GEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bestimmung der Rotorlage eines elektronisch kommutierten mehrphasigen Gleichstrommotors mit Polzahl ^ 2 und einem mehrsträngigen Wicklungssystem sowie einer Kommutierungsvorrichtung zur Erzeugung von Phasenspannungen in dem Wicklungssystem, wobei der Gleichstrommotor einen Rotor und einen Stator umfasst.

TECHNISCHER HINTERGRUND

Solche elektronisch kommutierten Gleichstrommotoren (BLDC- Motoren oder EC-Motoren) sind allgemein bekannt und umfassen als Rotor beispielsweise einen Permanentmagneten, der durch ein rotatorisch sich bewegendes Erregerfeld angetrieben wird. Dieses Erregerfeld wird beispielsweise von einem dreiphasigen in Stern- oder Dreieckschaltung aufgebauten Wicklungssystem erzeugt, indem dessen Wicklungsstränge mit blockförmigen oder sinusförmigen Stromverläufen bestromt werden, die zueinander phasenversetzt sind.

Die Kommutierung eines BLDC-Motors wird standardmäßig auf der Basis einer mikroprozessor- oder softwarebasierten Steuerung oder Regelung der einzelnen Phasenströme der Wicklungen des Wicklungssystems des BLDC-Motors durchgeführt, indem in bekannter Weise beispielsweise eine dreifache Halbbrücke aus Leistungsschaltern, beispielsweise MOSFETs, zur Erzeugung mehrerer in Phasenlage und Amplitude unterschiedlicher Ströme durch das Wicklungssystem benutzt wird. Die Leistungshalbleiter werden von einem Mikroprozessor angesteuert, dem zur Be-

BESTÄTIGUNGSKOPIE Stimmung der optimalen Kommutierungszeitpunkte die Rotorlage des Rotors bekannt sein muss. Die Ermittlung der Rotorpositi ^¬ on kann sensorlos oder mit einer zusätzlichen Sensorik erfolgen .

Zur sensorlosen Ermittlung der Rotorposition des Rotors eines BLDC-Motors sind verschiedene Verfahren bekannt. Bei einer ersten Gruppe von Verfahren wird die aktuelle Rotorposition durch eine Auswertung der Nulldurchgänge der induzierten Gegenspannung (EMK) in den jeweils nicht bestromten Wicklungssträngen ermittelt, da ein in dem Wicklungssystem induzierter Spannungsvektor in eindeutiger Weise mit der Rotorposition zusammenhängt. Diese Auswertung setzt jedoch den Stillstand des Rotors voraus. Zwar lässt sich ein solches Verfahren auch bei sehr langsamer Drehung des Rotors anwenden, jedoch weist mit zunehmender Drehzahl die ermittelte Rotorlage immer größere Fehler auf.

Eine zweite Gruppe von Verfahren basiert auf der Variation der Induktivität des BLDC-Motors. Der Rotor als Permanentmagnet erzeugt eine magnetische Asymmetrie, da der magnetische Widerstand in Richtung von dessen Magnetisierung (d-Achse) größer ist als im Vergleich zu der Querrichtung (q-Achse) . Daraus ergibt sich eine von der Rotorlage abhängige Indukti ^¬ vität des BLCD-Motors. Derjenige Wicklungsstrang des Stators, dessen magnetische Achse mit der d-Achse des Rotors zusammen ^¬ fällt, weist eine minimale Induktivität auf und derjenige Wicklungsstrang, dessen magnetische Achse mit der q-Achse, d. h. um 90° verdreht, zusammenfällt, weist eine maximale Induktivität auf. Im unbestromten Zustand des BLDC-Motors besitzt der Südpol und der Nordpol des Rotors als Permanentmagnet die gleiche Wirkung, somit weist der Verlauf dieser variablen Induktivität gegenüber den elektrischen Größen die doppelte Pe- riodizität auf. Diese 180°- Uneindeutigkeit muss für eine vollständige Lageinformation aufgelöst werden. Hierzu wird entsprechend der Richtung des Rotors ein Spannungssignal an gelegt, so dass dadurch die Sättigung im Stator verringert oder verstärkt, d. h. die entsprechende Induktivität verkle nert oder vergrößert wird, so dass hieraus die Rotorlage be stimmt werden kann.

Dieser induktive Ansatz zur Bestimmung der Rotorposition ist beispielsweise aus der Druckschrift AT 395 487 B bekannt, bei dem die von Spannungsimpulsen erzeugten Stromimpulse und zugehörigen Spannungsimpulse detektiert und die sich hieraus ergebenden Induktivitäten bestimmt werden. Diese Induktivitätswerte werden einem sinusförmigen Verlauf entlang des Um- fangs zugeordnet, um hieraus die aktuelle Position innerhalb des sinusförmigen Verlaufs zu ermitteln. Um die bei sich drehenden Rotor auftretende EMK-Spannung im Messergebnis kompensieren zu können, muss gemäß diesem bekannten Verfahren eine zweite Messung durchgeführt werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem mit hoher Sicherheit die Rotorlage eines BLCD-Motors in allen Betriebszu- ständen bestimmt werden kann.

Erfindungsgemäß wird ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 vorgeschlagen.

Demgemäß ist vorgesehen: Ein Verfahren zur Bestimmung der Rotorlage eines elektronisch kommutierten mehrphasigen Gleichstrommotors mit Polzahl ^ 2 und einem mehrsträngigen Wicklungssystem sowie einer Kommutierungsvorrichtung zur Erzeugung von Phasenspannungen in dem Wicklungssystem, wobei der Gleichstrommotor einen Rotor und einen Stator umfasst. Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich dabei durch folgende Verfahrensschritte aus: (a) Erzeu ^¬ gen von mehreren Testspannungsimpulsen in dem Wicklungssystem mit vorgegebener Einschaltdauer ΔΤ mittels der Kommutierungs ^¬ vorrichtung in unterschiedlichen über 360° verteilten Phasen ^¬ lagen; (b) Messung der Stromwerte der Stromantworten der Testspannungsimpulse mit Ablauf der Einschaltdauer der jeweiligen Testspannungsimpulse; (c) Approximation der gemessenen Stromwerte durch eine periodische Approximationsfunktion aus einer Überlagerung einer Grundwelle mit einer Amplitude I _E MK und der dazugehörigen ersten Oberwelle mit einer Amplitude lin _d in Abhängigkeit der Phasenlage der Testspannungsimpulse, wobei die sinusförmige Grundwelle den zeitlichen Verlauf der Gegen-EMK-Spannung des Stators und die erste Oberwelle den zeitlichen Verlauf der Induktivität des Stators des Gleich ^¬ strommotors nachbildet; (d) Bestimmung eines Amplitudenver- hältniswertes Ι ΕΜΚ / Ι Ι _ΙΝ Ι der Amplituden I _EMK und I _Inc j der Grund ^¬ welle und der ersten Oberwelle der Approximationsfunktion; (e) Bestimmung der Rotorlage als EMK-Winkel aus dem Argument der Grundwelle der Approximationsfunktion und/oder als Induk ^¬ tivitäts-Winkel aus dem Argument der ersten Oberwelle der Ap ^¬ proximationsfunktion in Abhängigkeit des Amplituden- Verhältnisses ΐΕΜκ/Iinc wobei der EMK-Winkel den Phasenversatz des sinusförmigen Verlaufs der Gegen-EMK-Spannung des Stators gegenüber der Approximationsfunktion und der Induktivitäts- Winkel den Phasenversatz des sinusförmigen Verlaufs der Induktivität des Stators gegenüber der Approximationsfunktion angibt . Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Erkenntnis besteht darin, dass die EMK unter anderem abhängig ist von der Geschwindigkeit und der Position des Rotors. Die Idee der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, diese EMK nicht als Störgröße zu betrachten, sondern als Informationsgröße.

Bei diesem erfindungsgemäßen Verfahren wird daher in vorteil ^¬ hafter Weise sowohl die EMK-Spannung als auch die aufgrund der magnetischen Asymmetrie des Rotors erzeugte variable Induktivität als Nutzsignal zur Bestimmung der Rotorlage des Rotors verwendet. Insbesondere bei Drehzahlen, bei welchen die Einflüsse EMK und der magnetischen Asymmetrie auf die ge ^¬ messenen Stromwerte ungefähr gleich groß sind, steigt mit dem erfindungsgemäßen Verfahren die Zuverlässigkeit, die Rotorlage richtig zu bestimmen, als auch die Genauigkeit der be ^¬ stimmten Rotorlage.

Es sei angemerkt, dass eine Auswertung des Einflusses der In ^¬ duktivität einerseits und der EMK andererseits an sich be ^¬ kannt sind. Jedoch wird bei solchen bekannten Lösungen immer nur einer der beiden Effekt betrachtet oder es wird versucht, den Einfluss des zweiten Effektes zu eliminieren oder zu mi ^¬ nimieren. Bei der vorliegenden Erfindung tragen im Unter ^¬ schied hierzu beide Effekte bei der Ermittlung der Position bei und werden infolgedessen ermittelt.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen ergeben sich aus den weiteren Unteransprüchen sowie aus der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird bei einem großen Wert A des Amplitudenverhältnisses Ικ _Μ κ/ Ι ΐηά mit A^ai » 1 der EMK-Winkel als Rotorlage des Rotors bestimmt. Dieses große Amplitudenverhältnis bedeutet eine große Dreh ^¬ zahl des Gleichstrommotors, bei welcher der Einfluss der EMK- Spannung dominiert und deshalb der Einfluss der durch die magnetische Asymmetrie des Rotors bewirkte variierende Induktivität des Motors vernachlässigbar ist. In einfacher und direkter Weise kann aus dem Argument der Grundwelle die Rotor ^¬ lage des Rotors bestimmt werden.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird bei einem kleinen Wert A des Amplitudenverhältnisses ΙΕΜΚ/ Ι ΙΓ _Κ Ι ^m it A^a ₂ « 1 der Induktivitäts-Winkel als Richtung des Rotors mit einer 180°-Uneindeutigkeit bestimmt. Dieser kleine Wert des

Amplitudenverhältnisses tritt bei Stillstand oder bei langsamer Drehung des Rotors auf, so dass keine EMK-Spannung oder nur mit einem geringen Wert auftritt, so dass die entsprechende Amplitude der Grundwelle des Approximationsfunktion vernachlässigt werden kann und daher in einfacher Weise aus dem Argument von der ersten Oberwelle die Richtung des Rotors bestimmbar ist. Zur Beseitigung des 189°-Undeutigkeit ist in bekannter Weise eine weitere Messung durchzuführen, indem entsprechend der Richtung des Rotors ein Spannungssignal angelegt wird, so dass dadurch die Sättigung im Stator verringert oder verstärkt, d. h. die entsprechende Induktivität verkleinert oder vergrößert wird, so dass hieraus die Rotor ^¬ lage bestimmt werden kann.

Eine hohe Robustheit des erfindungsgemäßen Verfahrens wird in einer besonders bevorzugten Weiterbildung der Erfindung er ^¬ reicht, wenn bei einem Wert A des Amplitudenverhältnisses I _EM K/Ii _nd mit a ₂ < A < ai, wobei a ₂ « 1 und ai » 1 ist, die Ro ^¬ torlage des Rotors aus dem EMK-Winkel und/oder dem Induktivi ^¬ täts-Winkel bestimmt wird. Ein solches Amplitudenverhältnis entspricht Betriebszuständen des Motors, bei dem sowohl die EMK-Spannung als auch die durch magnetische Asymmetrie des Rotors bewirkte variierende Induktivität des Motors relevanten Einfluss auf die gemessenen Stromwerte haben.

Dabei ist es gemäß einer Ausgestaltung vorteilhaft, wenn aus den gewichteten Werten des EMK-Winkels und dem Induktivität- Winkel ein Wert für die Rotorlage des Rotors bestimmt wird, wobei die Gewichtung in Abhängigkeit der Werte des EMK- Winkels und des Induktivitäts-Winkels erfolgt. Die Gewichtung kann auch in einem festen Verhältnis erfolgen. Damit wird für den gesuchten Winkel des Rotors eine hohe Genauigkeit er ^¬ reicht .

Ferner ist es besonders vorteilhaft, wenn weiterbildungsgemäß die motorspezifische Phasendifferenz zwischen dem EMK-Winkel und dem Induktivitäts-Winkel bestimmt und der Wert der Pha ^¬ sendifferenz zur Plausibilisierung der aus dem EMK-Winkel und/oder dem Induktivitäts-Winkel bestimmten Werte für die Rotorlage des Rotors verwendet wird. Diese Phasendifferenz zwischen EMK-Winkel und dem Induktivitäts-Winkel ist für je ^¬ den Motor ein konstanter Wert und kann ermittelt werden und beträgt in der Regel entweder +π/4 oder -π/Α. Dieser Wert dient dann als Indikator für den Messfehler hinsichtlich des EMK-Winkels und/oder des Induktivitäts-Winkels.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird bei ei ^¬ nem Wert A des Amplitudenverhältnisses ΙΕΜ _Κ / Ι _{Ι Π} <3 mit a2 < A < ai, wobei a2 « 1 und ai » 1 ist, der Wert des absoluten Minimums der Approximationsfunktion als Rotorlage des Rotors verwendet, falls die motorspezifische Phasendifferenz zwischen dem EMK-Winkel und dem Induktivitäts-Winkel als +π/4 ermit ^¬ telt wird. Dagegen wird weiterbildungsgemäß bei einer Pha- sendifferenz von -π/4 der Wert des absoluten Minimums der Approximationsfunktion als Rotorlage des Rotors verwendet. Damit ist neben einer analytischen auch eine schnelle graphische Auswertung der Approximationsfunktion möglich.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird der Induktivitäts-Winkel in der ersten Oberwelle Appro ^¬ ximationsfunktion durch eine Verknüpfung in Form einer Differenzbildung zwischen dem EMK-Winkel und dem Induktivitäts- Winkel mit einem motor-spezifisch ermittelten Differenzwert ersetzt. Mit einer solchen erweiterten Approximationsfunktion wird ein besseres Approximationsverhalten erreicht, mit der Folge einer höheren und zuverlässigeren Bestimmung der Rotorposition des Rotors.

In einfacher und direkter Weise ergibt sich weiterbildungsge ^¬ mäß aus dieser erweiterten Approximationsfunktion der die Ro ^¬ torposition des Rotors darstellende EMK-Winkel aus dem Argu ^¬ ment der Grundwelle und dem Argument der ersten Oberwelle.

In einer besonders bevorzugten Ausgestaltung wird die Appro ^¬ ximationsfunktion aus einer Überlagerung einer sinusförmigen Grundwelle mit der Amplitude und der dazugehörigen ersten Oberwelle mit einer Amplitude in Abhängigkeit der Phasenlage as der Testspannungsimpulse gebildet wird. Vorzugsweise wird die Sinus-Funktion gewählt. Die Approximationsfunktion kann aber auch davon abweichen. Z.B. wenn die EMK oder die Varianz der Induktivität nicht sinusförmig ist.

Die obigen Ausgestaltungen und Weiterbildungen lassen sich, sofern sinnvoll, beliebig miteinander kombinieren. Weitere mögliche Ausgestaltungen, Weiterbildungen und Implementierun ^¬ gen der Erfindung umfassen auch nicht explizit genannte Korn- binationen von zuvor oder im Folgenden bezüglich der Ausfüh rungsbeispiele beschriebenen Merkmale der Erfindung. Insbe ^¬ sondere wird dabei der Fachmann auch Einzelaspekte als Verbesserungen oder Ergänzungen zu der jeweiligen Grundform de vorliegenden Erfindung hinzufügen.

INHALTSANGABE DER ZEICHNUNG

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnungen angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen dabei:

Figur 1 ein Schaltbild mit dem Ersatzschaltbild des Wicklungssystems eines BLCD-Motors sowie mit einer Halbbrücke und einer Kommutierungsvorrichtung zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Figur 2 ein Schaltbild eines Zwischenkreises zur Spannungsversorgung des Wicklungssystems des BLCD- Motors nach Figur 1,

Figur 3 ein Spannungsraumzeigerdiagramm zur Darstellung von Testspannungsimpulsen gemäß des erfindungsgemäßen Verfahrens, und

Figur 4 ein Diagramm mit den der Approximationsfunktion und deren Grundwelle sowie der ersten Oberwelle entsprechenden Stromverläufen in Abhängigkeit des Rotorwinkels .

Die beiliegenden Zeichnungen sollen ein weiteres Verständnis der Ausführungsformen der Erfindung vermitteln. Sie veran ^¬ schaulichen Ausführungsformen und dienen im Zusammenhang mit der Beschreibung der Erklärung von Prinzipien und Konzepten der Erfindung. Andere Ausführungsformen und viele der genannten Vorteile ergeben sich im Hinblick auf die Zeichnungen. Die Elemente der Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu zueinander gezeigt.

In den Figuren der Zeichnung sind gleiche, funktionsgleiche und gleich wirkende Elemente, Merkmale und Komponenten - sofern nichts Anderes ausführt ist - jeweils mit denselben Be ^¬ zugszeichen versehen.

BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN

Figur 1 zeigt ein Schaltbild mit dem Ersatzschaltbild des Wicklungssystems eines BLCD-Motors sowie mit einer Halbbrücke und einer Kommutierungsvorrichtung zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Gemäß Figur 1 wird ein 3-phasiger bürstenloser Gleichstrommotor (BLDC-Motor) 1 mit Polzahl 2, dargestellt als Wicklungssystem 2 mit in Sternschaltung geschalteten U- V- und W- Phasen von einer Kommutierungsvorrichtung 3 angetrieben. Jede der Phasen U, V und W wird von einer Halbbrücke angesteuert, wobei nur eine Halbbrücke 3a der Phase W in Figur 1 darge ^¬ stellt ist. Diese Halbbrücken der Phasen U, V und W bilden zusammen mit einer Steuereinheit, beispielsweise einem Mikroprozessor 3b die Kommutierungsvorrichtung 3.

Jeder der Phasen U, V und W umfasst eine Wicklungsinduktivi ^¬ tät Lp _h , einen Wicklungswiderstand R _Ph sowie eine die Gegen- EMK darstellende Spannungsquelle U _EM K_Ui U _EMK _v bzw. U _EM K_W- Die Halbbrücke 3a für die Phase W und damit die Halbbrücken für die anderen Phasen U und V bestehen in bekannter Weise aus MOSFETs als Transistorschalter S _H und S _L und weisen jeweils Freilaufdioden (nicht dargestellt) auf. Die Phase W wird entsprechend der Darstellung nach Figur 1 an einen Pha ^¬ senkontakt K der Halbbrücke 3a angeschlossen, entsprechend auch die anderen Phasen V und W an Phasenkontakte der zugehörigen Halbbrücken.

Die Halbbrücke 3a als auch die weiteren Halbbrücken werden an eine Zwischenkreisspannung U _z angeschlossen, so dass der Highside-MOSFET S _H auf dem Potential der Zwischenkreisspannung U _z und der Lowside-MOSFET S _L auf dem Bezugspotential Ground liegt.

Die Zwischenkreisspannung U _z wird mittels einer an eine Batteriespannung Ubat angeschlossenen Zwischenkreisschaltung gemäß Figur 2 erzeugt, die in einem Längszweig einen Versorgungswiderstand R _sup , eine Zwischenkreisinduktivität L _z und in einem parallelen, auf einem Bezugspotential Ground liegenden Längszweig einen Shuntwiderstand R _s aufweist. Ein Zwischen- kreiskondensator C _z verbindet die beiden Längszweige.

In Abhängigkeit der Schaltzustände der Transistorschalter der Halbbrücken wird jede Phase U, V und W entweder an das Potential der Zwischenkreisspannung U _z oder auf das Bezugspotential Ground gelegt, so dass dadurch eine Phasenspannung U _P h_u , Uph v bzw. U _Ph w erzeugt wird, die zu einem Phasenstrom I p _h _u , I p _h v bzw. I p w führt.

Die Halbbrücke 3a der Phase U sowie die entsprechenden Halbbrücken der Phasen V und W können unabhängig voneinander folgende Zustände einnehmen: - Zustand High:

Der Highside-MOSFET S _H ist aktiv. Die Zwischenkreisspan- nung liegt an der Phase U, V bzw. W.

- Zustand Low:

Der Lowside-MOSFET S _L ist aktiv. Das Bezugspotential GND liegt an der Phase U, V bzw. W.

- Zustand Tristate:

Beide MOSFETs S _H und S _L sind inaktiv. Aufgrund der Wicklungsinduktivitäten Lp kann Strom durch die Freilaufdioden der MOSFETs fließen. In den Phasen U, V, W wird die EMK-Spannung U _{EMK D(} U _EMK v bzw. U _E MK_W erzeugt.

Zur Bestimmung der Rotorposition des Rotors des BLDC-Motors 1 wird dessen unterschiedliche Induktivität in Richtung der d- Achse und der hierzu senkrecht stehenden q-Achse des Rotors verwendet, wobei diese variable Induktivität ihre Ursache in der magnetischen Asymmetrie des als Stabmagneten ausgebildeten Rotors des BLDC-Motors 1 hat.

Wenn sich der Rotor in dem Stator des BLDC-Motors 1 dreht, wird eine Gegen-EMK-Spannung U _EM K in den Phasen U, V bzw. W erzeugt. Die Varianz der Induktivität weist die doppelte Frequenz des Verlaufs der Gegen-EMK-Spannung U _EM K auf. Die zur Bestimmung der Rotorlage durchgeführte Messung und Auswertung berücksichtigt neben der variablen Induktivität auch die Gegen-EMK-Spannung U _E MK- Hierzu werden Testspannungsimpulse in dem Wicklungssystem 2 des BLDC-Motors 1 erzeugt, deren Stromantworten als Stromwerte gemessen und zur Bestimmung der Rotorlage des Rotors des BLDC-Motors 1 ausgewertet werden. Diese Testspannungsimpulse werden durch entsprechende Ansteu- erung der Halbbrücke 3a der Phase W sowie der Halbbrücken der Phasen U und V der Kommutierungsvorrichtung 3 erzeugt.

Für die Halbbrücken existieren 12 Ansteuermöglichkeiten, durch die Strom in das Wicklungssystem 2 des BLDC-Motors 1 getrieben werden können. Die 12 Ansteuermöglichkeiten führen zu Spannungsvektoren, deren Richtungen in dem Wicklungssystem 2 des BLDC-Motors 1 sind um jeweils 30° gedreht und in folgender Tabelle aufgeführt.

Diese Spannungsvektoren sind von 0 bis 11 durchnummeriert , wobei der Spannungsvektor mit der Nr. 0 einen Vektor in Rich ^¬ tung der Phase U definiert. Die weiteren Spannungsvektoren mit den Nr. 1 bis 11 sind gegenüber dem Spannungsvektor mit der Nr. 0 um den Winkel a _s gedreht. Als Testspannungsvektoren werden entsprechend dem Ansteuer ^¬ schema in der Tabelle die Spannungsvektoren mit der Nr. 0 so ^¬ wie mit den geradzahligen Werten der Nummern erzeugt und als Testspannungsvektoren V ₀ , V ₂ , V , V ₆ , V ₈ und Vi ₀ bezeichnet, die in dem Raumzeigerdiagramm gemäß Figur 3 dargestellt sind.

Die in der Tabelle aufgeführten Spannungsvektoren mit der Nr. 1, 3, 5, 7, 9 und 11 werden von einer Phase erzeugt, deren Halbbrücke den Zustand Tristate aufweist. Aufgrund der induzierten Spannung bzw. des dadurch erzeugten FreilaufStromes kann die Richtung dieser Spannungsvektoren von der theoretischen Richtung abweichen, daher sind als Winkel a _s dieser Spannungsvektoren in der Tabelle nur ungefähre Winkelwerte angegeben .

Mittels der Kommutierungsvorrichtung 3 werden entsprechend dem Ansteuerschema der Tabelle die Testspannungsimpulse V ₀ , V ₂ , V ₄ , V ₆ , V ₈ und Vio in dem Wicklungssystem 2 des BLDC-Motors 1 mit einer vorgegebenen Einschaltdauer ΔΤ erzeugt.

In Abhängigkeit der Test spannungsimpulse V ₀ , V ₂ , V ₄ , V ₆ , V ₈ und Vio werden die Stromantworten als Stromwerte Io, I ₂ , 1$, Ιβ, IQ und I10 gemessen und stellen die Änderung ΔΙ (a _s ) des Zwischen- kreisstromes I _z mit _s = 0°, 60°, 120°, 180°, 240° und 300° nach der Einschaltdauer ΔΤ dar. Die Abhängigkeit des Strom ^¬ wertes ΔΙ(α ₃ ) von den Testspannungsimpulsen V ₀ , V ₂ , V ₄ , V ₆ , V ₈ und Vio wird durch den Winkel a _s gekennzeichnet. Im Folgenden wird für die Bezeichnung ΔΙ (a _s ) die Bezeichnung I (a _s ) verwen ^¬ det .

Aufgrund der n=6 Testspannungspulse V ₀ , V ₂ , V , V ₆ , V ₈ und Vi ₀ sind 6 Stromwerte I ( _s ) , mit a _s = 0°, 60°, 120°, 180°, 240° und 300° ermittelt worden und sind als Messwerte I Q , I ₂ , Ii, Ιβ, le und Ιχο in dem Diagramm gemäß Figur 4 in Abhängigkeit des Winkels a _rs zwischen dem Spannungsvektor des Stators und der Rotorposition des Rotors des BLDC- otors 1 eingetragen . Die Höhe dieser Messwerte ist hauptsächlich von der variablen Induktivität und der induzierten Gegen-EMK-Spannung abhängig.

Diese Messwerte werden nun mittels einer periodischen Appro ^¬ ximationsfunktion I (a _s ) , die sich aus Sinus-Funktionen zusammensetzt, approximiert, wobei sich die EMK-Spannung in einer Grundwelle spiegelt und der Einfluss der variablen Induktivi ^¬ tät mit der doppelten Frequenz der Grundwelle approximiert wird. Mit einer Näherung der Messwerte durch einen Gleichan ^¬ teil I ₀ , eine Grundwelle und eine erste Oberwelle ergibt sich folgende Approximationsfunktion:

I(a _s ) = + I EMK * ^sin (Ä - EMK ) + hnd * ^Sin ( ² * ( ^a s - ^a lnd )) ( ¹ ) mit

° ^ ^α ΕΜΚ ^ ^2π

0 < a, _nd < 2π , wobei Io einem Gleichanteil entspricht, _s der Winkel zwischen dem Testspannungsvektor V ₀ und den jeweils anderen Testspannungsvektoren V ₂ , V ₄ , V ₆ , V ₈ und Vi ₀ , IEMK und I _{I ND} die Maximalamplituden der Gegen-EMK-Spannung bzw. der variablen Induktivität sind und α _ΕΜ κ sowie Oimd den Phasenversatz des si ^¬ nusförmigen Verlaufs der Gegen-EMK-Spannung bzw. Phasenver ^¬ satz des sinusförmigen Verlaufs der Induktivität des Stators gegenüber der Approximationsfunktion I ( _s ) angeben und im Folgenden als EMK-Winkel a _EMK bzw. Induktivitätswinkel _In d be ^¬ zeichnet werden.

Das Diagramm gemäß Figur 4 zeigt den Verlauf der Approximationsfunktion I(as) als Kurve Ki sowie den gegenüber der Kurve Ki um den Winkel a _EMK verschobenen sinusförmigen Verlauf der Gegen-EMK-Spannung als Grundwelle, die mit K2 bezeichnet ist und den gegenüber der Kurve Κχ um den Winkel Oii _nd verschobenen Verlauf der die Induktivität nachbildenden ersten Oberwelle, die mit K ₃ bezeichnet ist. Der Gleichanteil Io ist in Figur 4 nicht dargestellt.

Aufgrund der doppelten Frequenz der variablen Induktivität gegenüber dem Verlauf der Gegen-EMK-Spannung nimmt amd bei einer Erhöhung oder Erniedrigung um den Wert π jeweils den gleichen Wert an. Daher zeigt a _Ind nur die Richtung der d- Achse des Rotors des BLDC-Motors 1 an, das Vorzeichen ist aber zunächst nicht eindeutig (180°- Uneindeutigkeit ) .

Die Auswertung der Approximationsfunktion I (a _s ) erfolgt nun in Abhängigkeit von unterschiedlichen Betriebszuständen des BLDC-Motors 1, die sich in unterschiedlichen Amplituden Ι _ΕΜ κ und Ii _nd der Grundwelle bzw. der ersten Oberwelle der Approxi ^¬ mationsfunktion I (a _s ) spiegeln. Daher wird das Amplitudenver- hältniswertes IEMK/ lind der Amplituden I _EMK und I _Ind betrachtet.

Im Falle von IEMK Iind dreht sich der BLDC Motors 1 sehr schnell, so dass dadurch der Einfluss der Gegen-EMK-Spannung auf die gemessenen Stromwerte sehr groß und gegenüber der va ^¬ riablen Induktivität dominierend ist. Damit gilt für den Wert A des Amplitudenverhältniswertes Ι _Ε Κ/ΙΙ _Γ Ι: ai mit ai » 1, wobei ai als Konstante motorspezifisch gewählt wird. Damit kann in der Approximationsfunktion I ( _s ) der Anteil der ersten Oberwelle vernachlässigt werden und der Rotorwinkel des Rotors des BLDC-Motors 1 direkt aus dem Wert des EML- Winkels a _EMK bestimmt werden.

Im Falle von IEMK "^*"· ^ind befindet sich der BLDC-Motors 1 im Stillstand oder dessen Rotor dreht sich sehr langsam. Daher ist der Einfluss der Gegen-EMK-Spannung auf die gemessenen Stromwerte vernachlässigbar. Damit gilt für den Wert A des Amplitudenverhältniswertes I E K/ I II _K I : &2 mit a2 «1, wobei a2 als Konstante motorspezifisch gewählt wird.

Damit kann in der Approximationsfunktion I ( _s ) der Anteil der Grundwelle vernachlässigt werden und die Ausrichtung des Rotors der BLDC-Motors 1 bis auf die 180°- Uneindeutigkeit aus dem Wert des Induktivitäts-Winkels Oimd bestimmt werden. Die 180°- Entscheidung muss mittels einer weiteren Messung entschieden werden, indem beispielsweise entsprechend der Rich ^¬ tung des Rotors ein Spannungssignal angelegt wird, so dass dadurch die Sättigung im Stator verringert oder verstärkt, d. h. die entsprechende Induktivität verkleinert oder vergrößert wird, so dass hieraus die Rotorlage bestimmt werden kann.

Dreht sich der BLDC-Motors 1 mit einer Geschwindigkeit, bei der sowohl die Gegen-EMK-Spannung als auch die variable Induktivität wesentliche Anteile der gemessenen Stromwerte darstellen, so gilt für den Wert A des Amplitudenverhältniswertes ΐΕΜκ/lmd: a ₂ < A < ai, wobei a ₂ « 1 und ai » 1 ist und diese Konstanten ai und a ₂ motorspezifisch gewählt werden.

Aus der Approximationsfunktion I(a _s ) können damit der EMK- Winkel _EMK und der Induktivitätswinkel a _Inc i bestimmt und ausgewertet werden, d. h. die Rotorlage des Rotors wird aus dem EMK-Winkel α _Ε Μκ und dem Induktivitäts-Winkel a _Ind bzw. a _In d + π wegen der 180°-Uneindeutigkeit bestimmt. Die 180°- Entscheidung kann mittels des EMK-Winkels

O<EMK getroffen werden.

Durch Gewichtung dieser beiden Werte lässt sich die Rotorlage des Rotors des BLDC-Motors 1 bestimmen, wobei die Gewichtung in Abhängigkeit der Werte des EMK-Winkels a _EMK und des Induktivitäts-Winkels ai _nd erfolgt. Die Gewichtung kann auch in einem festen Verhältnis durchgeführt werden.

Eine weitere Verwendung der beiden Werte für den EMK-Winkel α _ΕΜ κ und den Induktivitätswinkel oii _nd ergibt sich aus der An ^¬ wendung einer bekannten Beziehung zwischen diesen beiden Grö ^¬ ßen, die motorspezifisch, also für jeden Motor einen konstan ^¬ ten Wert aufweist gemäß folgender Formel: aEMK_Ind ~ ^a EMK ~ ^a lnd ' ( ^ ) wobei a _EMK den EMK-Winkel und a _Ind den Induktivitätswinkel dar ^¬ stellt. Der Wert dieses Winkels a _EMK _in _d beträgt häufig π/4.

Mit dieser Beziehung (2) kann eine Plausibilisierung der bei ^¬ den Werte für den EMK-Winkel α _ΕΜ κ und den Induktivitätswinkel c<ind durchgeführt werden, indem der Wert oi _EMK _ind als Indikator für einen Messfehler dient. Weicht der Wert _EM K_m _d zu stark von der Differenz der beiden Werte aus dem EMK-Winkel α _ΕΜ κ und den Induktivitäts-Winkel ai _nd ab, so werden die Messungen, aus denen die Werte für den EMK-Winkel a _EMK und den Induktivitäts ^¬ winkel Oimd bestimmt wurde, abgelehnt.

Ein weiteres Auswerteverfahren ergibt sich unter Verwendung der Beziehung (2) . Falls dieser Winkel a _EM K_md einen Wert von + π/ aufweist, so ist bei einem Minimum der die Grundwelle der Approximationsfunktion I ( _s ) nachbildende Gegen-EMK- Spannung auch ein Minimum der die variable Induktivität nachbildende erste Oberwelle der Approximationsfunktion I ( _s ) vorhanden. Beide Anteile habe die Tendenz, dieses Minimum zu verstärken, so dass es als absolutes Minimum der Approxima ^¬ tionsfunktion I (a _s ) bestimmbar ist. In dem Diagramm gemäß Fi ^¬ gur 4 ist dieses absolute Minimum mit Μχ bezeichnet. Dieses Minimum Mi entspricht als Winkel der Rotorposition des Rotors des BLDC-Motors 1.

Falls dieser Winkel _EMK _ind einen Wert von -π/Α (bzw. 3π/Α) aufweist, so muss anstelle des Minimums das absolute Maximum der Approximationsfunktion I( _s ) zur Bestimmung der Rotorlage des Rotors des BLDC-Motors 1 ermittelt werden.

Schließlich kann die Beziehung (2) auch zur Erweiterung der Approximationsfunktion I (ot _s ) gemäß (1) herangezogen werden, indem der Induktivität-Winkel am _d ersetzt wird durch

Damit ergibt sich die erweiterte Approximationsfunktion I (ot _s ) mit einem bekannten Wert für den Winkel _EMK _ind gemäß folgen ^¬ der Formel:

I(a _s ) = I ₀ + I _EMK * sin(a, - a _EMK ) + I _ind * sin(2 * (a _s - (a _EMK - a _EMK _ _lnd ))) ( 3 ) wobei die Bedeutung der Größen denjenigen der Formel (1) und der Beziehung (2) entspricht.

Mit dieser erweiterten Approximationsfunktion I ( _s ) gemäß der Beziehung (3) wird wieder eine Approximation der gemessenen Stromwerte Io, 1 ₂ , IA, le, a ^unc * Iio durchgeführt und der EMK- Winkel α _Ε Μκ bestimmt, der die Rotorposition des Rotors des BLDC-Motors 1 angibt.

Obwohl die vorliegende Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele vorstehend vollständig beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art und Weise modifizierbar.

Bei dem oben beschriebenen Mess- und Auswerteverfahren werden die Stromantworten von mehreren Testspannungsimpulsen gemessen und ausgewertet, wobei während der Erzeugung der Testspannungsimpulse in dem Wicklungssystem des BLDC-Motors 1 und der Messung der Stromwerte die Zwischenkreisspannung konstant ist. Falls dies nicht zutrifft, müssen Spannungsschwankungen im Zwischenkreis 4 bei der Auswertung der gemessenen Stromwerte berücksichtigt werden.

In dem oben dargestellten Ausführungsbeispiel werden n=6 Testspannungsimpulse erzeugt, um hieraus mit 6 Stromwerten die Stromantworten dieser Testspannungsimpulse zu messen. Es können natürlich auch weniger als 6 oder mehr, insbesondere alle gemäß der obigen Tabelle aufgeführten 12 Spannungsvektoren (einschließlich derjenigen die mit einem Tristate-Zustand der zugehörigen Halbbrücken) zur Erzeugung der Test Spannungs- impulse verwendet werden.

Ferner werden in dem oben dargestellten Ausführungsbeispiel die Stromantworten auf die Test spannungsimpulse als Stromwerte des Zwischenkreises 4, also als Zwischenkreisströme gemessen. Darüber hinaus ist es auch möglich, anstelle der Zwischenkreisströme die Phasenströme zu messen. Dann ergeben sich bei den Testspannungsimpulsen jeweils drei Messwerte für die Phasenströme I _Ph _u, I _Ph _v und I _P h_w, wobei nur zwei Messwerte unabhängig sind. Es ist möglich, die derart erhalten Messwer ^¬ te auf die Zwischenkreisströme umzurechnen oder entsprechend die Gleichungen (1) und (3) zu erweitern.

Ferner ist das beschriebene Verfahren davon unabhängig, ob das dreiphasige Wicklungssystem des BLDC-Motors 1 in einer Stern- oder Dreieckskonfiguration geschaltet ist.

Schließlich ist es natürlich auch möglich das beschriebene Verfahren zur Bestimmung der Rotorlage eines elektronisch kommutierten mehrphasigen Gleichstrommotors auch für eine Polzahl mit mehr als 2 Polen und mit einem Wicklungssystem des BLDC-Motors mit mehr als drei Wicklungssträngen durchzuführen .

Wenngleich in den vorstehenden Ausführungsbeispielen die Er ^¬ findung immer anhand von 6 Pulse dargestellt wurde, sei ange ^¬ merkt, dass dies lediglich eine (z.B. bevorzugte) Variante darstellt. Es versteht sich von selbst, dass die Erfindung auch im Falle von mehr oder weniger Pulsen funktioniert.

BEZUGSZEICHENLISTE Gleichstrommotor

Wicklungssystem des Gleichstrommotors 1 Kommutierungsvorrichtung

a Halbbrücke

b Steuereinheit, Mikroprozessor

Zwischenkreis