HOU XIAOHUI (CN)
CN102137053A | 2011-07-27 | |||
CN2757451Y | 2006-02-08 | |||
CN101527696A | 2009-09-09 | |||
CN101800728A | 2010-08-11 |
北京派特恩知识产权代理事务所(普通合伙) (CN)
权利要求书 1、一种无线通信系统信干噪比的估计方法,其特征在于,该方法包括: 接收基带信号 y, 根据所述基带信号 y计算得到信干噪比。 2、根据权利要求 1所述方法,其特征在于, 所述接收基带信号 y之后, 所述方法进一步包括: 对所述基带信号 y进行反旋转得到反旋转后的基带 信号 y。 3、 根据权利要求 1或 2所述方法, 其特征在于, 所述计算得到信干噪 比为: 所述基带信号 y=Ah+w , 其中, A 为由训练序列构成的矩阵, A , M为信道的弥散 长度; w为噪声或者干扰; 根据 所述噪声和干扰的功率 w为: , y , r为每个接收基带信号的符号, L为发射的训练序列对应的接收 信号的符号的个数, P为线性变换 A的左零空间的维数。 4、 根据权利要求 3 所述方法, 其特征在于, 所述计算过程中, 进一 步包括: 所述 Ρ «ΑΊ其中, W 为线性变换 Α的值空间; ^)为 线性变换 A的左零空间, …, 为 WA)的标准正交基。 5、 一种信干噪比估计装置, 其特征在于, 所述装置包括: 信号接收单 元和信干噪比计算单元; 其中, 信号接收单元, 用于接收基带信号 y; 信干噪比计算单元, 用于根据所述基带信号 y计算得到信干噪比。 6、 根据权利要求 5所述装置, 其特征在于, 所述装置还包括: 反旋转 单元, 用于对所述基带信号 y进行反旋转得到反旋转后的基带信号 y。 7、 根据权利要求 5或 6所述装置, 其特征在于, 所述信干噪比计算单 元计算得到信干噪比为: 所述基带信号 =Ah+w, 其中, A为由训练序列构 成的矩阵, = [% , M为 信道的弥散长度; w为噪声或者干扰; 根据 1 = _ ^计算所述信干噪比,其中,所述信号功率 I + N σ ,. 所述噪声和干扰的功率 σ 为: , r为每个接收的基带信号的符号, L为发射的训练序列对应的接 收信号的符号的个数, P为线性变换 A的左零空间的维数。 8、 根据权利要求 7所述装置, 其特征在于, 所述信干噪比计算单元计 算过程中, 进一步包括: = dim( A ) , 其中, (A)和 W(A 为线性变换 A的值空间和线性变换 A的左零空间, …, 为 WA)的标准正交基。 |
本发明涉及通信技术领域, 具体是无线通信系统信干噪比的估计方法 及装置。 背景技术
在移动通信中, 信道的信干噪比估计是一个很重要的技术, 功率控制、 自适应传输、 小区切换、 动态信道分配、 空间分集合并等操作都需要快速、 准确的估计出信道的信干噪比(SINR )。 目前的信干噪比的估计方法主要有 以下几种: 第一种是利用解调信号的星座分布来计算, 但是此种方法估计 的准确度不够高; 第二种是建立误码率与信干噪比的函数关系, 利用此函 数关系, 根据误码率来映射出信干噪比, 此种方法需要建立函数关系曲线, 实际应用时一般通过查表来实现, 会使复杂度大大提高, 同时由于无线环 境是多变的, 建立的误码率与信干噪比的函数关系曲线也往 往很难跟踪上 复杂无线环境的快速变化, 另外, 这种方法估计的准确度也不是^高; 第 三种是通过信号的二阶矩和四阶矩进行估计, 但是此方法估计的准确度不 高。 发明内容
本发明的主要目的是提供一种无线通信系统信 干噪比的估计方法及装 置, 能够使得信干噪比的估计实时跟踪性好、 估计准确度高的。
本发明解决其技术问题所釆用的技术方案是:
一种无线通信系统信干噪比的估计方法, 其特征在于, 包括: 接收基带信号 y, 根据所述基带信号 y计算得到信干噪比。
优选地, 所述接收基带信号 y之后, 所述方法进一步包括: 对所述基 带信号 y进行反旋转得到反旋转后的基带信号 y。
优选地, 所述计算得到信干噪比, 具体为: 所述基带信号 y=Ah+w, 其
A为 ; h为信道
的系数, h
S σ
根据. 计算所述信干噪比,其中,所述信号功率
Ι + Ν σ.
所述噪声和干扰的功率 w 为: P VW 2 1 , 所述 y , r为每个接收的基带信号的符号, L为发射的训练序列对应的接
收信号的符号的个数, P为线性变换 A的左零空间的维数。 优选地,所述计算过程中,进一步还包括: 所述 P = dim W A " ,其中: (A)为线性变换 A的值空间, W( A 为线性变换 A的左零空间, {e P+1 , …, e J为 ( A )的标准正交基。
本发明还提供一种信干噪比估计装置, 所述装置包括: 信号接收单元 和信干噪比计算单元; 其中,
信号接收单元, 用于接收基带信号 y。
信干噪比计算单元, 用于根据所述基带信号 y计算得到信干噪比。 优选地, 所述装置还包括: 反旋转单元, 用于对所述基带信号 y进行 反旋转得到反旋转后的基带信号 y。
优选地, 所述信干噪比计算单元计算得到信干噪比, 具体为: 所述信 号 y=Ah+w , 其 中 : A 为 由 训 练 序 歹J 构 成 的 矩 阵 ,
, M为信道的弥散
长度, w为噪声或者干扰; 根据 计算所述信干噪比,其中,所述信号功率
L 所述噪声和干扰的功率 w 为: P VW 2 1 , 所述 y , r为每个接收的基带信号的符号, L为发射的训练序列对应的接
收信号的符号的个数, P为线性变换 A的左零空间的维数。
优选地, 所述信干噪比计算单元计算过程中, 进一步还包括: = dim(N(A ) ,其中: R(A)和 N(A 为线性变换 A的值空间和线性变换 A的 左零空间, …, e J为 (A)的标准正交基。
实施本发明的技术方案, 具有以下有益效果: 本发明提供的方法和装 置, 计算复杂度低, 并且能够显著提高信干噪比估计的准确度, 对提高解 调性能, 提高功率控制的准确性、 提升数据传输速率、 更好的进行信道的 动态分配具有重要的意义。 附图说明
图 1为本发明通信系统的信干噪比估计方法流程 意图;
图 2为本发明 GMSK通信系统的信干噪比估计方法流程示意图 图 3为本发明通信系统的信干噪比估计装置结构 意图; 图 4为本发明 GMSK通信系统的信干噪比估计装置结构示意图 具体实施方式 为了使本发明的目的、 技术方案及优点更加清楚明白, 以下结合附图 及实施例, 对本发明进行进一步详细说明。 应当理解, 此处所描述的具体 实施例仅用以解释本发明, 并不用于限定本发明。
图 1为本发明通信系统的信干噪比估计方法流程 意图, 如图 1所示, 所述方法以 GSM系统为例, 包括以下步骤:
S110、 接收基带信号 y;
进一步的, 在其他的实施例中, 例如图 2为本发明 GMSK ( Gaussian Filtered Minimum Shift Keying, 高斯滤波最小频移键控 )通信系统的信干噪 比估计方法流程示意图,如图 2所示,该方法还需要进一步包括步骤: Slll、 对所述基带信号 y进行反旋转得到反旋转后的基带信号 y;
S120、 根据所述基带信号 y计算得到信干噪比。
在本实施例中, 所述信号 =八11+\¥, 其中: A为由训练序列构成的矩
阵, A = [ . w为噪声或 者干扰; M 为信道的弥散长度, 所述信干噪比为: 一 L = , 其中, 所
I + N σ,
1
述信号功率 为: =丄, 所述噪声和干扰的功率 ^为: ' +Ν Ρ
所述 y = , r为每个接收的基带信号的符号, L为发
射的训练序列对应的接收信号的符号的个数 , P为线性变换 A的左零空间的 维数。 进一步的,所述 Ρ = « Α ^,其中:令 和 为线性变换 Α的 值空间和线性变换 A的左零空间, 令 为 的标准正交基。 图 3为本发明通信系统的信干噪比估计装置结构 意图, 如图 3所示, 该装置包括: 信号接收单元 210和信干噪比计算单元 220; 其中,
信号接收单元 210 , 用于接收基带信号 y;
信干噪比计算单元 220 , 用于根据所述信号 y计算得到信干噪比。
进一步的, 在其他的装置实施例中, 例如: 图 4为本发明 GMSK通信 系统的信干噪比估计装置结构示意图, 如图 4所示, 该装置还进一步包括: 反旋转单元 211 ,用于对所述基带信号 y进行反旋转得到反旋转后的基带信 号 。
在上述装置实施例中, 所述信号y=Ah+w, 其中: A为由训练序列构成 的矩阵, A = [% ; M为信 道的弥散长度, w为噪声或者干扰, 所述信干噪比为: ^ = , 其中
I + N σ, 所述信号功率 σ 5 2 为: σ 5 2 =丄, 所述噪声和干扰的功率
, r 为每个接收的基带信
号的符号, L为发射的训练序列对应的接收信号的符号的 数, P为线性变 换 A的左零空间的维数。 在其他的实施例中,进一步包括:所述 Ρ = « Α ^,令 W 和 W (^ ) 为线性变换 A的值空间和线性变换 A的左零空间, 令 e J为 A) 的标准正交基。 下面提供应用上述方法和装置实施例的应用实 施例。
以 GMSK调制信号过 TU3信道为例, 来进一步阐述本技术方案, 其中
GMSK调制信号所使用的训练序列为 TSC6, 对于 TU3信道对应的 M = 6 。
π
对接收的基带信号进行 的反旋转, 得到信号 y, 在其他的调制信号中, 根 据实际情况判断是否需要进行反旋转或者其他 处理。计算 T SC6对应的训练 序列矩阵
21x6
计算 2 = dim( ?(A)) = 6 P = dim(N(A r )) = 15 计算 ( Α )的标准正交基 ", …,
( 0.2348 -0.2887 -0.1438 0.3162 0.0470 0.0000、
-0.2348 0.2887 0.1438 0.3162 -0.0470 0.0000
-0.1243 -0.2887 0.4046 0.0000 0.0631 -0.0000
-0.3453 -0.2887 -0.1170 -0.0000 -0.1572 -0.0000
-0.4716 0.0000 -0.1854 -0.0000 0.1640 -0.0000
-0.0723 0.0000 -0.0684 -0.3162 0.3212 0.3536
0.0090 -0.1443 -0.1745 -0.0000 0.5053 -0.1768
-0.0723 0.0000 -0.0684 0.3162 0.3212 0.3536
-0.0430 0.1443 0.2985 -0.3162 0.2472 0.1768
0.2348 -0.2887 -0.1438 -0.3162 0.0470 -0.0000
0.1243 0.2887 -0.4046 -0.0000 -0.0631 0.0000
0.1918 0.1443 0.1547 0.3162 0.2942 -0.1768
0.1828 -0.0000 0.3292 0.0000 -0.2110 0.3536
-0.0813 -0.1443 0.1061 0.0000 -0.1841 -0.5303
-0.0383 0.0000 -0.1924 -0.0000 -0.4313 0.3536
0.0000 0.2887 0.0000 -0.3162 -0.0000 -0.3536
0.2348 -0.2887 -0.1438 0.3162 0.0470 0.0000
-0.2348 0.2887 0.1438 0.3162 -0.0470 0.0000
-0.1243 -0.2887 0.4046 0.0000 0.0631 -0.0000
-0.3453 -0.2887 -0.1170 -0.0000 -0.1572 -0.0000
-0.4176 0.0000 -0.1854 -0.0000 0.1640 -0.0000 ,
Τ
计算 = Σ| ,则…信… Τ
号功率一 2 . ,
为: σ 5 2 = ;则噪声和干扰的功率 σ
L
1 /■■ 、 S σ
为: p V"J " 2 / . 最后, 计算信干噪比为: I + N 。
以上所述, 仅为本发明的较佳实施例而已, 并非用于限定本发明的保 护范围, 凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改 、 等同替换和改进 等, 均应包含在本发明的保护范围之内。