Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulaantwort in einem OFDM- übertragungsayatem

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort in einem OFDM-übertragungssystems.

In der digitalen Rundfunktechnik kommen zur Verringerung der erforderlichen Sendeleistung verstärkt zelluläre Gleichwellennetze (SFN: Single frequency networks) zum Einsatz. In einem zellulären Gleichwellennetz wird ein identisches Sendesignal durch mehrere in regional verteilten Zellen stationierten Sender zeit- und frequenzsynchron gesendet. Das korrespondierende Empfangssignal setzt sich in einem zellulären Gleichwellennetz aus den additiven überlagerungen der einzelnen, um die entfer- nungsabhängige Signallaufzeit verzögerten und mit der unabhängigen Kanalimpulsantwort gefalteten Sendesignale zusammen.

Aufgrund identischer Sendesignale kann der übertragungs- kanal in einem zellulären Gleichwellennetz deshalb durch eine virtuelle Kanalimpulsantwort charakterisiert werden. Die Länge dieser virtuellen Kanalimpulsantwort hängt von der maximalen Laufzeitdifferenz zwischen zwei am weitesten voneinander entfernten Sendern und der maximalen ümwege- laufzeit des Mehrwegekanals ab. Aufgrund der in der digitalen Rundfunktechnik üblichen Zellgröße von 30 km und mehr können damit Kanalimpulsantwortlängen von mehr als 100 μs auftreten. Die virtuelle Kanalimpulsantwort wird dabei von einigen zeitlich gegeneinander verschobenen Echoclustern mit einer Länge von typischerweise weniger als 10 μs, die in der Regel jeweils einem Sender zugeordnet werden, bestimmt.

Für den korrekten Betrieb eines Gleichwellenetzes ist die genaue Kenntnis des Verhaltens des übertragungskanal wesentlich. Die hierzu erforderliche Vermessung des übertra- gungβkanals durch Schätzung bedingt eine optimale Rekon- struktion der virtuellen Kanalimpulsantwort .

Zur Bestimmung der virtuellen Kanalimpulsantwort werden in einem OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplex) -über- tragungssystem Pilotsymbole in einem bestimmten Frequenz- Zeit-Raster des aus Frequenzträgern und Symboldauern zusammengesetzten Frequenz-Zeit-übertragungsrahmens übertragen. Innerhalb einer Symboldauer des Frequenz-Zeit- übertragungsrahmens sind die für die Bestimmung der Kanal- impulsantwort zu übertragenden Pilotsymbole in einem dem Nutzdatenintervall vorgelagerten bzw. nachgelagerten Guard-Intervall angeord-net.

Solange die Dauer der virtuellen Kanalimpulsantwort kürzer als die Länge des Guard-Intervalls ist, kann die virtuelle Kanalimpulsantwort störungsfrei im Guard-Intervall rekonstruiert werden. Auch die Rekonstruktion des im Nutzdatenintervall übertragenen Nutzdaten-Symbols erfolgt problemlos.

Erstreckt sich die virtuelle Kanalimpulsantwort über die Länge des Guard-Intervalls, so kommt es zwischen den Pilotsymbolen und den Nutzdatensymbolen zu Inter-Symbol- Interferenzen, die den Empfang der Nutzdatensymbole verschlechtern und auch die Rekonstruktion der Kanalimpuls- antwort aus den übertragenen PilotSymbolen nicht mehr ermöglichen.

Um die Nutzdatensymbole korrekt zu rekonstruieren, wird nach dem Stand der Technik - wie beispielsweise in der DE 100 05 287 Al offenbart - die KanalSchätzung auf der Basis von Pilotsymbolen folgendermaßen durchgeführt:

Die Pilotsymbole werden gemäß Fig. IA in einem Raster von jeweils N„ Frequenzträgern in der aus insσesamt N~ Fre-

quenzträgern bestehenden übertragungsbandbreite positioniert. Die mittels eines Schätzers im Empfänger aus den Pilotsymbolen ermittelte diskrete Kanalübertragungsfunktion Hk des OFDM-übertragungskanals ergibt im Zeitbe- reich gemäß Fig. IB eine mit der Periodizität — ^£■ perio- disch fortgesetzte Impulsantwort h{ή) . Die Schätzung der Kanalübertragungsfunktion Hk in den von Pilotsymbolen nicht besetzten Frequenzträgern erfolgt gemäß Fig. IC durch Interpolation aus den geschätzten Werten der Kanal- übertragungsfunktion Hk in den mit Pilotsymbolen belegten Frequenzträgern mittels Interpolationsfilter. Die Interpolation bedingt im Zeitbereich gemäß Fig. ID eine Fen- sterung bzw. Bandbegrenzung der Impulsantwort h(n) in Höhe der Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters (grau punktierter, trapezförmiger Bereich in Fig. ID) .

Durch geeignete Dimensionierung des Frequenzrasters N _p der Pilotsymbole ist die Dauer der Kanalimpulsantwort kleiner als die Periodendauer der periodisch fortgesetzten einzelnen Kanalimpulsantworten zu halten, um damit ein Aliasing zwischen den einzelnen periodisch fortgesetzten Kanalimpulsantworten als Voraussetzung für eine korrekte Rekonstruktion der Kanalimpulsantwort zu vermeiden. Hierzu ist gemäß Gleichung (1) das Verhältnis des Frequenzrasters N _p der Pilotsymbole in Relation zur Systembandbreite N _c des OFDM-übertragungskanals größer als die Länge N _a des Guard-Intervalls zu gestalten.

" ^■ > ^≤ f ^{P (1)}

Außerdem ist die Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters so auszulegen, daβs die periodischen Fortsetzungen der Kanalimpulsantwort unterdrückt werden. Die Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters muss deshalb kleiner als das Verhältnis des Frequenzrasters N _p der Pilotsymbole in Relation zur Systembandbreite N _c des OFDM-übertragungskanals ausgelegt sein.

Weist die Kanalimpulsantwort eine kürzere Dauer als die Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters auf, so kann gemäß Fig. ID die Kanalimpulsantwort korrekt rekonstruiert werden.

Ist jedoch die Dauer der Kanalimpulsantwort, wie in Fig. IE dargestellt ist, länger als die gewählte Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters, so wird ein Teil der Kanalimpulsantwort durch die Bandbegrenzung der Interpolation unterdrückt. Eine korrekte Rekonstruktion der Kanalimpulsantwort ist in diesem Fall nicht möglich.

Um den negativen Einfluβs der Bandbegrenzung des Interpolationsfilters auf die Rekonstruktion der Kanalimpulsant- wort zu beseitigen, wird herkδmmlicherweise die Interpolation durch eine aufwändigere KanalSchätzung mittels Pilotsymbolen in einem feineren Frequenzraster ersetzt. Bei einer um den Faktor Q feineren Schätzung der Kanal- übertragungsfunktion mittels Pilotsymbolen im Frequenz- bereich (Faktor Q<1) gemäß Fig. 2A vergrößert sich die Periodendauer der periodisch fortgesetzten Kanalimpulsantwort um den gleichen Faktor Q im Zeitbereich gemäß Fig. 2B. Die Dauer der Kanalimpulsantwort kann folglich um diesen Faktor Q verlängert sein, ohne eine fehlerhafte Rekonstruktion zu bewirken. Hat sich die Dauer N ₀ des Guard-Intervallβ in Fig. 2A gegenüber der Situation in Fig. IB bzw. ID und IE nicht verändert, so kann die Ka- nalimpulsantwort h gemäß Gleichung (2) durch eine inverse Fourier-Tranβformation aus der geschätzten Kanalübertra- gungsfunktion H fehlerfrei rekonstruiert werden, auch wenn die Dauer der Kanalimpulsantwort A über die Länge N _a des Guard-Intervalls hinausreicht .

F-{H} (2)

Eine fehlerfreie Rekonstruktion einer Kanalimpulsantwort, deren Dauer sich über die gesamte Symboldauer erstreckt, setzt aber eine Belegung jedes der N _c Frequenzträger mit Pilotsymbolen voraus. Da auf diese Weise keine Nutzdaton-

symbole mehr übertragen werden können, scheidet eine derartige Vorgehensweise im Fall einer zu rekonstruierenden Kanalimpulsantwort mit einer sehr langen Dauer in der Praxis aus.

Während für den laufenden Betrieb eines OFDM-übertragungs- systems durch geeignete Wahl des Frequenzrasters N _F der Pilotsymbole und durch geeignete Wahl der Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters eine fehlerhafte Rekonstruktion der Kanalimpulsantwort vermeidbar ist, muss bei der Vermessung von MobiIfunknetzen, bei der im laufenden Netzbetrieb keine Möglichkeit der Anpassung des Frequenz- raβters N _F der Pilotsymbole und der Filterlänge F ₁ des Interpolationsfilters besteht, die Kanalimpulsantwort auch bei einem wie in Fig. IE dargestellten Fall korrekt rekonstruiert werden können.

Bei Messungen im Netzbetrieb des zellulären Gleichwellennetzes kann beispielsweise aus der korrekt rekonstruierten virtuellen Kanalimpulsantwort überprüft werden, ob die durch die maximale regionale Entfernung zweier Sender des zellulären Gleichwellennetzes bedingte maximale Laufzeit- differenz der zugehörigen Sendeβignale innerhalb der vom Empfänger maximal verarbeitbaren Länge der Kanalimpuls- antwort liegt. Auch können aus einer korrekt rekonstruierten virtuellen Kanalimpulsantwort die einzelnen zu einem Sender gehörigen Echos identifiziert und aus der Doppler- VerSchiebung der zu den einzelnen Sendern gehörigen Echos der Frequenzgleichlauf der einzelnen Sender überwacht wer- den.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur korrekten Bestimmung der virtuellen Kanalimpulsantwort eines OFDM-übertragungskanals in einem zellulären Gleichwellennetz zu schaffen, bei der die Dauer der virtuellen Kanalimpulsantwort über die Filterlänge des Interpolationsfilters bzw. über die Dauer des Guard-Intervalls hinausreicht.

Die Erfindungsaufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes Verfahren zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort mit den Merkmalen des Anspruchs 5 gelöst. Vorteilhafte

Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

ξrfindungsgemäß wird die mittels Schätzung und Interpolation ermittelte Kanalübertragungsfunktion, die unter Um- ständen aufgrund der Interpolation eine verkürzte Kanal- impulsantwort aufweist, durch erneute Bestimmung auf der Basis der zu den einzelnen Frequenz-Zeit-Positionen empfangenen Symbole und der aus den empfangenen Symbolen mittels Entscheidung geschätzten gesendeten Symbolen opti- miert. Unter der Voraussetzung, dass die Schätzung zum in der jeweiligen Frequenz-Zeit-Position tatsächlich gesendeten Symbol führt, wird auf diese Weise die in der jeweiligen Frequenz-Zeit-Position korrekte Kanalübertragungs- funktion bestimmt. Die auf diese Weise optimierte Kanal- übertragungsfunktion weist im Gegensatz zu der mittels

Schätzung und Interpolation ermittelten Kanalübertragungs- funktion eine Kanalimpulsantwort mit einer vollständigen Länge auf, die sich nicht nur über Filterlänge des Interpolationsfilters, sondern auch über die Dauer des Guard- Intervalls - im Extremfall über die gesamte Symboldauer - erstrecken kann.

Die Korrektheit der Schätzung des in der jeweiligen Frequenz-Zeit-Position gesendeten Symbols kann verbessert werden, indem vor der Schätzung des gesendeten Symbols eine Entzerrung des in der jeweiligen Frequenz-Zeit-Position empfangenen Symbols, das im übertragungskanal verzerrt wird, mit der inversen, aus Schätzung und Interpolation ermittelten Kanalübertragungsfunktion durchgeführt wird.

Die Entscheidung des in der jeweiligen Frequenz-Zeit-Position gesendeten Symbols kann zusätzlich optimiert werden, indem in Serie zu einer ersten „harten Entscheidunσ" -

direkte Rückgewinnung der gesendeten Bitsequenz aus den empfangenen Symbolen beispielsweise durch Minimierung der euklidischen Distanz zwischen dem empfangenen Symbol und sämtlichen Symbolen des zum verwendeten Modulationsver- fahrens gehörigen Symbolalphabets im Konstellationsdiagramm - eine zweite, die erste „harte Entscheidung" optimierende "weiche Entscheidung" - Gewinnung von Zuver- lässigkeits- bzw. Wahrscheilichkeitswerten der gesendeten Bitsequenz - durchgeführt wird. Durch Kombination einer „harten Entscheidung" mit einer „weichen Entscheidung" können aus „harten Bits" und Zuverlässigkeitswerten in einer Remodulation optimierte Schätzwerte für die gesendete Bitsequenz ermittelt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort in einem OFDM-übertragungssystem wird im folgenden anhand der Zeichnung im Detail erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:

Fig. IA, IB, ein Frequenzdiagramm einer mittels

Pilotsymbolen geschätzten Kanalübertragungsfunktion und ein Zeitdiagramm der zugehörigen Kanalimpulsantwort,

Fig. IC, ID ein Frequenzdiagramm einer geschätzten und interpolierten Kanalübertragungs- funktion und ein Zeitdiagramm der zugehörigen Kanalimpulsantwort,

Fig. IE ein Zeitdiagramm einer mittels Interpolation bandbegrenzten Kanalimpulsantwort,

Fig. 2A, 2B ein Frequenzdiagramm eines mittels Pilotsymbolen in einem feineren Frequenzraster geschätzten Kanalübertragungs- funktion und ein Zeitdiagramm der zugehörigen Kanalimpulsantwort.

Fig. 3 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort und

Fig. 4 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort .

Bevor die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpuls-antwort in einem OFDM-übertragungssystem im Detail anhand der Figuren 3 und 4 im Detail erläutert werden, werden im folgenden die für das Verständnis der Erfindung erforderlichen mathematischen Grundlagen hergeleitet .

Sendeβeitig wird in einem OFDM-übertragungssystem das n-te komplexwertige OFDM-Sendesymbol im k-ten Frequenzträger mittels Fourier-Transformation gemäß Gleichung (3) in einen 1-ten Abtastwert des komplexwertigen zu sendenden Signals sn,l transformiert, bevor es ins Hochfrequenzband gemischt wird.

a**~τrc'¥*-«. ^s >*' ^βn* '" ^{e ι=~N} _° ^N c- ^{1 {3)}

Die Nutzdatensymbole können dabei dem Symbolalphabet eines M-wertigen kohärenten (M-QAM,M- (A) PSK) oder eines M-wer- tigen differenziellen (M-D(A)PSK) Modulationsverfahrens entnommen werden. Die einzelnen Sendersymbole S _Hjt sind dabei hinsichtlich ihrer Signalleistung auf den Wert σ _s ² normiert. Neben den Nutzdatensymbolen werden in einem bestimmten Frequenz-Zeit-Raster Pilotsymbole in die einzelnen Frequenzträger und Symbolintervalle eingestreut. Die Pilotsymbole sind in einem niederwertigeren Modulationsverfahren - typischerweise PSK-Modulation - moduliert und weisen gegenüber den Nutzdatensymbolen eine höhere mittlere Signalleistung auf.

Während der übertragung über den OFDM-übertragungskanal erfolgt eine Faltung des Sendesignals s(t) mit der Kanal- impulsantwort h(t) des OFDM-übertragungskanals und eine additive überlagerung mit einem Gauß-verteilten, weißen unkorrelierten Kanalrauschen (AWGN) «(/) mit der Rauschleistung σ _N ² , so dass sich gemäß Gleichung (4) das Empfangssignal r(t) ergibt .

r(t) =s(t)*h(t)+n(t) (4)

Nachdem im Empfänger das im Sender in das Sendesignal hinzugefügte Guard-Intervall aus dem Empfangssignal r(t) entfernt und das Empfangssignals r(t) in den Frequenzbereich transformiert worden ist, ergibt sich ausgehend von Gleichung (4) die in Gleichung (5) dargestellte Beziehung für das komplexwertige Empfangsymbol R _nJt :

K* = H _n yS _λj[ +N _nJι (5)

Der übertragungsfaktor H _nJt der Kanalübertragungsfunktion im n-ten Symbolintervall und k-ten Frequenzträger ergibt sich dabei gemäß Gleichung (6) durch Fourier-Transformation der virtuellen Kanalimpulsantwort h(τ,n-T _s ):

Hierbei stellt r die mittlere Signallaufzeit des OFDM- übertragungssystems im zellulären Gleichwellennetz und T ₅ das gemäß Gleichung (7) aus dem Nutzdatenintervall T und dem Guard-Intervall T ₀ zusammengesetzte Symbolintervall dar.

T _s =T+T _σ (7)

Die virtuelle Kanalimpulsantwort h(τ,n-T _s ) wiederum ergibt sich gemäß Gleichung (8) aus der überlagerung der Pfadgewichte h _p ^{n-T _s ) und der zugehörigen Pfadlaufzeiten τ _pfλ der insgesamt N _m ^p diskreten Echo-Pfade von allen N _T Sendern:

*i-l N J-I

(8)

Die einzelnen Pfadgewichte h _pM (μ>T _s ) werden innerhalb der einzelnen OFDM-Symboldauern als konstant vorausgesetzt und sind zueinander unkorreliert . Sie sind einem stationären stochastischen Prozess entnommen, der eine von der übertragungsumgebung abhängige Zeit-Frequenz-Korrelationsfunktion der Kanalübertragungsfunktion aufweist (WSSUS-übertragungskanal: Wide-Sense-Stationary-Uncorre- lated-Scattering-übertragungskanal) .

Innerhalb eines OFDM-Symbols können die einzelnen Abtastwerte h _nJ der Kanalimpulsantwort, die gemäß Gleichung (9) in einem Vektor h_ _n zusammengefasst sind, mittels einer inversen Fourier-Transformation gemäß Gleichung (10) aus den Kanalübertragungsfaktoren H _nJ[ in den einzelnen Frequenzträgern, die gemäß Gleichung (11) in einem Vektor H _^ zusammengefasst sind, berechnet werden.

Die Fourier-Matrix F mit der Dimension N _c enthält dabei die Elemente Fk, 1 gemäß Gleichung (12) :

F _kJ =e- ^J2 "" ^Nc k,l=0,...,N _c -l (12)

Die Gewinnung der für die Bestimmung des 1-ten Abtastwerts h _Hj der Kanalimpulsantwort im n-ten Symbolintervall erforderlichen Kanalübertragungsfaktoren H _nJt im n-ten Symbolintervall und im k-ten Frequenzträger wird mittels KanalSchätzung über in einem bestimmten Frequenz-Zeit- Raster übertragene Pilotsymbole realisiert. Diese im Abstand von N _F Frequenz-träger und N _D Symbolintervallen angeordneten Sende-Pilot-symbole S. _t sind dem Emofänqer

nach Position im Frequenz-Zeit-übertragungsrahmen und nach Inhalt bekannt. Aus den im Frequenz-Zeit-öbertragungs- rahmen empfangenen Pilotsym-bolen R _nJt kann im Empfänger hieraus der Schätzwert Hn* des Kanalübertragungsfaktors H _nJt im n-ten Symbolintervall und im k-ten Frequenzträger ermittelt werden.

Durch Interpolation mittels Interpolationsfilter können aus den Schätzwerten H _n * der Kanalübertragungsfaktoren H _nλ interpolierte Werte Hnjt der Kanalübertragungsfaktoren H _nJ1 in einem feineren Frequenz-Zeit-Raster ermittelt werden. Die Interpolation kann zweidimensional oder eindimensional getrennt nach der Zeit- und Frequenz-Richtung erfolgen. Zur Erzielung einer höchsten Frequenz-Zeit-Genau- igkeit bei der Bestimmung der Kanalübertragungsfunktion H kann die Interpolaktion sogar innerhalb eines Symbolintervalls getrennt für jedes Symbolintervall und jeden Frequenzträger erfolgen. Für den Fall einer eindimensionalen Interpolation in Frequenzrichtung ergeben sich die inter- polierten Werte H„jt der Kanalübertragungsfaktoren H _nJt im n-ten Symbolintervall aus der Matrixmultiplikation der zugehörigen Schätzwerte H _n * der Kanalübertragungsfaktoren H _nJt im n-ten Symbolintervall mit den Elementen der Wienerschen Filtermatrix W gemäß Gleichung (13) :

Hierbei sind die interpolierten Werte H _n * der Kanalübertragungsfaktoren H _nJt im n-ten Symbolintervall gemäß Glei- chung (14) in einem Vektor H_ _n und die Schätzwerte H _n * der Kanalübertragungsfaktoren H _nJt im n-ten Symbolintervall gemäß Gleichung (15) in einem Vektor H _n zusammengefasst .

Die im n-ten Symbolintervall und k-ten Frequenzträger emofanσenen Svmbole R .. die αeσeniϊbpr HPπ at _* ««anrieh«an

Symbolen S _λjk auf dem OFDM-übertragungskanal verzerrt werden, werden mit der inversen Schätzwerten H„jt bzw. interpolierten Werten H _n *. der Kanalübertragungsfunktion gemäß Gleichung (16) entzerrt.

Aue dem entzerrten Empfangsymbol Dnjt gemäß Gleichung (16) wird in einer "harten Entscheidung" ein grober Schätzwert Snjt des Sendersymbols S _n . gemäß Gleichung (17) geschätzt und optional im Rahmen einer Remodulation in Kombination der „harten Entscheidung" mit einer nachfolgenden "weichen Entscheidung" mittels beispielsweise eines Interleavers und eines Viterbi-Dekodierers ein verbesserter Schätzwert Snjk des Sendesymbols S _nJt gemäß Gleichung (18) geschätzt.

Der Operator ßi{»} beschreibt hierbei die "harte Entscheidung" und der Operator Q ₂ {*} die optionale "weiche Entscheidung" .

3

Mit dem verbesserten Schätzwert S _n je des Sendesymbols S _nJt und dem zugehörigen empfangenen Symbol R _nJt wird in einem darauf folgenden Schätzer ein optimierter Schätzwert Hnjk des Kanalübertragungsfaktors H _Hjc im n-ten Symbolintervall und k-ten Frequenzträger gemäß Gleichung (19) geschätzt.

Die Kanalübertragungsfunktion mit den gemäß Gleichung (19) optimierten Schätzwerten Hnjk ist gegenüber den interpolierten Werten Hnjk der Kanalübertraσunαsfunktion H .

nicht bandbegrenzt und stellt im Fall einer korrekten Entscheidung ein wirklichkeitsnaheres Abbild des OFDM-über- tragungskanals gegenüber den interpolierten Werten H _n * der Kanalübertragungsfunktion H _Hjt dar. Somit ist die mittels inverser Fourier-Transformation _^ gemäß Gleichung (20) aus den optimierten Schätzwerten H _n * der Kanalüber-

S tragungsfunktion H _nJt berechnete Kanalimpulsantwort h„ in ihrer vollen Länge ermittelbar.

In Fig. 3 ist das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort in einem OFDM-übertragungssystemen dargestellt.

Aus dem ins Zwischenfrequenz- bzw. Basisband gemischte Empfangssignal r{t) wird in einem Fourier-Transformator 1 das im n-ten Symbolintervall und im k-ten Frequenzträger übertragene Empfangs-PiIotsymbol R _n ^ ermittelt. In einem ersten Schätzer 2 des Empfängers wird aus dem empfangenen Pilotβymbol R _nJt und dem zugehörigen, dem Empfänger bekannten Sende-Pilotsymbol S _Hjt ein Schätzwert H _n * des Kanal- übertragungsfaktors H _nJ[ im n-ten Symbolintervall und im k- ten Frequenzträger geschätzt.

In einem nachfolgenden Interpolator 3 werden in Anlehnung an Gleichung (13) aus den einzelnen Schätzwerten Hnjt des Kanalübertragungsfaktors H _nJt Interpolationswerte Hnjt des Kanalübertragungsfaktors H _nJc in einem gegenüber dem Fre- quenz-Zeit-Raster der Schätzwerte Hnjt feineren Frequenz- Zeit-Raster berechnet.

Mit Hilfe der Schätzwerte Hnjt und der Interpolationswerte Hnjt des Kanalübertragungsfaktors H _nJt wird in einem nach- folgenden Entzerrer 4 das auf dem OFDM-übertragungskanal verzerrte, empfangene Nutzdaten- oder Pilotsymbol R _n ^ gemäß Gleichung (16) entzerrt.

Aus dem entzerrten Empfangsymbol Dnjt wird in einem "harten Entscheider" 5 ein grober Schätzwert Snjt des zugehörigen Sendesymbols S _nJt gemäß Gleichung (17) bestimmt. Optional kann in einem nachfolgenden "weichen Entscheider" 6 be- stehend beispielsweise aus einem Interleaver und einem

Dekodierer ein optimierter Schätzwert S _* jt des Sendesymbols S ₁ ,* 9βmäß Gleichung (18) ermittelt werden.

In einem darauffolgenden zweiten Schätzer 7 wird anhand des Empfangssymbols R _Hjt und des optimierten Schätzwerts Snjt des Sendesymbols S„ _λ ein optimierter Schätzwert H»jt für den Kanalübertragungsfaktor H _nJt gemäß Gleichung (19) in jedem Symbolintervall n und in jedem Frequenzträger k ermittelt. Schließlich wird in einem inversen Fourier- Transformator 8 aus den optimierten Schätzwerten Hnjt für den Kanalübertragungβfaktor H _Hjt gemäß Gleichung (20) die Kanalimpulsantwort Ji _n berechnet.

Im folgenden wird das erfindungsgemäße Verfahren zur Er- mittlung der Kanalimpulsantwort in einem OFDM-übertra- gungsSystem anhand des Flussdiagramms in Fig. 4 erläutert:

In einem ersten Verfahrenschritt SlO werden aus den in einem bestimmten Frequenz-Zeit-Raster empfangenen Pilotsymbolen R _nJt und den dem Empfänger bekannten zugehörigen gesendeten PilotSymbolen S _nJt Schätzwerte Hnjt für den Kanalübertragungsfaktor H _nJk im Frequenz-Zeit- Raster der Pilotsymbole bestimmt.

In einem darauf folgenden Verfahrenschritt S20 werden gemäß Gleichung (13) ausgehend von den in Verfahrenschritt SlO ermittelten Schätzwerten Hnjt des Kanalübertragungs- faktors H _Hjc mit einem herkömmlichen Interpolationsverfahren - beispielsweise ein Optimierungsverfahren mit einer nach einem Minimum-Mean-Square-Error-Kriterium ermittelten Optimierungsgüte - interpolierte Werte Hnjt des Kanalübertragungsfaktors H _nJt in einem gegenüber dem Frequenz-Zeit-Raster der Pilotsymbole feineren Frequenz- Zeit-Raster ermittelt.

Der nächste Verfahrenschritt S30 beinhaltet die Entzerrung der empfangenen, auf dem OFDM-übertragungskanal verzerrten Nutzdaten- bzw. Pilotsymbole R _mi mit Hilfe der inversen Schätzwerte H _n * und inversen Interpolationswerte H„je des Kanalübertragungsfaktors H _Hjt gemäß Gleichung (16) . Die entzerrten Empfangsymbole D _n * werden im nächsten Verfahrensschritt S40 in einem "harten Entscheider" zur Bestimmung von groben Schätzwerten Sn* für die zugehörigen gesendeten Nutzdaten- bzw. Pilotsymbole S _λjt gemäß Gleichung (17) herangezogen.

Optimierte Schätzwerte Sn* für die gesendeten Nutzdatenbzw. Pilotsymbole S _Hjk werden optional im darauf folgenden Verfahrenschritt S50 in einem "weichen Entscheider" - beispielsweise einem Viterbi-Dekodierer - gemäß Gleichung (18) ausgehend von den groben Schätzwerten Sn* der Sendersymbole 5^ ermittelt .

Aus den optimierten Schätzwerten Sn* für die gesendeten Nutzdatensymbole bzw. PilotSymbole S _nλ und den zugehörigen Empfangsymbolen R _Hji werden im darauf folgenden Verfahrenschritt S60 in einem zweiten Schätzer optimierte Schätzwerte H _n * für den jeweiligen Kanalübertragungsfaktor H _njc entsprechend Gleichung (19) bestimmt .

Im abschließenden Verfahrenschritt S70 wird mit Hilfe der inversen Fourier-Transformation gemäß Gleichung (20) aus den optimierten Schätzwerten H _n * des

Kanalübertragungsfaktors H _nJt die unverkürzte Kanalimpulsantwort h„ berechnet.

Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung und des erfindungsgemäßen Verfahren zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort in einem OFDM-Obertragungssystem beschränkt. Die Erfindung deckt neben dem vorgestellten, im Frequenzbereich durchgeführten Verfahren auch ein dem

frequenzbereichsorientierten Verfahren entsprechendes Verfahren im Zeitbereich zur Bestimmung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort ab.