Intermodulationsverzerrungen (d3-Intermodulation) besonders in Form von Nachbarkanalleistung (ACPR) sind eine wichtige Spezifikation besonders für Leistungsverstärker, die in Mobilfunk-Basisstationen eingesetzt werden. Dies gilt besonders auch für Leistungsverstärker, die mit mehreren Trägersignalen ausgesteuert werden. Nichtlinearitäten in dem Leistungsverstärker führen zum Übersprechen eines Kanals in die Nachbarkanäle, was sich dort störend auswirkt. Zur Messung der Intermodulationsverzerrungen eines Leistungsverstärker wird dieser deshalb mit einem Meßsignal in dem Nutzkanal beaufschlagt und die Leistungsanteile in den Nachbarkanälen werden gemessen.

Aus der US 6,263, 289 Bl ist bereits ein Verfahren und eine Einrichtung zum Messen von Intermodulationsverzerrungen an einem Meßobjekt, beispielsweise einem Leistungsverstärker, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und des Anspruchs 9 bekannt. Bei dem aus dieser Druckschrift bekannten Verfahren wird ein Signalgenerator mit dem Eingang des Meßobjekts bzw.

DUT (Device Under Test) verbunden. Bei dem Meßobjekt handelt es sich beispielsweise um einen Leistungsverstärker, der mit einem Abschlußwiderstand abgeschlossen ist. Am Eingang und Ausgang des Meßobjekts befindet sich jeweils ein direktionaler Koppler. Das Signal des Kopplers am Ausgang des Meßobjekts wird einem Signalkombinierer (power combiner) direkt zuge- führt, während das über den Koppler am Eingang des Meßobjekts abgenommene Signal über ein Netzwerk zur Änderung des Pegels und der Phase dem Signalkombinierer zugeführt wird. Das Netzwerk zur Änderung des Pegels und der Phase dient dazu, das am Eingang des Meßobjekts abgenommene Signal der gleichen Pegel-Phasen-Änderung zu unterwerfen, die das Signal in dem

Meßobjekt erfährt, wobei dieser Signalpfad mit einer zusätz- lichen Phasenverschiebung von 180° gegenüber dem durch das Meßobjekt führenden Signalpfad beaufschlagt wird. Bei der Messung von Nachbarkanalleistungen (ACPR) werden somit Nachbarkanal-Leistungsanteile, die bereits in dem Eingangs- signal des Meßobjekts enthalten sind, kompensiert.

Das aus der US 6,263, 289 Bl bekannte Verfahren hat den Nachteil, daß ein Laufzeitausgleich nur im Bereich von einigen 100 ns möglich ist, denn ein größerer Laufzeitausgleich kann durch das Pegel-und Phasenveränderungsnetzwerk nicht ausge- glichen werden. Meßobjekte mit höheren Laufzeiten können deshalb mit den bekannten Verfahren nicht gemessen werden.

Außerdem besteht der Nachteil, daß ein mit hinreichender Genauigkeit arbeitendes Pegel-und Phasenänderungsnetzwerk relativ aufwendig gebaut ist, wie Fig. 6 der US 6,263, 289 Bl zeigt. Das"bekannte Verfahren hat deshalb einen relativ hohen Realisierungsaufwand.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Meßeinrichtung zum Messen von Intermodulations- verzerrungen eines Meßobjekts anzugeben, das eine Messung mit erhöhter Genauigkeit bei geringerem Aufwand ermöglicht.

Die Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich der Meßeinrichtung durch die Merkmale des Anspruchs 9 gelöst.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch die Verwendung von getrennten Signalgeneratoren für das Meßsignal und das Referenzsignal eine wesentlich höhere Meßgenauigkeit bei geringerem Aufwand erreicht werden kann. Bei der erfindungsgemäßen Lösung erzeugt ein erster Signalgenerator das dem Meßobjekt zugeführte Eingangssignal, während ein mit dem ersten Signalgenerator synchronisierter zweiter Signal- generator das Referenzsignal erzeugt, das dem Signalkom- binierer zugeführt wird. Die Gruppenlaufzeit in dem Meßobjekt als auch die Phasenverschiebung in dem Meßobjekt können durch

Vorhalten einer entsprechenden Zeitverzögerung bzw. Phasen- verschiebung des mit dem zweiten Signalgenerator erzeugten Referenzsignals in Bezug auf das von dem ersten Signal- generator erzeugte Meßsignal innerhalb eines relativ großen Rahmens ausgeglichen werden. Auch Laufzeiten durch das Meßobjket im Mikrosekundenbereich, wie sie bei Leistungsver- stärkern mit digitaler Feed-Forward-Linearisierung heute vorkommen, können mit dem erfindungsgemäßen Meßverfahren kompensiert werden. Dies ist mit dem aus dem Stand der Technik bekannten Pegel-Phasen-Abstimmnetzwerk nicht oder nur mit sehr großem Aufwand möglich. Außerdem kann der Laufzeitausgleich innerhalb der Bandbreite des Meßsignals frequenzunabhängig, d. h. breitbandig erfolgen. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren wird eine Unterdrückung von unerwünschten Signalkomponenten des Meßsignals um mehr als 26 dB erreicht.

Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.

Zumindest einer der Signalgeneratoren ist bezüglich der Zeitverzögerung, der Amplitude sowie der Phasenlage sowohl des Hochfrequenz-Signals als auch des Modulations-Signals, mit welchem das Hochfrequenz-Signal moduliert wird, einstellbar.

Sowohl die Phase des Hochfrequenz-Signals als auch des Modulations-Signals werden mit 180° Phasendifferenz zum Ausgangssignal des Meßobjekts eingestellt, so daß es zu einer maximalen Auslöschung der Signale kommt. Die von dem Hochfrequenz-Signal getrennte Phasenkompensation des Modulations-Signals ist bei der Verwendung des aus dem Stand der Technik bekannten Pegel-Phasen-Abstimmnetzwerkes grund- sätzlich nicht möglich und stellt einen weiteren erheblichen Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens dar.

Die Einstellung der Phasenlage des Hochfrequenz-Signals und des Modulations-Signals ist vorzugsweise mit sehr kleiner Schrittweite von bevorzugt weniger als 1/50, weiter bevorzugt weniger als 1/100 der Periodendauer möglich, so daß die 180°- Phasenkompensation äußerst exakt eingestellt werden kann. Die

Anbindung des Ausgangssignals des Meßobjekts kann entweder über ein Dämpfungsglied, dessen Dämpfungsfaktor so bemessen ist, daß der Signalpegel am Ausgang des Dämpfungsglieds in etwa mit dem Signalpegel am Eingang des Meßobjekts übereinstimmt, oder über einen am Ausgang des Meßobjekts angeordneten Koppler erfolgen, wobei in diesem Fall der Kopplungsfaktor so zu bemessen ist, daß der Signalpegel am Ausgang des Kopplers in etwa mit dem Signalpegel am Eingang des Meßobjekts übereinstimmt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen : Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbei- spiels einer erfindungsgemäßen Meßeinrichtung ; Fig. 2 das Spektrum am Ausgang des Meßobjekts zur Erläuterung der der Erfindung zugrunde liegenden Problematik und Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsge- mäßen Meßeinrichtung.

Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel der erfindungs- gemäßen Meßeinrichtung 1 umfaßt einen ersten Signalgenerator 2, der ein erstes Hochfrequenz Sl erzeugt, welches dem Eingang 4 eines Meßobjekts 3 bzw. DUT (Device-Under lest) zugeführt wird. Der Ausgang 5 mit dem Ausgangssignal SA des Meßobjekts 3 steht im Ausführungsbeispiel über ein Dämpfungsglied 6 mit einem ersten Eingang 7 eines Signalkombinierers 8 in Verbindung. Ein mit dem ersten Signalgenerator 2 über eine Synchronisationsleitung 9 synchronisierter zweiter Signal- generator 10 steht mit einem zweiten Eingang 11 des Signalkombinierers 8 in Verbindung. Der Signalkombinierer 8 faßt die Eingangssignale an den Eingängen 7 und 11 zu einem Gesamtsignal zusammen, das einem Signalanalysator 12 zugeführt wird. Bei dem Signalanalysator handelt es sich beispielsweise

um einen Spektrumanalysator oder ein anderes geeignetes Meßgerät.

Das von dem ersten Signalgenerator 2 erzeugte Hochfrequenz- Signal Si als auch das von dem zweiten Signalgenerator 10 erzeugte Hochfrequenz-Signal S2 sind in den Signalgeneratoren 2 und 10 mit einem geeigneten Modulations-Signal moduliert, so daß beispielsweise ein WCDMA (Nideband Hede Division Multiple Access)-Signal nach einem Standard der dritten Generation Mobilfunk (beispielsweise 3GPP-Standard) als Testsignal entsteht. Bei dem Meßobjekt 3 kann es sich um ein beliebiges 2-Tor handeln. Vorzugsweise werden Leistungsverstärker vermessen. Diese Leistungsverstärker sind relativ breitbandig ausgelegt, so daß eine hohe Verstärkung in dem Nutzkanal bei möglichst geringem Übersprechen in die Nachbarkanäle gegeben ist. Die Intermodulationsverzerrung in Form von Nachbarkanalleistung ACPR (Adjacent Channel Power Ratio) muß möglichst gering gehalten werden. Die Intermodulationsver- zerrung, besonders in der Form der Nachbarkanalleistung ACPR, soll durch die erfindungsgemäße Meßeinrichtung als Spezifi- kation des zu vermessenden Leistungsverstärkers gemessen werden.

Zur Verdeutlichung zeigt Fig. 2 das typische Ausgangsspektrum eines zu vermessenden Leistungsverstärkers. Dargestellt ist der Pegel A des Ausgangssignals SA des Leistungsverstärkers als Funktion der Frequenz f bei Ansteuerung nur in dem Nutzkanal CHo. Erkennbar ist, daß der Leistungsverstärker aufgrund von Nichtlinearitäten auch stark abgeschwächte Spektren in den unmittelbaren Nachbarkanälen CH-i und CHl sowie in den weiter entfernten Nachbarkanälen CI-I-2 und CH2 erzeugt.

Um die Nachbarkanalleistung ACPR in den Nachbarkanälen CH_2, CH_l, CH1, CH2 mit hoher Genauigkeit messen zu können, ist es jedoch erforderlich, daß der Leistungsverstärker, bzw. allgemein das Meßobjekt 3, nur im Nutzkanal CHo angesteuert wird. Ein realer Signalgenerator 2 erzeugt jedoch ebenfalls eine geringfügige Nachbarkanal-Leistungskomponente in den Nachbarkanälen, die bereits dem Eingang 4 des als Meßobjekts 3

dienenden Leistungsverstärker zugeführt werden und von diesem aufgrund der breitbandigen Auslegung mitverstärkt werden. Dies verfälscht die Messung der Nachbarkanalleistung ACPR. Es ist deshalb notwendig, die von dem Signalgenerator 2 erzeugte Nachbarkanal-Leistungskomponenten zu kompensieren.

Dazu wird erfindungsgemäß die Verwendung des mit dem ersten Signalgenerator 2 synchronisierten zweiten Signalgenerators 10 vorgeschlagen, der vorzugsweise mit dem ersten Signalgenerator 2 baugleich ist. In dem von dem zweiten Signalgenerator 10 erzeugten Hochfrequenz-Signal S2 treten somit die gleichen Nachbarkanal-Leistungskomponenten wie in dem Hochfrequenz- Signal Si des ersten Signalgenerators 2 auf. Das Dämpfungs- element 6 ist so bemessen, daß dessen Dämpfungsfaktor etwa dem Verstärkungsfaktor des als Meßobjekt 3 dienenden Leistungs- verstärkers entspricht, so daß an den Eingängen 7 und 11 des Signalkombinierers 8 etwa gleiche Signalpegel anliegen.

Der erste Signalgenerator 2 und/oder der zweite Signal- generator 10 verfügen über Einrichtungen zum Einstellen der Zeitverzögerung, der Amplitude und der Phasenlage des von dem Signalgenerator 2 bzw. 10 erzeugten Signals. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist an dem zweiten Signalgenerator 10 eine Einrichtung 13 zum Einstellen der Zeitverzögerung AT, mit welcher das Hochfrequenz-Signal S2 von dem zweiten Signal- generator 10 ausgegeben wird, sowie eine Einstelleinrichtung 14 zum Einstellen der Amplitude A, mit welcher das Hochfrequenz-Signal S2 des zweiten Signalgenerators 10 ausge- geben wird, vorhanden. Ferner kann mit einer Einstellein- richtung 15 die Phasenlage A (p, mit welcher das Hochfrequenz- Signal S2 ausgegeben wird, eingestellt werden. Das Hochfrequenz-Signal wird vorzugsweise mit einem Modulations- Signal beispielsweise in einem I/Q-Modulator moduliert. Die Phasenlage Am des Modulations-Signals ist vorzugsweise mittels einer weiteren Einstelleinrichtung 16 einstellbar.

Die Amplitude A, mit welcher das zweite Hochfrequenz-Signal S2 ausgegeben wird, wird so eingestellt, daß die Amplituden Ai

und A2, mit welchen die Hochfrequenz-Signale S1 und S2 der Signalgeneratoren 2 und 10 an dem Signalkombinierer 8 ankommen, möglichst exakt übereinstimmen. Die Zeitverzögerung AT, mit welcher das zweite Hochfrequenz-Signal S2 ausgegeben wird, wird so eingestellt, daß das Hochfrequenz-Signal S2 von dem zweiten Signalgenerator 10 in Bezug auf das von dem ersten Signalgenerator 2 ausgegebene erste Hochfrequenz-Signal S1 um einen Zeitversatz verzögert wird, der der Gruppenlaufzeit des Hochfrequenz-Signals S1 durch das Meßobjekt 3 möglichst exakt entspricht. Ferner wird die Phasenlage Ag, mit welchem das Hochfrequenz-Signal S2 ausgegeben wird, so eingestellt, daß das Hochfrequenz-Signal S2 von dem zweiten Signalgenerator 10 in Bezug auf das von dem ersten Signalgenerator 2 ausgegebene Hochfrequenz-Signal S1 um eine Phase verschoben ist, die der Phasenverschiebung durch das Meßobjekt 3 zuzüglich einem Phasenwinkel von 180° in etwa entspricht. Dadurch wird erreicht, daß die beiden Signale an den Eingängen 7 und 11 des Signalkombinierers 8 kohärent aber invertiert zueinander sind, d. h. die Signale kommen gleichzeitig, mit gleicher Amplitude, aber mit einem Phasenversatz von 180° an dem Signalkombinierer 8 an. Die Signalkomponenten des Eingangssignals S1 des Meßobjekts 3 werden daher in dem Ausgangssignal SA des Meßobjekts 3 nahezu vollständig unterdrückt. Sofern in dem Meßsignal S1 Leistungskomponenten in den Nachbarkanälen CH-2, CH 1, CH1, CH2 vorhanden sind, so sind diese auch in dem Referenzsignal S2 vorhanden und werden aufgrund der 180°- Phasenlage unterdrückt und deshalb von dem Signalanalysator 12 nicht erfaßt.

Bei einem WCDMA-Signal handelt es sich um ein breitbandig moduliertes Multiträger-Signal. Entsprechend einer erfindungs- gemäßen Weiterbildung wird deshalb auch die Phasenlage des Modulations-Signals so eingestellt, daß sich an dem Signal- kombinierer 8 auch für das Modulations-Signal eine 180°- Phasendifferenz ergibt. Dazu wird das Modulations-Signal, mit welchem das Hochfrequenz-Signal S2 des zweiten Signal- generators 10 moduliert wird, so eingestellt, daß das Modulations-Signal des zweiten Signalgenerators 10 in Bezug

auf das Modulations-Signal des ersten Signalgenerators 2 um eine Phase verschoben ist, die der Modulations-Phasenver- schiebung, d. h. der Phasenverschiebung des Modulations-Signals durch das Meßobjekt 3 zuzüglich 180° möglichst exakt entspricht.

Dabei ist es vorteilhaft, wenn die Phasenlage sowohl des Hochfrequenz-Signals als auch des Modulations-Signals mit möglichst kleiner Schrittweite einstellbar ist. Vorzugsweise sind die Phasenlagen A (p und A (pm mit einer Schrittweite von weniger als 1/50, weiter bevorzugt weniger als 1/100 der Periodendauer des Hochfrequenz-Signals bzw. des Modulations- Signals einstellbar. Bei hinreichend kleiner Schrittweite ist damit eine breitbandige Signalunterdrückung von mehr 26 dB erreichbar. Dadurch ergibt sich eine Erhöhung der Meßdynamik bezüglich des Analysators 12, der mit einem geringeren Signal- pegel ausgesteuert werden muß.

Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungs- gemäßen Meßeinrichtung 1. Bereits anhand von Fig. 1 beschrie- bene Elemente sind mit übereinstimmenden Bezugszeichen versehen, so daß sich insoweit eine wiederholende Beschreibung erübrigt.

Im Unterschied zu dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungs- beispiel ist der Ausgang 5 des Meßobjekts 3 bei dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel nicht über ein Dämpfungsglied 6 mit dem ersten Eingang 7 des Signal- kombinierers 8 verbunden, sondern der Ausgang 5 des Meßobjekts 3 ist durch einen Abschlußwiderstand 20 abgeschlossen und am Ausgang 5 des Meßobjekts 3 ist ein direktionaler Koppler 21 vorgesehen, der das Ausgangssignal mit einem bestimmten Kopplungsfaktor auskoppelt. Während bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel der Dämpfungsfaktor des Dämpfungselements 6 etwa so groß zu bemessen ist, wie der Verstärkungsfaktor des Meßobjekts 3, ist bei dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel der Kopplungsfaktor des Kopplers 21 etwa so groß zu bemessen, wie der Verstärkungs-

faktor des Meßobjekts 3, damit die an den Eingängen 7 und 11 anliegenden Signalamplituden A1 und A2 in etwa die gleiche Größenordnung haben und mit der Einstelleinrichtung 14 zur Angleichung der Amplitude A nur noch eine Feineinstellung vorgenommen werden muß.

Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungs- beispiele beschränkt. Beispielsweise sind auch Messungen an n- Toren mit n-1 Eingangstoren denkbar, wobei jedem Eingangstor ein unterschiedliches Eingangssignal zugeführt wird. Dabei ist für jedes Eingangstor neben dem Meß-Signalgenerator ein Referenz-Signalgenerator vorzusehen und alle Referenzsignale der Referenz-Signalgeneratoren sind dem Signalkombinierer 8, welcher dann ebenfalls als n-Tor auszubilden ist, zuzuführen.