送端根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端基

Wa

于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W: W

Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

Wl

Wa - ， 其中， 0≤ ≤«-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W(n -l)

数， η>1 ,

所述 Wb为第三预编码矩阵： ¾ = Φχ ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵。

具体地， 发送端在接收到所述 PMI之后， 可以根据所述 PMI, 按照 3GPP TS 36. 213中 PMI与预编码矩阵 W之间的对应方法， 得到所述预编码矩阵 I 对于双极化天线的二维面阵 （即， 二维天线面阵中至少包括两个极化方 向， 如两个极化方向可以为正、 负 45度， 或 0度， 90度等）， 第二预编码矩 阵 Wa可以代表第一极化方向的预编码矩阵， 其中 n可以为垂直向天线端口 的个数， 即二维面阵天线的行数， 第三预编码矩阵 Wb可以代表第二极化方 向的预编码矩阵。

该第二预编码矩阵 Wa的选取可以为： 例如对于 2 X 4的二维面阵天线， wo

即天线的行数为 2， 每行的天线个数为 4， 则 Wa可以为 H¾ = WO和

Wl

Wl可以分别从 LTE系统的 4天线码本中选取， 其中 W0和 W1可以选为相 同的码本， 也可以为不同的码本， 本发明实施例对此不作限定。 由于第二极化方向的预编码矩阵可以认为是由 第一极化方向的预编码矩 阵旋转一定的相位得到的， 而垂直向每一行天线对应的极化相位旋转特性 相 互独立， 因此， 该第三预编码矩阵 Wb可以由第二预编码矩阵 Wa乘以相位 旋转矩阵 Φ得到， 具体地， 第三预编码矩阵 Wb可以表示为：

WO

Wl

ΰ = Φχ α = Φ χ ， 这样， 第三预编码矩阵 Wb能够反映出其由第

W(n - l)

二预编码矩阵 Wa对应的二维面阵天线中的每一行独立进行相� ��旋转的特点。

本实施例， 接收端基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:

Wa

w = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向 的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极 化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征 。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进 行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 进一步地， 上述实施例的步骤 803中， 所述相位旋转矩阵 Φ可以为对角 矩阵 Φ = _e [0, 2 r]。其中 的具体取值可以预 先设置， 例如， 所述 的取值可从 LTE长期演进系统的现有调制方式， 如正 交相移键控 （Quadrature Phase Shift Keying, 简称： QPSK), 8个相位的相移 键控 （8 Phase Shift Keying, 简称： 8PSK), 16个相位的正交振幅调制 （16 Quadrature Amplitude Modulation, 简称： 16QAM) 等调制方式中的任意一个 的星座点对应的相位中选取。 如对于 QPSK来说 4个星座点对应的相位分别 为 {0， π /2， π， 3 π /2} ₀ 具体地，所述第一预编码矩阵 的各列可以为离散付立叶变换（Discrete Fourier Transform, 简称： DFT) 矢量， 或者， 可以为哈达马 Hadamard矩阵 的列矢量。

具体地， 所述第一预编码矩阵 \^可以从长期演进 LTE系统的 2天线、 4 天线或者 8天线的码本中选取。

图 9为本发明接收端实施例一的结构示意图， 如图 9所示， 本实施例的 接收端 900可以包括： 选择模块 901和发送模块 902， 其中， 选择模块 901 可以用于基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B > 1 , 所述 W1 表示为：

^1 = ^ {^,..., ^ } , i≤ ≤N _fi , 其中每个分块矩阵 的列 ¾为第一向量

A _y 和第二码本 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = Α _ϋ ® Β _ϋ ；

发送模块 902可以用于向所述发送端发送所述预编码矩阵 W对应的预编 码矩阵指示 ΡΜΙ, 以使所述发送端根据所述 ΡΜΙ得到接收端的天线阵列的预 编码矩阵\¥。

进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。

进一步地， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。

进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ ₁₊₁ ,若构成所述 χ ₁₊₁ 的 第二向量为相同的 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所 述 Χ ₁₊ ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 Ν1个连续的所述第一向量， 其中， Ν1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。

本实施例的接收端， 可以用于执行图 3所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。 本实施例的接收端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将代表 波束的每个分块矩阵 X,的列 ¾采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通过 对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗内 克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从 而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈 的从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进 行预编码， 可以有效地提高预 编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 10为本发明接收端实施例二的结构示意图， 如图 10所示， 本实施例 的接收端 1000可以包括： 选择模块 1001和发送模块 1002， 其中， 选择模块 1001可以用于基于发送端发送的参考信号， 从码本中选择预编码矩阵 W, 其 中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥\， 所述 W1 表示为： W\ = diag {x _i , ..., X _NB ] , l≤i≤N _B ,其中每个分块矩阵 为第一码本 ^和第二 码本 的克罗内克尔 kronecker积： Χ, = Λ. ®^， 所述第一码本 ^的各列为 Μ维离散傅里叶变换 DFT向量， Μ > 1，所述第二码本 的各列为 N维 DFT 向量， N > 1；

发送模块 1002可以用于向所述发送端发送与所述预编码� �阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。

进一步地， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。

进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。

进一步地，所述第二码本 6 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。

进一步地，所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， N _e > l。

进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本 的个数。

进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。

进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵； 或者， 所述 Wl为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。

本实施例的接收端， 可以用于执行图 4所示方法实施例的技术方案， 其实 现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的接收端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 第一 码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本^代表二维面 阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选择 是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵天 线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的 从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行 预编码， 可以有效地提高预编码 的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 11为本发明接收端实施例三的结构示意图， 如图 11所示， 本实施例 的接收端 1100可以包括： 选择模块 1101和发送模块 1102， 其中，

选择模块 1101可以用于基于发送端发送的参考信号，从� �本中选择预编

Wa

码矩阵 w : w = 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的第二预

Wb

WO

Wl

编码矩阵， H¾ ， 其中， 0≤ ≤« -1， n为组成所述 Wa的所述第

W(n - l) 编码矩阵的个数， η>1，

所述 Wb为第三预编码矩阵： Η¾ = ΦχΗ¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵；

发送模块 1102可以用于向所述发送端发送与所述预编码� �阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 Φ

= e ， e [0，2 ]。 进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。

本实施例的接收端， 可以用于执行图 5所示方法实施例的技术方案，其 实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的接收端， 基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:

Wa

w = ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向 的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极 化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征 。 因此， 发送端基于接收端反 馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩阵进 行预编码， 可以有效地提高预编 码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 12 为本发明发送端实施例一的结构示意图， 发送端可以为基站或终 端。 如图 12所示， 本实施例的发送端 1200可以包括： 发送模块 1201、 接收 模块 1202和确定模块 1203， 其中，

发送模块 1201， 可以用于向接收端发送参考信号；

接收模块 1202， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

确定模块 1203，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两 个矩阵 W1和 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l， 所述 W1 表示为： Wl = diag{x ₁ , ..., X _NB } , 1 < ί≤Ν _Β , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向 量 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： ¾ = A.. ® B _tj 。

进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。

进一步地， 所述 N1大于或等于所述 N2。

进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 X X ₁₊₁ ,若构成所述 X X ₁₊₁ 的 第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所 述 Χ,, Χ ₁₊ ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。

本实施例的发送端， 可以用于执行图 6所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的发送端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 将代 表波束的每个分块矩阵 X,的列 x _ld 采用三维波束矢量的形式来定义，具体通 过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 B _y 进行克 罗内克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联 合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征 ， 因此， 发送端基于接收端 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩 阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 13为本发明发送端实施例二的结构示意图， 如图 13所示， 本实施例 的发送端 1300可以包括： 发送模块 1301、 接收模块 1302和确定模块 1302， 其中， 发送模块 1301， 可以用于接收端发送参考信号；

接收模块 1302， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

确定模块 1302，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为矩 阵 W1和矩阵 W2的乘积，

其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： W\ = diag {x _i , ..., X _NB ] , \ < i < N _B , 其中每个分块矩阵 为第一码本 和第 二码本 的克罗内克尔 kronecker积： 二 ， 所述第一码本 的各列 为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。

进一步地， 每个所述第一码本 ^的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。 进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。

进一步地，所述第二码本 6 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。

进一步地，所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内不等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， N _e > l。

进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本 的个数。

进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。

进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。

本实施例的发送端， 可以用于执行图 7所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的发送端， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 第一 码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本^代表二维面 阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 的选择和第二码本 的选择 是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵天 线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送端基于接收端反馈的 从本发明的码本结构中选择的预编码矩阵进行 预编码， 可以有效地提高预编码 的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 14为本发明发送端实施例三的结构示意图， 如图 14所示， 本实施例 的发送端 1400可以包括：

发送模块 1401， 可以用于向接收端发送参考信号；

接收模块 1402， 可以用于接收接收端发送的预编码矩阵指示 PMI;

确定模块 1403，可以用于根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收端 Wa 基于参考信号从码本中选择的预编码矩阵 W， 其中， W =

Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵， W0

Wl

Wa - ， 其中， 0≤ ≤M -1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

W{n - \)

个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： ¾ = Φχ ¾， 所述 Φ为所述 Wa的 相位旋转矩阵。

o … 0 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 Φ : '

0 φ„- 进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。

本实施例的发送端， 可以用于执行图 8所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。

Wa

本实施例的发送端， 预编码矩阵 W = 采用分别代表第一极化方

Wb 向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的 每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面阵天线中水平向和 垂直向的极化相位互相独立的特征， 并能够体现垂直向每一行的相位旋转 独立的特征。 因此， 发送端基于接收端反馈的由本发明的码本结构 构造的预编 码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高 系统的吞吐量。 图 15为本发明接收设备实施例一的硬件结构示意� ��，接收设备可以为基 站或者终端。如图 15所示，本实施例的接收设备 1500可以包括：处理器 1501 和发送器 1502， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1503。 其中， 处理 器 1501、 发送器 1502和存储器 1503可以通过系统总线或其他方式相连， 图 15中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 15 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 的总线。

其中， 选择模块 1501可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中 选择预编码矩阵 W,其中，所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l， 所述 W1 表示为： Wl = diag {x _i , ..., X _NB ] , \ < ί < Ν _Β , 其中每个分块矩阵 的列 为第一向量 A _y 和第二码本 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： _y . = A, ® ¾；

发送器 1502可以用于向所述发送设备发送所述预编码� �阵 W对应的预 编码矩阵指示 PMI, 以使所述发送设备根据所述 PMI得到接收设备的天线阵 列的预编码矩阵\¥。

进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 N1个连续的所述第一向量和 N2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。

进一步地， 所述 N1大于或等于所述 N2。

进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 X ₁₊₁ ,若构成所述 X ₁₊₁ 的 第二向量为相同的 N2个连续的所述第二向量， 其中， N2大于 0， 则构成所 述 Χ ₁₊ ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ,, Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 N1个连续的所述第一向量， 其中， N1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。

本实施例的接收设备， 可以用于执行图 3所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的接收设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将代 表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来定义， 具体通 过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行克罗 内克尔积的方式获得分块矩阵的列， 表示将水平向相位和垂直向相位联合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征 ， 因此， 发送设备基于接收设 备反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码 矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 16为本发明接收设备实施例二的硬件结构示意� ��，接收设备可以为基 站或者终端。如图 16所示，本实施例的接收设备 1600可以包括：处理器 1601 和发送器 1602， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1603。 其中， 处理 器 1601、 发送器 1602和存储器 1603可以通过系统总线或其他方式相连， 图 16中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 16 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 的总线。

其中， 处理器 1601可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选 择预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥l , 所述 W1 表示为：

^1 = ^ {^,..., ^ } , ≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： ^ = A ® B _t ， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1 ;

发送器 1602可以用于向所述发送设备发送与所述预编� �矩阵 W对应的 预编码矩阵指示 PMI。

进一步地， 每个所述第一码本 ^的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。

进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。

进一步地，所述第二码本 6 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。

进一步地，所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， N _e > l。

进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本 的个数。

进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。

进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵； 或者， 所述 Wl为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。

本实施例的接收设备， 可以用于执行图 4所示方法实施例的技术方案， 其 实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的接收设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 第 一码本 代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 ^代表二维 面阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选 择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵 天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送设备基于接收设备 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩 阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 17为本发明接收设备实施例三的硬件结构示意� ��，接收设备可以为基 站或者终端。如图 17所示，本实施例的接收设备 1700可以包括：处理器 1701 和发送器 1702， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1703。 其中， 处理 器 1701、 发送器 1702和存储器 1703可以通过系统总线或其他方式相连， 图 17中以系统总线相连为例；系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA 总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便 于表示， 图 17 中仅用一条线表示， 但并不表示仅有一根总线或一种类型 其中， 处理器 1701可以用于基于发送设备发送的参考信号， 从码本中选

Wa

择预编码矩阵 W: 其中， 所述 Wa为由第一预编码矩阵 组成的

Wb

WO

二预编码矩阵， H¾ = ^{l W1} ， 其中， 0≤Ϊ·≤Μ-1， η为组成所述 Wa的所述

一预编码矩阵的个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： = Φχ^¾， 所述 Φ为所述 Wa的相位旋转 矩阵;

发送器 1702可以用于向所述发送设备发送与所述预编� �矩阵 W对应的 预编码矩阵指匕 /， PMI。

o … 0 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 =

0 φ„-ι

¾ = e^ , ^. e [0, 2^] o

进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。

本实施例的接收设备， 可以用于执行图 5所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的接收设备， 基于参考信号从码本中选择预编码矩阵 W:

Wa

W ，采用分别代表第一极化方向和第二极化方向 的特征的 Wa和 Wb Wb 并联的结构， 而 Wb又由 Wa中的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而 能够体现二维面阵天线中水平向和垂直向的极 化相位互相独立的特征， 并 能够体现垂直向每一行的相位旋转独立的特征 。 因此， 发送设备基于接收设 备反馈的由本发明的码本结构构造的预编码矩 阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 18为本发明发送设备实施例一的硬件结构示意� ��，发送设备可以为基 站或者终端。如图 18所示，本实施例的发送设备 1800可以包括：发送器 1801、 接收器 1802和处理器 1803， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1804。 其中， 发送器 1801、 接收器 1802、 处理器 1803和存储器 1803可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 18 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 、 控制总线等。 为便于表示， 图 18 中仅用一条线表示， 但并不 仅有一根总线或一种类型的总线。

其中， 发送器 1801， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 1802， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 1803， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选 择 的预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为两个矩阵 W1和 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1， 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^, ..., ^ } , ≤i≤N _B ， 其中每个分块矩阵 的列 为第一向量 A _y 和第二向量 B _y 的克罗内克尔 kronecker积： = A _tj ® B _tj 。

进一步地， 所述分块矩阵 的各列由 Ν1个连续的所述第一向量和 Ν2 个连续的所述第二向量两两依次克罗内克尔 kronecker积得到。

进一步地， 所述 Ν1大于或等于所述 Ν2。

进一步地， 对于任意两个相邻的分块矩阵 χ ₁₊₁ ,若构成所述 χ ₁₊₁ 的 第二向量为相同的 Ν2个连续的所述第二向量， 其中， Ν2大于 0， 则构成所 述 Χ ₁₊ ι的两组第一向量中存在 si个相同的第一向量， 所述 si大于或等于 对于任意两个相邻的分块矩阵 Χ,, Χ ₁₊ ι,若构成所述 Χ,, Χ ₁₊ ι的第一向量为 相同的 Ν1个连续的所述第一向量， 其中， Ν1大于 0， 则构成所述 X ₁₊₁ 的 两组第二向量中存在 s2个相同的第二向量， 所述 s2大于或等于零。

进一步地， 所述 si大于或等于所述 s2。

本实施例的发送设备， 可以用于执行图 6所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 的构成码本， 将 代表波束的每个分块矩阵 X,的列 采用三维波束矢量的形式来定义，具体 通过对应水平向相位的第一向量 Ay与对应垂直向相位的第二向量 By进行 克罗内克尔积的方式获得分块矩阵的列，表示 将水平向相位和垂直向相位联 合， 从而能够在码本中表现出三维波束矢量的特征 ， 因此， 发送设备基于接收 设备反馈的从本发明的码本结构中选择的预编 码矩阵进行预编码， 可以有效地 提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 19为本发明发送设备实施例二的硬件结构示意� ��，发送设备可以为基 站或者终端。如图 19所示，本实施例的发送设备 1900可以包括：发送器 1901、 接收器 1902和处理器 1903， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 1904。 其中， 发送器 1901、 接收器 1902、 处理器 1903和存储器 1903可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 19 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便于表示， 图 19 中仅用一条线表示， 但并不 表示仅有一根总线或一种类型的总线。

其中， 发送器 1901， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 1902， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 1903， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选 择 的预编码矩阵 W， 其中， 所述预编码矩阵 W为矩阵 W1和矩阵 W2的乘积， 其中， 所述 W1 包含 N _B 个分块矩阵 ， N _B ≥1 , 所述 W1 表示为： ^1 = ^ {^,..., ^ } , l≤i≤N _B , 其中每个分块矩阵 为第一码本 ^ 和第二码本 的克罗内克尔 kronecker积： ^ = A ® B _i ， 所述第一码本 ^ 的各列为 M维离散傅里叶变换 DFT向量， M > 1， 所述第二码本 的各列为 N维 DFT向量， N > 1。

进一步地， 每个所述第一码本 的任意相邻两列 DFT向量的相位差相 等。

进一步地， 所述第一码本的各列从^个在 [0， 2 π ]相位区间内等间隔分 布的 Μ维 DFT向量中等间隔选取， N _a > l。

进一步地，所述第二码本 6 ₁ 至少存在两个相邻两列 DFT向量的相位差不 相等。

进一步地，所述第二码本的各列从 N _e 个 [0， π ]相位区间内非等间隔分布 的 Ν维 DFT向量中选取， N _e > l。

进一步地， 所述第一码本的个数大于或等于所述第二码本 的个数。

进一步地，所述第二码本 中，任意相邻两列 DFT向量的相位差大于或 等于所述第一码本 ^中的任意相邻两列 DFT向量的相位差。

进一步地， 所述 W1为表示宽带的信道特性的矩阵， W2为表示子带的信 道特性的矩阵；

或者， 所述 W1为表示长期的信道特性的矩阵， 所述 W2为表示短期的信 道特性的矩阵。

进一步地， 所述矩阵 W2用于选择矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W, 或者， 用于加权组合矩阵 W1中的列矢量从而构成矩阵 W。 本实施例的发送设备， 可以用于执行图 7所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。

本实施例的发送设备， 对于矩阵 W1中的分块矩阵 X,的构成码本， 第 一码本 ^代表二维面阵天线的水平向对应的码本， 第二码本 ^代表二维 面阵天线的垂直向对应的码本。 该第一码本 ^的选择和第二码本 的选 择是相互独立的， 因此， 本实施例的预编码矩阵 W能够反映出二维面阵 天线的水平向与垂直向特性互相独立的特征， 因此， 发送设备基于接收设备 反馈的从本发明的码本结构中选择的预编码矩 阵进行预编码， 可以有效地提高 预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。

图 20为本发明发送设备实施例三的硬件结构示意� ��，发送设备可以为基 站或者终端。如图 20所示，本实施例的发送设备 2000可以包括：发送器 2001、 接收器 2002和处理器 2003， 可选地， 该接收设备还可以包括存储器 2004。 其中， 发送器 2001、 接收器 2002、 处理器 2003和存储器 2003可以通过系 统总线或其他方式相连， 图 20 中以系统总线相连为例； 系统总线可以是 ISA总线、 PCI总线或 EISA总线等。 所述系统总线可以分为地址总线、 数据总线、 控制总线等。 为便于表示， 图 20 中仅用一条线表示， 但并不 表示仅有一根总线或一种类型的总线。

其中， 发送器 2001， 可以用于向接收设备发送参考信号； 接收器 2002， 可以用于接收接收设备发送的预编码矩阵指示 PMI; 处理器 2003， 可以用于 根据所述预编码矩阵指示 PMI确定所述接收设备基于参考信号从码本中选 择

Wa

的预编码矩阵 W, 其中， W

Wb 其中， 所述 Wa 为由第一预编码矩阵 组成的第二预编码矩阵，

W0

Wa = \ ^W1 ， 其中， 0≤ ≤M-1， n为组成所述 Wa的所述第一预编码矩阵的

个数， η>1， 所述 Wb为第三预编码矩阵： Wb = OxWa， 所述 Φ为所述 Wa的 相位旋转矩阵。 进一步地， 所述相位旋转矩阵为对角矩阵 =

0 φ„-

¾ = e^ , ^. e [0, 2^] o

进一步地， 所述第一预编码矩阵的各列为离散付立叶变换 DFT矢量， 或 者为哈达马 Hadamard矩阵的列矢量。

进一步地， 所述第一预编码矩阵从长期演进 LTE系统的 2天线码本、 4 天线码本或者 8天线码本中选取。

本实施例的发送设备， 可以用于执行图 8所示方法实施例的技术方案， 其实现原理类似， 此处不再赘述。

Wa

本实施例的发送设备， 预编码矩阵 W = 采用分别代表第一极化

Wb 方向和第二极化方向的特征的 Wa和 Wb并联的结构， 而 Wb又由 Wa中 的每一行独立地进行相位旋转得到， 从而能够体现二维面阵天线中水平向 和垂直向的极化相位互相独立的特征， 并能够体现垂直向每一行的相位旋 转独立的特征。 因此， 发送设备基于接收设备反馈的由本发明的码本 结构构造 的预编码矩阵进行预编码， 可以有效地提高预编码的精度， 从而减少性能损失， 提高系统的吞吐量。 图 21为本发明通信系统实施例的结构示意图， 如图 21所示， 本实施例 的系统 2100包括： 接收设备和发送设备， 其中， 接收设备可以采用图 15~图 17任一设备实施例的结构， 其对应地， 可以执行图 3~图 5中任一方法实施例 的技术方案， 发送设备可以采用图 18~图 20任一设备实施例的结构， 其对应 地， 可以执行图 6~图 8中任一方法实施例的技术方案， 其实现原理和技术效 果类似， 此处不再赘述。

本领域普通技术人员可以理解： 实现上述各方法实施例的全部或部分步 骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。 前述的程序可以存储于一计算机可 读取存储介质中。 该程序在执行时， 执行包括上述各方法实施例的步骤； 而 前述的存储介质包括： ROM、 RAM, 磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码 的介质。

最后应说明的是： 以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对 其限制； 尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的 说明， 本领域的普通 技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施 例所记载的技术方案进行修改， 或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替 换； 而这些修改或者替换， 并 不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例 技术方案的范围。