Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zum Kompensieren von Schwankungen von Abtastraten, welche einem an einem Empfänger anliegenden Eingangsdatenstrom und einem von dem Empfänger ausgegebenen Ausgangsdatenstrom zugrunde liegen. Der Eingangsdatenstrom wird zunächst über ein Netzjitter verursachendes Kommunikationsnetz übertragen und danach am Empfänger in einem Puffer zwischengespeichert, dessen Füllstand mittels eines Pufferlesezeigers überwacht und im Bereich eines Sollwerts gehalten wird.

Dieses Verfahren bzw. eine derartige Vorrichtung wird bei asynchroner Echtzeit- audioübertragung verwendet, d.h. bei einer Echtzeitaudiodatenübertragung von einem Sender zu einem Empfänger, wobei Sender und Empfänger nicht miteinander synchronisiert sind, sondern mit freilaufenden Taktraten betrieben werden. Das Verfahren bzw. die Vorrichtung dient dazu, den evtl. auftretenden Netzjitter zu glätten und die Drift der Abtastraten bei Sender und Empfänger aufzufangen.

Die Erfindung wird primär in der Sonartechnik angewandt. Dabei ist ein sog. Horchkanal ein Bestandteil einer Sonaranlage und unterstützt einen Operator bei der Detektion, Analyse und Klassifizierung von schallabstrahlenden Zielen. Wichtig ist dabei, dass das auszugebende Audiosignal möglichst zeitnah, zum Empfang der vom Ziel abgestrahlten Schallwellen, verzerrungsfrei und insbesondere störungs- bzw. unterbrechungsfrei übertragen wird.

Herkömmlicherweise wird ein Antennentakt, d.h. der Takt, mit dem eine akustische Antenne (Wandleranordnung) abgetastet wird, über eine gesonderte Lei- tung bis zu dem für die Wiedergabe verantwortlichen Digital-/Analogwandler geführt, so dass die zur Audiowiedergabe vorgesehene Komponenten mit den im Bereich der Antenne vorgesehenen Komponenten synchronisiert sind. In derartigen Systemen mit solch einem proprietären separaten digitalen Übertragungsweg kann jedoch nicht auf einem allgemein anerkannten Standard entsprechen- de Baugruppen zurückgegriffen werden, da sie nicht mit den herkömmlicherweise verwendeten Spezialbaugruppen kompatibel sind. Will man sich jedoch von diesen Spezialbaugruppen trennen und stattdessen ein günstigeres standardisiertes Übertragungsmedium nutzen, so besteht ein Bedürfnis, auf asynchrone Lösungen wie z.B. das Ethernet zurückzugreifen.

Allerdings müssen sich bei der Verwendung eines solchen Mediums die Audiosignale die verfügbare Übertragungskapazität mit anderen Anlagenkomponenten teilen. Durch richtige Dimensionierung der einzelnen Komponenten und geeigne- te Wahl des verwendeten Übertragungsprotokolls kann dabei weitgehend sichergestellt werden, dass keine Signalanteile bei der Übertragung verloren gehen bzw. schadhaft sind. Nachteilig ist, dass eine Übertragung eines zur Synchronisation verwertbaren Taktsignals über ein solches Medium im Allgemeinen nicht möglich ist.

Durch schwankende Momentanbelastung des Übertragungssystems kommt es nämlich zu Veränderungen der Laufzeiten der Datenpakete, dem Netzjitter. Dieser Effekt wird durch einen sog. Jitterpuffer reduziert, allerdings mit dem Nachteil von zusätzlicher Verzögerung.

Aus WO 95/22233 ist ein Verfahren bekannt, welches diesen Jitter kompensiert. Dabei werden die empfangenen Datenpakete in einem Puffer zwischengespeichert, mit einer Verzögerung versehen und in einem zweiten Puffer weitergeleitet. Der Füllstand des zweiten Puffers wird überwacht und daraus die entspre- chende Verzögerung ermittelt, die dann den Datenpaketen im ersten Puffer eingefügt wird. Dieses Verfahren findet Anwendung bei der Sprachübertragung, bei der ohne Einschränkung der Qualität Verzögerungen in Form von "Stille" zwischen einzelnen gesprochenen Wörtern verarbeitet werden können.

Im Falle eines Horchkanals ist aber - anders als bei der Übertragung von Sprache - eine kontinuierliche Audiosignalübertragung notwendig, da die akustischen Signale im Wasser unterbrechungsfrei an der akustischen Antenne auftreffen. Das Einfügen von Datensegmenten, wie z.B. "Stille", würde das Horchergebnis verfälschen. Aber auch Ungenauigkeiten des Taktgebers können Jitter verursachen. Sowohl die Datenquelle, als auch das Audiowiedergabegerät (z.B. eine herkömmliche Soundkarte) verfügen über einen eigenen Taktgenerator. Selbst bei einem fest definierten Abtastratenverhältnis kommt es durch Bauteiltoleranzen und Tempe- raturdrift immer wieder zu einem Auseinanderlaufen der beiden Abtastraten der Datensignale vom Sender und vom Empfänger. Dadurch kann es in der Folge entweder zu Aussetzern in der Signalwiedergabe kommen oder Signalanteile müssen verworfen werden. Beides macht sich im Horchkanal durch Knackgeräusche bemerkbar und stört die Arbeit des Operators in einer nicht akzeptablen Weise.

Aus EP 0 987 894 B1 ist ein Verfahren zur Zeitsynchronisation von Sender und Empfänger in Netzanwendungen bekannt. Allerdings lässt sich mit diesem Verfahren kein beliebiges Taktratenverhältnis zwischen Sender und Empfänger syn- chronisieren, da es keine Abtastraten Umsetzung enthält. Es wird davon ausgegangen, dass sowohl Sender als auch Empfänger im Wesentlichen die gleiche Abtastrate aufweisen. Lediglich die Taktdrift wird mit diesem Verfahren ausgeglichen.

Der Erfindung liegt daher das Problem zugrunde, eine Echtzeitaudioübertragung über ein beliebiges Übertragungsmedium zu ermöglichen, ohne dass zwischen den Datensignalen des Senders und des Empfängers ein festes Abtastratenverhältnis vorliegt.

Die Erfindung löst dieses Problem durch ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. 9. Dabei wird durch eine adaptive Abtastratenumsetzung eine störungsfreie Umsetzung der Abtastraten der Datensignale am Empfänger ermöglicht, nämlich die Abtastrate des empfängerseitigen Eingangsdatenstroms und die Abtastrate des empfängerseitigen Ausgangsdaten- Stroms, auch wenn die Abtastraten auseinanderdriften.

Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, dass am Empfänger ein Eingangsdatenstrom mit einer ersten, annähernd konstanten Abtastrate anliegen und ein entsprechender Ausgangsdatenstrom aus dem Empfänger geführt wer- den kann, mit einer zweiten, von der ersten verschiedenen Abtastrate, die von einem externen Taktgeber bzw. Trigger, bspw. einem Audiowiedergabegerät, wie einer Soundkarte, abhängen kann.

Die erfindungsgemäße adaptive Abtastratenumsetzung beinhaltet eine dynami- sehe Steuerung. Dabei wird über einen Puffer mit entsprechenden Pufferschreibund Pufferlesezeiger das anliegende Abtastratenverhältnis bestimmt und über ein digitales Filter für jeden wiederzugebenden Abtastwert ein Ausgangswert berechnet.

Dabei wird der Pufferlesezeiger in einen ganzzahligen Anteil und einen nicht- ganzzahligen Rest aufgeteilt. Abhängig von dem ganzzahligen Anteil des Pufferlesezeigers wird eine Schätzung des Abtastratenverhältnisses durchgeführt. Abhängig von dem nicht-ganzzahligen Rest werden die Filterkoeffizienten des digitalen Filters berechnet. Diese Filterkoeffizienten werden dabei fortlaufend neu berechnet, d.h. sie sind nicht statisch, sondern dynamisch. Die Verwendung des nicht-ganzzahligen Rests für die Filterkoeffizientenbestimmung ist vorteilhaft, da das geschätzte Abtastratenverhältnis bei beliebigen Abtastratenverhältnissen eine reelle Zahl ist, deren Wert jedoch beim Auslesen des Puffers nur unzureichend berücksichtigt werden kann, da der Pufferlesezeiger immer ganzzahlige Speicherzellen adressieren muss. Der nicht-ganzzahlige Rest der reellen Zahl des geschätzten Abtastratenverhältnisses wird jedoch erfindungsgemäß zur Filterkoeffizientenberechnung verwendet. Insgesamt wird somit das reelle geschätzte Abtastratenverhältnis vollständig verarbeitet.

Auf diese Weise werden die typischen Störungen auf einer von mehreren Teilnehmern genutzten asynchronen Übertragungsstrecke ausgeglichen und die Probleme von zwei unabhängigen Taktquellen im System vollständig kompensiert.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Abtastraten Umsetzung mit Hilfe eines zeitvarianten Tiefpassfilters geregelt. Dank dieser Maßnahme ist es möglich, den Schätzwert für das Abtastratenverhältnisses zu glätten, um eine gleichmäßige Angleichung der Abtastrate des Eingangsdatenstroms an die Abtastrate des Ausgangsdatenstroms am Empfänger zu erreichen. Hierzu werden der aktuelle Füllstand des Puffers sowie die Historie berücksichtigt. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das Tiefpaßfilter mittels eines digitalen FIR-Filters realisiert. Der Filterblock beinhaltet die für eine FIR- Filterung notwendigen Multiplizierer und Addierer und erhält von außen, z.B. von einem Audiowiedergabegerät, einen Trigger, der direkt die Abtastrate des Ausgangsdatenstroms bestimmt und bei jedem einzelnen Abtastwert einmal anliegt. Das FIR-Filter besitzt folgende Grenzfrequenz f _g :

die abhängig ist, von dem geschätzten Abtastratenverhältnisses r.

Neben dem Frequenzgang ist die Phasenlage des Filters für eine fehlerfreie Wiedergabe von besonderer Bedeutung. Vorteilhafterweise wird dies über einen zeitlichen Bezug erreicht, der über den nicht-ganzzahligen Anteil bzw. Rest, d.h. die Nachkommastellen des Lesezeigers eingeht. Bezogen auf die Abtastwerte im FIFO-Puffer kann die Phasenlage Δt _f in einem Bereich von -0.5 bis +0.5 liegen.

Eine bevorzugte Implementierung des Filters sieht folge Filterkoeffizienten vor:

sin| π ^■ - ^■ <* - *- - * f[m] = - ^'

wobei Nf die Filterlänge und m ein ganzzahliger Index von 0 ... Λ/f -1 ist.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung sieht andere Implementierungsmöglichkeiten des Filters vor. Die im allg. unendlich ausgedehnte Impulsantwort ei- nes theoretisch optimalen Filters wird bei obiger Implementierung mit einem Rechteck-Fenster abrupt abgebrochen. Dies führt zu Oszillationen im Durchlass- wie im Sperrbereich. Will man das Durchlass- und Sperrverhalten verbessern, muss man Fensterfunktionen verwenden, die reduzierte Oszillationen im Spektralbereich aufweisen. Vorteilhaft sind hier bekannte Fenster wie z.B. Hamming-, Hann-, Blackman- oder Kaiser-Fenster. Die Filterkoeffizienten der obigen Imple- mentierung werden daher vorteilhaft mit derartigen Fensterfunktionen multipliziert.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung werden die übermittelten Da- tenströme mit der Eingangsdatenrate am Empfänger mittels eines Pufferschreibzeigers in den FIFO-Puffer geschrieben. Der FIFO-Puffer wird dabei vorzugsweise als Ringspeicher ausgelegt. Er ist gekennzeichnet durch seine Größe und einen Pufferschreibzeiger. Ein derartiger Puffer ist vorteilhaft implementierbar.

Vorzugsweise liegt zwischen dem Pufferschreib- und dem Pufferlesezeiger ein vorgegebener Sollabstand. Dadurch erfüllt der Puffer seine Funktion als De- Jitterpuffer und gleicht schwankende Datendurchlaufzeiten auf dem Übertragungsnetz aus. Dadurch ist ein kontinuierliches, unterbrechungsfreies Auslesen des Speichers sichergestellt. Allerdings muss dafür der Start des Auslesens ver- zögert werden. Dies geschieht indem beim Start des Systems der Wert des geschätzten Abtastratenverhältnisses r zunächst auf Null gesetzt wird. Sobald der Puffer seinen Sollwert erreicht bzw. überschritten hat, wird r gemäß den erwarteten Werten für die Abtastraten (Sollwerte) gewählt:

fDAC

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird die Abtastratenumsetzung dynamisch gesteuert. Vorzugsweise wird der Wert rfür das geschätzte Abtastratenverhältnisses der Abtastrate des Eingangsdatenstroms und der Abtastrate des Ausgangsdatenstroms einer Anpassung unterzogen. Mit Hilfe eines rückge- koppelten Filters wird der Wert r folgendermaßen variiert:

Ist der Abstand zwischen Pufferschreib- und Pufferlesezeiger zu groß, wird r erhöht.

Ist der Abstand zwischen Pufferschreib- und Pufferlesezeiger zu klein, wird r verringert. Dieses rückgekoppelte Filter kann dabei linear oder nicht-linear sein. Allerdings ist darauf zu achten, dass Veränderungen des Wertes r sehr behutsam vorzunehmen sind, da dieser Wert über die Filterung direkten Einfluss auf das wiedergegebene Signal hat. Da aus technologischer Sicht keine beliebigen Abweichungen möglich sind, ist es vorteilhaft die Grenzen des geschätzten Abtasraten- verhältnisses r, d.h. Minimal- bzw. Maximalwert vorher zu definieren. Durch diese Eingrenzung kann die Qualität der Regelung verbessert werden.

Darüber hinaus wird das Leerlaufen des Puffers erkannt, indem der Abstand zwi- sehen Pufferschreib- und Pufferlesezeiger näherungsweise Null wird. In einem solchen Fall verhält sich der Abtastratenverhältnisschätzer vorzugsweise wie bei einem Neustart. Demgegenüber muss bei einem drohenden Überlauf der Wert r zügig erhöht werden.

Dabei handelt es sich um eine Echtzeitaudioübertragung.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung handelt es sich vorzugsweise um eine Passiv-Sonaranlage, bei der Audiodaten in Echtzeit über das Kommunikationsnetz übertragen werden. Sie dient zur Peilung von schallabstrahlenden Zielen unter Verwendung einer auf einem Antennenträger festgelegten Empfangsantenne mit einer Vielzahl von Wandlern zum Empfang von Schallwellen. Die Empfangssignale werden einer Signalverarbeitung unterzogen, welche zunächst die Bildung konphaser Empfangssignale mittels Zeitverzögerungskoeffizienten beinhaltet. Anschließend werden die konphasen Empfangssignale zu Gruppensignalen addiert, welche durch Peilwinkel definierte Peilrichtungen angeben. Dabei werden die Pegel der Gruppensignale in Zuordnung zu den Peilwinkeln erfasst und der sich ergebene Pegelverlauf über die Peilwinkel als Zielpeilung ausgegeben.

Die Audiosignale des oben genannten Horchkanals durchlaufen eine derartige Signalverarbeitung. Nach der Übertragung über das Kommunikationsnetz liegen sie am Empfänger mit einer ersten Abtastrate als Eingangsdatenstrom an und werden vom Empfänger mit einer zweiten, von der ersten Abtastrate verschiedenen Abtastrate als Ausgangsdatenstrom an ein Audiowiedergabegerät ausgege- ben.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie aus den anhand der anliegenden Zeichnung näher erläuterten Ausführungsbeispielen. In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, nämlich den Übertragungsweg eines Horchkanals, mit einem Sender, einem Kommunikationsnetz sowie einem Empfänger mit anschließender Audiowiedergabe;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer im Empfänger gemäß Fig. 1 vorgesehenen adaptiven Abtastratenumsetzung;

Fig. 3 eine Übertragungsfunktion eines idealen Tiefpasses und

Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer dynamischen

Steuerung eines geschätzten Abtastratenverhältnisses über einen Pufferlesezeiger und einen Pufferschreibzeiger.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Übertragungssystems 1 für Audiodaten eines Horchkanals in einer Sonaranlage gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Dieses Übertragungssystem ist jedoch auch bei anderen Echtzeitaudioübertragungen anwendbar.

Gegeben ist eine digitale Echtzeit-Audiosignalquelle 2, welche ein digitales Audiosignal mit der Abtastrate fg liefert. Die Audiosignalquelle 2 weist einen Taktgenerator 3 auf, der die Abtastrate f _Q bestimmt. Als Datenquelle sind grundsätzlich alle Signale möglich, die mit einer konstanten Abtastrate abgetastet werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um eine Sonarantenne 4, deren Ausgangsdaten zunächst eine Signalverarbeitung 6 zur Richtungsbildung durchlaufen zur Generierung von akustischen Signalen, denen eine Hauptempfangsrichtung zugeordnet ist. Diese Richtungsbildung ist bspw. im Lehrbuch "Einführung in die Physik und Technik der Unterwasser-Schallsysteme/Introduction to the Physics and Engineering of Underwater Acoustic Systems" von Manfred Siegel, 2005, erschienen im Eigenverlag der Atlas Elektronik GmbH, Kapitel 5 "Raumfilterung/Space Filtering", erläutert.

Die Audiosignalquelle 2 ist vorliegend auch als Sender zu verstehen, der Daten über eine Übertragungsstrecke, insbesondere ein Kommunikationsnetz 5, zu einem Empfänger 6 sendet. Die analoge Wiedergabe des Signals erfolgt empfangsseitig mittels eines dem Empfänger 6 nachgeschalteten Lautsprechers 7 nebst Digital/Analog-Wandler 8, der mit einem eigenen, vom Sender unabhängigen Takt CLK betrieben wird. Dieser Takt wird von einem vom Taktgenerator 3 unabhängigen Taktgenerator 10 erzeugt. Dadurch dass die beiden Taktgeneratoren 3 und 10 ein beliebiges Taktverhältnis zueinander haben können, ist das sich am Empfänger 2 einstellende Abtastratenverhältnis der Abtastrate f _A eines dem Empfänger 6 zugeführten Eingangsdatenstroms 11 und der Abtastrate f _ßA c eines vom Empfänger 6 ausgegebenen Ausgangsdatenstroms 12 ebenfalls beliebig.

Zwischen der Audiosignalquelle 2 und dem Empfänger 6 befindet sich eine Übertragungsstrecke 14, in diesem Fall eine asynchrone Übertragungsstrecke, wie z.B. das Ethernet. Dabei wird der von der Audiosignalquelle 2 generierte Audiodatenstrom in einem Paketsender 16 zu Paketen einer einstellbaren Größe zu- sammengefasst. Somit werden Pakete mit einer Paketgröße von je /V ₀ Abtastwerten pro Kanal über das Kommunikationsnetz 5 übertragen, wobei die Paketrate

fQ fAB =

NQ

beträgt. Nach der Übertragung über das Kommunikationsnetz 5 gelangen die übertragenen Pakete an einen Paketempfänger 18, der die Pakete sammelt und ggf. wieder ordnet und bei Übertragungsfehlern nochmals zur erneuten Übertragung anfordert. Der Paketempfänger 18 empfängt die Pakete mit einer mittleren Datenpaketrate f _AB , die im zeitlichen Mittel der Paketrate f _AB entspricht. Teil man die Datenpaketrate f _Aß durch die Paketgröße NQ erhält man die sog. Eingangsabtastrate f _A des Signals im Paketempfänger 18, die ungefähr der Abtastrate f _Q entspricht, zumindest wenn die Datenübertragung ohne Verlust von Daten bzw. Datenpaket erfolgt.

Fig. 2 veranschaulicht die genaue Funktionsweise der adaptiven Abtastraten re- gelung im Empfänger 6. Zunächst werden die von der Übertragungsstrecke 14 eingehenden Daten mit der Eingangsdatenrate f _A in einen FIFO-Puffer 20 geschrieben. Dieser wird als Ringspeicher ausgelegt und ist gekennzeichnet durch seine Größe und einen Pufferschreibzeiger. Dabei ist es durchaus möglich, die einzelnen Abtastwerte auch weiterhin zu Paketen zusammengefasst zu behandeln. Die tatsächlich verwendete Paketgröße ist hierbei ein Kompromiss zwischen der Signalverzögerung und der Reduktion von übertragungsbedingtem Overhead, d.h. Verwaltungsdaten.

Da das Kommunikationsnetz 5 einem stochastischer Netzjitter bzgl. der Übertragungszeiten unterworfen ist, unterliegt auch die Eingangsdatenrate f _A Schwankungen. Im Mittel ist sie aber direkt von der Abtastrate fg des Senders 2 abhängig-

Eine ideale Abtastratenumsetzung würde nun aus den Eingangsdaten ein analoges Signal erzeugen und dieses dann mit einer um den Faktor

fDAC f _A

veränderten Abtastrate wieder digitalisieren.

Das Verhalten eines solchen idealen Umsetzers wird bevorzugt jedoch in digitaler Form durch eine entsprechende zeitvariante Tiefpassfilterungen mit hinrei- chender Güte nachgebildet.

Über den Füllstand des FIFO-Puffers 20 schätzt ein Abtastratenverhältnisschät- zer 24 das einzustellende Abtastratenverhältnis. Im Idealfall erreicht der Füllstand einen vordefinierten Sollwert. Unterschreitet der Füllstand hingegen diesen Sollwert, dann ist der Schätzwert rfür das Abtastratenverhältnis zu gering:

^T DAC

Überschreitet der Füllstand den Sollwert, ist der Schätzwert rzu hoch:

r > fDAC

Der auf diese Weise ermittelte Schätzwert r des Abtastratenverhältnisses wird einem im Empfänger 6 vorgesehenen Abtastratenumsetzer 28 zugeführt, der ein digitales Filter 26 der Filterlänge N _f , eine Filterkoeffizientenberechnungseinheit 30 und eine Lesezeigerberechnungseinheit 31 zur Berechnung eines Pufferlesezeigers 32 aufweist.

Die Aufgabe des digitalen Filters 26 im Abtastratenumsetzer 28 besteht darin, unter Berücksichtigung des aktuellen Füllstands sowie einer der Filterlänge Nf entsprechenden Anzahl der im FIFO-Puffer 20 abgelegten Werte den Ausgangsdatenstrom 12 mit einer Abtastrate f _DAQ Zu erzeugen, die von der Abtastfrequenz des Eingangsdatenstroms 11 abweicht. Dabei wird die Abtastrate durch den Takt CLK vorgegeben, kann jedoch auch ein Vielfaches oder ein Bruchteil des Taktes CLK betragen.

Fig. 2 zeigt die wesentlichen Komponenten einer adaptiven Abtastratenumsetzung. Das digitale Filter 26 beinhaltet die für eine FIR-Filterung notwendigen MuI- tiplizierer und Addierer. Von einem Audiogerätetreiber 29 bzw. dessen Taktgenerator 10 erhält das Filter 26 ein Taktsignal CLK, das die Abtastrate f^Ac des Ausgangsdatenstroms 12 bestimmt und bspw. für jeden wiederzugebenden Abtastwert im Ausgangsdatenstrom einmal anliegt.

Die Filterkoeffizientenberechnungseinheit 30 berechnet auf Basis eines Tiefpasses die Filterkoeffizienten des Filters 26, bevor das Filter einen Ausgangswert für den Ausgangsdatenstrom berechnet.

Wie bereits erwähnt, könnte idealerweise eine Abtastratenumsetzung über eine Analogwandlung des Signals mit anschließender Digitalisierung realisiert werden. Dadurch würde das Signal möglichst breitbandig und unverfälscht wiedergegeben werden. Das zu realisierende digitale FIR-Filter 26 hat die Aufgabe, dieses Verhalten digital nachzubilden.

Fig. 3 zeigt ein entsprechendes Übertragungsverhalten eines idealen Tiefpasses. Dabei ist die Übertragungsfunktion A(f) über die Frequenz f aufgetragen. Der ideale Tiefpass besitzt demnach eine Übertragungsfunktion, die für Frequenzen unterhalb einer Grenzfrequenz f _g die Bedingung für ein verzerrungsfreies System erfüllt. Oberhalb dieser Grenzfrequenz f _g erstreckt sich der Sperrbereich, in dem die Übertragungsfunktion zu Null wird. Für das zu realisierende Fl R-Filter 26 wird folgende Grenzfrequenz f _g verwendet:

Außerdem wird für die Berechnung der Filterkoeffizienten 30 der Pufferlesezeiger 32 benötigt, mit dem der FIFO-Puffer 20 ausgelesen wird und der eine Speicherzelle des Puffers 20 adressiert. Dieser Pufferlesezeiger 32 lässt sich aufteilen in einen ganzzahligen Anteil 34 und einen verbleibenden nicht-ganzzahligen Anteil 36 (Rest).

Um auch die Phasenlage des Filters 26 zu berücksichtigen, geht auch der nicht- ganzzahlige Anteil 36 des Pufferlesezeigers 32 in die Berechnung der Filterkoeffizienten ein. Das ist für eine fehlerfreie bzw. fehlerarme Wiedergabe des Audio- Signals von besonderer Bedeutung. Bezogen auf die Abtastwerte im FIFO-Puffer 20 kann dieser nicht-ganzzahlige Anteil 36 At _f in einem Bereich von -0.5 bis +0.5 liegen.

Eine bevorzugte Implementierung des digitalen Filters 26 mit einer Filterlänge Nf und einem ganzzahligen Index m von 0 ... N _f -λ sieht folgende Filterkoeffizienten vor:

Der Ausgangswert des Filters 26 wird berechnet, indem - vom Pufferlesezeiger 32 ausgehend - die der Filterlänge N _f entsprechende Anzahl Abtastwerte in Richtung der Vergangenheit eingelesen, mit den Filterkoeffizienten multipliziert und addiert werden. Dies geschieht für jeden wiederzugebenden Abtastwert einzeln. Für die Audiowiedergabe wird der Digital-/Analogwandler 8, z.B. als Teil einer sog. Soundkarte verwendet, welche mit einer Datenblockgröße von N _DAC betrieben wird. In diesem Fall werden nun mit Hilfe der adaptiven Abtastratenumsetzung Signalblöcke mit einer Länge von N _DAC Abtastwerten und einer Abtast- rate f _DAC erzeugt. Dabei werden nach jeder Generierung eines Datenblocks für die Wiedergabe die ältesten Eingangsdaten, die für die Bildung weiterer Blöcke nicht mehr relevant sind, aus dem Puffer 20 entfernt bzw. als veraltet gekennzeichnet bzw. zum Überschreiben freigegeben.

Die Berechnung des Pufferlesezeigers 32 ist ein wesentlicher Bestandteil der adaptiven Abtastratenregelung. Diese Berechnung erfolgt in der Lesezeigerbe- rechnungseinheit 31. Sie wird für jeden wiederzugebenden Abtastwert einzeln ausgeführt. Die Zeigerposition berechnet sich aus dem letzten reellen Zeigerwert P _o ι _d zu dem der reelle Schätzwert r des Abtastratenverhältnisses hinzuaddiert wird:

Pnew ⁼ PoId ^{+ r}

Ist der neue Wert größer als die maximale Länge des FIFO-Puffers 20, wird ge- maß dem Ringspeicherprinzip die Länge des FIFO-Puffers 20 abgezogen. Dieser neue Wert ist der „alte" Abtastzeitpunkt im nächsten Zyklus.

Der Wert r stellt dabei den Schätzwert des Abtastratenverhältnis zwischen der Abtastrate des Eingangsdatenstroms f _A und der Abtastrate des Ausgangsdaten- Stroms f _ßA c am Empfänger dar. Über diesen Wert r findet eine dynamische Steuerung der Abtastratenumsetzung 28 statt.

Die Berechnung des Schätzwertes r erfolgt in Abhängigkeit vom Abstand zwischen dem Pufferschreibzeiger und dem ganzzahligen Anteil 34 des errechneten Pufferlesezeigers 32, wobei hier immer davon ausgegangen wird, dass der Pufferschreibzeiger dem Pufferlesezeiger 32 vorauseilt.

Zwischen den beiden Zeigern gibt es einen Sollabstand, der z.B. im Bereich einer halben Pufferlänge liegen kann. Dadurch wird allerdings die systembedingte Signalverzögerung erhöht, weshalb dieser Sollabstand möglichst klein gehalten werden sollte. Auf der anderen Seite ist ein hinreichend großer Sollabstand not- wendig, um den Netzjitter der Übertragungsstrecke 14 auszugleichen. Ein entsprechender Kompromiss muss bei der Wahl des Sollabstands eingegangen werden.

Beim Start des Systems wird der Wert r zunächst auf Null gesetzt. Sobald der FIFO-Puffer den Sollwert erreicht bzw. überschritten hat, wird r gemäß den er- warteten Werten für die Abtastraten (Sollwerte) gewählt: r =

^T DAC

Wenn die tatsächlichen Abtastraten von Eingangs- und Ausgangsdatenstrom 11 bzw. 12 am Empfänger 6 den Vorgaben f _A und f _DAC exakt entsprechen würden, dann wäre keine weitere Regelung erforderlich. Aufgrund von Bauteiltoleranzen, Temperaturdrift und Alterungsprozessen trifft dies in realen Systemen jedoch nicht zu. Daher laufen der Pufferschreib- 22 und der Pufferlesezeiger 32 tatsächlich auseinander. Im Abtastratenverhältnisschätzer 24 findet deshalb noch eine Anpassung statt. Diese wird anhand von Fig. 4 näher erläutert:

Fig. 4 zeigt den Abtastratenverhältnisschätzer 24, das einrückgekoppeltes Regelungsfilter 38 sowie eine Zeigerabstandsbestimmungseinheit 40, der der Pufferlesezeiger 32 und der Pufferschreibzeiger 33 zugeführt wird.

Mittels eines rückgekoppelten Regelungsfilters 38 wird der Wert r des Abtastratenverhältnisses der Abtastraten von Eingangs- und Ausgangsdatenstrom am Empfänger entsprechend folgender Vorgaben angepasst:

- Ist der Abstand zwischen Pufferschreib- 22 und Pufferlesezeiger 33 zu groß, muss r erhöht werden.

Ist der Abstand zwischen Pufferschreib- 22 und Pufferlesezeiger 33 zu klein, muss r verringert werden.

Ziel dieser Regelung ist es, den über den Abtastraten Umsetzer 28 gesteuerten Pufferfüllstand im Mittel im Bereich des Sollwerts zu halten, ohne dass die Wiedergabe dabei hörbaren Störungen unterworfen ist.

Das Regelungsfilter 38, mit dem der Wert r im normalen Regelungsfall variiert wird, kann linear oder nicht-linear sein. Dabei ist zu beachten, dass Veränderun- gen des Wertes r sehr behutsam vorzunehmen sind, da dieser Wert über die Filterung direkten Einfluss auf das wiedergegebene Signal hat. Das Regelungsfilter 38 hat daher auch die Aufgabe, den Schätzwert r zu glätten, um eine gleichmäßige Taktratenumsetzung zu ermöglichen. Diese Glättung wird durch eine Auslegung des Regelungsfilters 38 als Tiefpass erreicht. Da aus technologischer Sicht sind keine beliebigen Abweichungen möglich sind, können die Grenzen des Wertes r , d.h. ein Minimal- bzw. Maximalwert vorher definiert werden. Durch diese Eingrenzung kann die Qualität der Regelung verbessert werden.

Das Leerlaufen des FIFO-Puffers 20 wird darüber erkannt, dass der Abstand zwischen Pufferschreibzeiger 33 und Pufferlesezeiger 32 näherungsweise Null wird. In einem solchen Fall verhält sich der Abtastratenverhältnisschätzer 24 so wie bei einem Neustart. Demgegenüber muss bei einem drohenden Überlauf des Puffers 20 der Wert r sehr zügig erhöht werden.

Dank der Erfindung kann eine Echtzeitaudioübertragung eines kontinuierlichen Audiosignals im Wesentlichen störungsfrei übertragen werden. Aussetzer, wie z.B. Knack-Geräusche und dergleichen, welche herkömmlicherweise durch Pufferüberläufe bzw. -leerlaufe auftreten können, werden dank der Erfindung ver- mieden. Dies ist insbesondere deshalb vorteilhaft, da der sendeseitige Taktgenerator und der empfangsseitige Taktgenerator nicht miteinander synchronisiert sind, sondern unabhängig voneinander laufen und daher daraus abgeleitete Abtastraten auseinanderdriften.

Alle in der vorgenannten Figurenbeschreibung, in den Ansprüchen und in der Beschreibungseinleitung genannten Merkmale sind sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination miteinander einsetzbar. Die Erfindung ist somit nicht auf die beschriebenen bzw. beanspruchten Merkmalskombinationen beschränkt. Vielmehr sind alle Merkmalskombination als offenbart zu betrachten.