Verfahren und Anordnung zur sendeseitigen Formung eines Übertragungssignals

Die Erfindung betrifft Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 7 und eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 8.

Für die Informationsübertragung im Weitverkehr werden heute überwiegend hochbitratige digitale optische Übertragungssysteme mit Standard Glasfasern eingesetzt. Dabei begrenzen lineare und nichtlineare Effekte in der Übertragungsfaser und in den Systemkomponenten die Reichweite der Signalübertragung. Insbesondere die chromatische Dispersion der Glasfasern, auch als Gruppengeschwindigkeitsdispersion (engl, „group velocity dispersion", abgekürzt GVD) führen mit wachsender Datenrate zu Signalverzerrungen und demzufolge zu ver- minderten Übertragungsreichweiten, wenn keine Maßnahmen zur Dispersionskompensation getroffen werden. Auch nichtlineare Effekte, wie beispielsweise die Selbstphasenmodulation (engl, „self-phase modulation", abgekürzt SPM) verursachen Signalverzerrungen .

Eine Möglichkeit, solche aufgrund der linearen und nichtlinearen Effekte verursachten Störungen zu kompensieren, besteht darin, auf der Sendeseite der Übertragungsstrecke ein vorverzerrtes Signal zu generieren, sodass nach Propagation des Signals empfangsseitig die Störungen der Strecke aufgehoben sind und die gewünschte Signalform vorliegt. Diese Technik wurde erstmals von Koch et al . in der Veröffentlichung „Dispersion compensation by active predistorted Signal synthe- sis", Journal of Lightwave Technology, Vol. LT-3, No. 4, Aug. 1985 vorgeschlagen. In der Patentschrift EP 0 654 193 von

1993 wird ebenfalls eine auf elektrischer Vorbehandlung des Datensignals basierte Vorverzerrungsmaßnahme genannt, bei der sowohl die optische Amplitude bzw. Leistung als auch die Pha-

se bzw. die Frequenz der Lichtwelle sendeseitig so moduliert werden, dass am Ende der dispersiven Übertragungsstrecke ein praktisch unverzerrtes optisches Datensignal vorliegt.

In der Patentveröffentlichung WO2004/032385 Al (im Folgenden als Dokument Dl bezeichnet) und der US Patentanmeldung der Veröffentlichungsnummer 2004/0067064 Al werden Anordnungen zur elektrischen Vorkompensation von dispersionsbedingten Verzerrungen auf einer optischen Übertragungsstrecke vorge- schlagen. Die Anordnungen enthalten einen Prozessor-Bauteil zur Vorkompensation 10, in dem ein digitales Filter 18, ein Digital-Analog-Wandler 22 und gegebenenfalls andere Filteranordnungen in Serie geschaltet sind. In Dl ist das digitale Filter aus einem Serial to Parallel Converter (SPC) und einer Random Access Memory Look-up Table (RAM LUT) realisiert. Mit dem digitalen Filter werden die eindeutig unterscheidbaren Bitsequenzen eines Datensignals nach einer vorgegebenen Vorschrift in ein vorverzerrtes Signal zur Kompensation umgewandelt. Dieses Kompensationssignal wird anschließend einem Mo- dulator zugeführt. Bei dispersionsbedingter Verzerrung eines Übertragungssignals wird jedes Bit durch seine benachbarten Bits beeinflusst. Die Anzahl der zu berücksichtigenden Nachbarbits beträgt bei 10 Gb/s und Standard Einmodenfaser im 1.5 μm Wellenlängenbereich unter 20 (oder ± 10). Das Daten- signal wird in einen N-stufigen SPC wie beispielsweise ein

Schieberegister eingespeist. Das Bitmuster, das dann an den N Abgriffen anliegt, wird als Adresse für den schnellen Speicher RAM-LUT der Kapazität 2 ^N verwendet. Jede Adresse führt zu einem Speicherplatz, in dem ein zugehöriger, aus der Über- tragungsfunktion der Faserstrecke berechneter Wert abgelegt ist. Im (ein- oder mehrfachen) Datentakt wird dann der zur jeweiligen Adresse gehörige Wert über einen schnellen D/A Wandler und einen Verstärker zur Ansteuerung des E/O Wandlers verwendet . Ein Nachteil dieser Realisierung ist, dass derzeit noch keine RAMs existieren, die mit der Datenrate von mindestens 10 Gbit/s, vorzugsweise von größer 20 bis 40 GBit/s ausgelesen werden können. Ferner müssen alle möglichen vom Bitmuster

abhängigen Datenwerte gespeichert werden, dies entspricht 2 ^N Kombinationen .

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, das eine technische Realisierung zur Erzeugung von beliebigen

Vorverzerrungen auch bei hohen Datenraten ermöglicht. Außerdem soll eine hierzu geeignete Anordnung angegeben werden.

Diese Aufgaben werden durch Verfahren gemäß der Ansprüche 1 und 7 und durch eine Anordnung gemäß Anspruch 8 gelöst.

Erfindungsgemäß wird das aus einem Schieberegister parallel entnommene aktuelle Bitmuster mehreren Komparatoren zugeführt in denen ein Vergleich mit vorgegebenen Vergleichswerten stattfindet. Die Vergleichswerte sind in Abhängigkeit von einer Kompensationsfunktion in einem Vergleichswert-Register generiert worden und damit einstellbar. Sie hängen vom jeweiligen Aufbau einer Übertragungsstrecke ab und berücksichtigen somit den Einfluss der Störeffekte. In den Komparatoren wird das aktuelle Bitmuster in eine Bitkombination umkodiert, die dem digitalen Wert des Kompensationssignals entspricht. Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass Komparatoren sehr schnell sind und Datenraten von mehr als 40 Gbit/s handhaben können. Dagegen sind die Vergleichswerte im Vergleichswertregister quasistatisch. Bei Einbindung in eine Regelung ist eine Aktualisierung mit Taktraten unter 1 MHz im Allgemeinen voll ausreichend, wodurch die Anforderungen an die Speichergeschwindigkeit sehr gering sind. Zusätzlich ist die Diskretisierung bzw. die Stufenzahl des D/A- Wandlers unabhängig von der Länge des aktuellen Bitmusters, d.h. das System ist beliebig anpassbar. Allerdings ist eine Diskretisierung von mehr als 2 ⁴ Stufen nicht mehr sinnvoll, da Verstärker und Modulator nur begrenzt linear arbeiten. Insgesamt birgt das Verfahren der elektrischen Vorverzerrung mit der erfindungsgemäßen Realisierungsvariante einen großen kommerziellen Vorteil, da durch Einsparung der dispersions- kompensierenden Fasern (DCFs) innerhalb der Übertragungsstrecke große Kosten gespart werden. Insbesondere würde der Weg-

fall der DCFs eine Vereinfachung der optischen Verstärkeranordnungen mit sich bringen. Da die DCFs in der Regel zwischen der zweiten und dritten Verstärkerstufe eingefügt sind, würden durch den Wegfall von DCFs, womit eventuell auch der Weg- fall einer Verstärkerstufe verbunden wäre, Verbesserungen in Bezug auf die Dämpfung, die dynamischen Eigenschaften und Rauscheigenschaften der Verstärker erreicht werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsvariante wird das aus dem Schieberegister parallel entnommene Bitmuster zwei oder mehr Komparatorsätzen zugeführt, die jeweils aus mehreren Kompara- toren bestehen. Wird zwischen diesen Komparatorsätzen mit mindestens doppelter Bittaktrate umgeschaltet, werden pro Bittaktintervall mindestens zwei zeitlich aufeinander folgen- de Bitkombinationen respektive Kompensationssignale erzeugt. Die Auflösung des Verfahrens wird auf diese Weise erhöht. Während eine Abtastrate von einem Bit pro Bittakt empfangs- seitig eine eye-opening penalty (EOP) von etwa 3 dB mit sich bringt, verringert sich die EOP bei vier Abtastpunkten pro Bitintervall bis auf etwa 0,4 dB, was bedeutet, dass die Ü- bertragungsqualität deutlich besser wird. Bei mehr als vier Abtastpunkten dagegen treten keine wesentlichen Verbesserungen der Übertragungsqualität mehr ein.

In einer weiteren Ausführungsvariante wird vorteilhaft die in einem ersten Komparatorsatz erzeugte umcodierte Bitkombination im Modulator zur Steuerung der Amplitude des Übertragungssignals und die in einem zweiten Komparatorsatz erzeugte umcodierte Bitkombination im Modulator zur Steuerung der Phase des Übertragungssignals eingesetzt. Wird nur ein Kompensationssignal für die Amplitude erzeugt, so tritt zwar eine Verbesserung der Übertragungsqualität ein, zur vollständigen Entzerrung jedoch ist eine Phaseninvertierung durch ein vorverzerrtes Phasensignal unumgänglich.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsvariante werden statt eines Schieberegisters elektronische Laufzeitelemente verwendet. Diese werden seriell in den Datenstrom integriert

und in den Zwischenräumen werden die Bits parallel abgegriffen. Werden elektronische Laufzeitelemente mit stufenlos einstellbarer Laufzeit eingesetzt, wird eine stufenlose Anpassung an beliebige Datenraten oder Taktraten erzielt. Durch den Einsatz verschiedener fehlerkorrigierender Codierungen liegen beispielsweise für eine Datenrate von ca. 10 Gbit/s die typischen Taktraten zwischen 9,956 und 12,6 GHz.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungsvarianten der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im Folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Dabei zeigen

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung des erfindungsgemäßen Um- codierers zur elektrischen Vorverzerrung

Fig. 2 eine Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit Detailansicht der Komparatorschaltkreise

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit zwei Aus- gabewerten des Kompensationssignals pro Bittaktrate

Fig. 4 eine Schaltungsanordnung eines allgemeinen Umcodie- rers mit zwei Ausgängen zur Ansteuerung von Amplitude und Phase eines Übertragungssignals

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung des erfindungsgemäßen Umcodierers zur elektrischen Vorverzerrung gezeigt. Sie ist sendeseitig angeordnet. Die digitalen Daten DAT werden seriell einem vorzugsweise getakteten Schieberegister SR zugeführt. Die Daten werden bitweise mit dem Takt BT durch das Schieberegister geschoben. An den Parallelausgängen PAl bis PAN werden die einzelnen Bits pro Bittakt parallel abgegriffen. Das derart parallel entnommene Bitmuster BM besteht aus einem auszusendenden Bit DA und den angrenzenden Bits DV und DN. Die Anzahl der Bits hängt von den Störeinflüssen des Ü- bertragungssystems ab, da beispielsweise abhängig vom Wert der Dispersion mehr oder weniger Nachbarbits des auszusendenden Datenbits betroffen sind. Die Anzahl der maximal betroffenen Nachbarbits hängt von der maximal zu kompensierenden

Dispersion ab. Das Bitmuster BM, das beispielsweise N Bits umfasst, wird anschließend den Komparatoren (KOl, KO2 ...) zugeführt. Die Komparatoren (KOl, K02 ...) sind zusätzlich jeweils mit einem Vergleichswertregister VWR verbunden. Dort sind die Vergleichswerte (VWl, VW2 ...) einer übertragungsspezifischen Referenzmenge abgelegt. Die Vergleichswerte berechnen sich jeweils aus vorgegebenen möglichen Bitmustern und der inversen Übertragungsfunktion (H (ω) ^"1 = T ^"1 ) . Die Vergleichswerte enthalten damit die gesamte Information über die Übertragungsstrecke und die durch die Übertragung verursachten Störungen. Sie können wahlweise auch in einer Tabelle hinterlegt sein, sollen aber beliebig austauschbar sein, um eine Anpassung an jede beliebige Übertragungsstrecke zu gewährleisten. Die Vergleichswerte werden jeweils einem geson- derten Eingang der Komparatoren zugeführt. Die Komparatoren liefern an ihrem Ausgang eine logische 1, wenn eine der dort gespeicherten Vergleichswerte mit dem anliegenden Bitmuster übereinstimmt. Ansonsten liefern sie einen Nullwert. Die Ausgänge der Komparatoren sind mit den Eingängen eines Digital- Analog-Wandlers D/A verbunden. Die sich aus den Komparatoren ergebende Bitmusterkombination BK wird im Digital-Analog- Wandler D/A in ein Analog-Signal, dem eigentlichen Kompensationssignal KS umgesetzt und das Kompensationssignal KS wird gegebenenfalls nach Verstärkung in einem Verstärker TA dem Modulator MOD zugeführt.

Anhand von Fig. 2 wird ein konkretes Beispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens gegeben. Zur Auslegung des Vorverzerrers wird zunächst die inverse Ü- bertragungsfunktion T ^"1 der Faser bzw. des Systems, gegebenenfalls inklusive der inversen Übertragungsfunktion des Modulators und diverser Verstärker berechnet. Anschließend wird für eine zufällige Bitfolge ausreichender Länge das Ausgangssignal am Empfänger für einen maximalen Dispersionswert simu- liert. Der derart erhaltene Verlauf der Amplitude und der

Phase des verzerrten Ausgangssignals werden je nach Grad der Verzerrung diskretisiert . Beträgt die Diskretisierung beispielsweise 4 (= 2 ² ) Stufen, so werden K = 2 Komparatoren

benötigt. (Im Falle von 8 (= 2 ³ ) Stufen wären es K = 3 Kompa- ratoren usw.)

In dem hier behandelten Anwendungsbeispiel soll ein Bitmuster der Länge N = 4 in ein vierstufiges Kompensationssignal (mit den Werten 0,1,2 und 3) umgewandelt werden. Die binären Bitmuster werden nach folgender Zuordnungstabelle in den daneben angeführten Analog-Wert umcodiert:

0000 → 0

0001 → 1

0010 → 3

0011 → 2 0100 → 0 0101 → 0

0110 → 1

0111 → 1

1000 → 2

1001 → 2 1010 → 3

1011 → 3

1100 → 3

1101 → 0 1110 → 1 1111 → 2

Ein den Parallelausgängen PAl bis PAN entnommenes Bitmuster wird bitweise den Eingängen der Komparatoren zugeführt. Die einzelnen Komparatoreingänge sind mit einem ersten Eingang einzelner XNOR-Gatter verbunden. In der in Fig. 2 als Beispiel angegebenen Schaltungsanordnung sind jeweils 4 Komparatoreingänge mit jeweils einem XNOR-Gatter verbunden. Der zweite Eingang jedes XNOR-Gatters ist mit dem Vergleichswertregister VWR verbunden. Die Ausgänge von jeweils vier XNOR- Gattern sind mit den Eingängen eines UND-Gatters verbunden. Die in diesem Beispiel aus vier XNOR-Gattern und einem UND- Gatter aufgebauten Schaltkreise SK führen pro Takt jeweils einen Vergleich zwischen dem zugeführten Bitmuster BM und ei-

nem Vergleichswert VW aus. Die Anzahl der Schaltkreise SK pro Komparator hängt von der Anzahl der Vergleichswerte in den zugehörigen Vergleichswertregistern ab. Die Vergleichswerte VW werden mit Hilfe der inversen Übertragungsfunktion T ^"1 und den 2 ^N möglichen Bitmustern ermittelt und in Referenzmengen zusammengefasst . In dem angegebenen Beispiel seien folgende Referenzmengen in den Vergleichswertregistern abgelegt: In VWl ist die Referenzmenge {0001;0110;0111;1110;0010;1010;1011;1100} abgelegt. In VW2 sind folgende Vergleichswerte angegeben:

{0011; 1000; 1001; 1111; 0010; 1010; 1011; 1100}. Demnach existieren in jedem Komparator 8 Schaltkreise SK, in denen jeweils ein Vergleich durchgeführt wird. Die Ausgänge jedes einzelnen Schaltkreises SK sind mit den Eingängen eines ODER-Gatters verbunden. Stimmt eines der an den Eingängen der Komparatoren anliegenden Bitmuster mit einem Vergleichswert überein, so liefert einer der Schaltkreise SK eine logische Eins, die aufgrund der nachfolgenden ODER-Verknüpfung auch am Ausgang des Komparators anliegt. Der Ausgang von Komparator KOl ist in diesem Beispiel das most significant bit (MSB) , der Ausgang von Komparator KO2 ist das least significant bit (LSB) . Als Beispiel soll das Bitmuster 1010 parallel dem Schieberegister entnommen werden. Das Bitmuster ist Element beider Referenzmengen der Vergleichswertregister. Demnach liegen an den Ausgängen beider Komparatoren logische Einsen an, die dem Digital-Analog-Wandler D/A zugeführt werden. Dieser wandelt die erhaltene Bitkombination (in diesem Falle 11) in den zugehörigen Analog-Wert (hier 3) um. Auf diese Weise wird jede Zuordnung aus der oben angegebenen Zuordnungstabelle er- reicht.

Durch die Umcodierung eines Bitmusters BM der Länge N in eine Bitkombination BK der Länge M mittels der erfindungsgemäßen Komparatorschaltung fallen im Gegensatz zu dem in Dl verwendeten RAM-LUT nicht mehr 2 ^N Speicherplätze in dem Vergleichs- wertregister an. Statt der zu einem bestimmten Bitmuster oder wie in Dl Adresse gehörigen Funktionswerte der Kompensationsfunktion, werden hier nur diejenigen Vergleichswerte gespeichert, die zu einem vordefinierten Wert der Kompensations-

funktion führen. Die Anzahl der erhaltenen Bitkombinationen beträgt 2 ^M und ist stets gegenüber der ursprünglichen 2 ^N Möglichkeiten reduziert. Der Speicherort der Vergleichswerte ist nicht ein RAM, sondern das jeweilige Vergleichswertregister eines Komparators . Würde beispielsweise ein Bitmuster mit

N = 20 Bits an den Parallelausgängen des Schieberegisters anliegen, müsste in Dl ein RAM mit 2 ²⁰ Speicherplätzen zur Verfügung stehen, das mit einer hohen Bitrate von derzeit > 40 GBit ausgelesen werden soll. Durch das erfindungsgemäße Verfahren würden bei einer Diskretisierung von 8 Stufen nur 3 Komparatoren anfallen. Zusätzlich entfällt das Problem einer hohen Auslesegeschwindigkeit.

In Fig. 3 ist eine Schaltungsanordnung eines elektrischen Vorverzerrers skizziert, der pro Taktintervall mindestens zwei Ausgabewerte für das Kompensationssignal KS liefert. Dazu werden mehrere Komparatoren zu einem Komparatorsatz KOS zusammengefasst und mehrere dieser Komparatorsätze hintereinander geschaltet. In der in Fig. 3 angegebenen Ausführungsva- riante werden zwei Komparatorsätze KOSl und KOS2 verwendet, um pro Bittaktintervall BT zwei Ausgabewerte für das Kompensationssignal KS zu erzeugen. Eine Steuerung SBT schaltet dazu mit doppelter Bittaktrate zwischen den beiden Kompara- torsätzen hin und her. Dazu sind zwischen den Komparatoren und dem D/A-Wandler Selectoren eingefügt. Diese Ausführungsvariante oder Varianten mit mehr als 2 Ausgabewerten pro Takt sind besonders für Übertragungsstrecken sinnvoll, bei denen sich aufgrund von Nichtlinearitäten höhere Frequenzkomponenten einstellen, wodurch im Übertragungssignal steile Signal- flanken und deutliche Pegelvariationen während einer Bitdauer auftreten. In diesem Fall bringt eine Erhöhung der Auflösung auf zwei oder mehr Abtastwerte pro Bittakt eine deutliche Verbesserung der Kompensation der Störeffekte mit sich.

In Fig. 4 ist eine Schaltungsanordnung für einen allgemeinen elektrischen Vorverzerrer angegeben, der sowohl Kompensationssignale KS _A zur Steuerung der Amplitude des Übertragungssignals US im Modulator MOD, als auch Kompensationssignale

KSψ zur Steuerung der Phase des Übertragungssignals US im Modulator MOD erzeugt. Die Komparatoren sind hier allgemein durch eine Umcodierer-Schaltung ersetzt, die beispielsweise programmierbar ist. Ausgehend von einem bittaktweise durch das Schieberegister SR durchgeschobenen Datensignal DAT wird durch entsprechende Umcodierung des an den Parallelausgängen des Schieberegisters anliegenden Bitmusteres BM der Länge N neue Bitkombinationen BK der Länge M erzeugt, die nach der D/A-Wandlung die analogen Steuersignale KS _A und KSψ für den Modulator ergeben. Die fallspezifische Programmierung des Um- codierers resultiert aus den Daten und Eigenschaften der Ü- bertragungsstrecke und ihrer Komponenten zwischen dem D/AWandler und dem Empfänger am Ende der Strecke. In einer weiteren Ausführungsvariante ist eine Anzahl von vorab berechne- ten Daten, die bestimmten Dispersionswerten zugeordnet sind, mit dem allgemeinen Umcodierer AU verbunden.

Dasselbe Prinzip lässt sich auch auf elektrische Signale ü- bertragen, wenn die Signale sowohl im Basisband als auch in modulierter Form übertragen werden.