本发明涉及通信技术领域， 特别涉及一种测量光传输信道质量参数 的方法及装置。 背景技术

光传输正进入相干时代。 40Gbp _S 偏振复用-二进制 （差分） 移相键 控 （PM- ( D ) BPS ) ， 40Gbps及 lOOGbps偏振复用 -四相 （差分） 移相 键控 （PM- ( RZ ) ( D ) QPS ) 正在进行商业应用的部署。 相干技术将成 为未来 200Gbps， 400Gbps甚至 lTbps传输系统的必备技术。目前， 40Gbps 和 lOOGbps相干系统仍然处于初始部署阶段， 越来越多的相干系统将会 应用在运营商的密集波分复用 （DWDM ) 网络。 为了网络运营和维护， 运 营商需要在业务实时传输过程中监控相干系统 的性能参数， 例如， 光信 噪比 （0SNR) ， 色散， 偏振模色散和偏振相关性损耗等。

带内 0SNR是相干系统重要的性能参数之一， 带内 0SNR测量是当前 lOOGbps 相干 PM- QPSK以及未来超 lOOGbps (200Gbps， 400Gbps和 lTbps) 相干偏振复用系统部署和运维需要解决的主要 问题， 现有技术中测量 0SNR 的方式是基于光谱仪 （0SA ) 的噪声线性插值法， 该方法假设相邻 DWDM信道光谱之间没有重叠， 相邻信道中间平坦部分的功率为 ASE噪声 功率， 通过测量被测信道工作波长两侧中间平坦处波 长的噪声功率， 然 后通过线性插值得出确定被测信号波长处 ASE噪声功率。 而信号功率通 过测量信道波长处峰值功率减去噪声功率获得 ， 由此可以计算出带内 0SNR。 另一种测量带内 0SNR的方式是基于 0SA的信号开关分析法， 信 号功率的测量与前面的线性插值法相同， 但是在测量噪声功率时， 信号 激光器被关闭， 此时 0SA上被测波长处的光功率即为 ASE噪声功率。 由 于当信号激光器幵关时， EDFA ASE噪声水平会发生变化， 实际测得的噪 声功率偏大， 这个误差可以通过校准进行补偿。 另外一种测量带内 0SNR 的方法为偏振消光法， 该方法利用信号为偏振光， 而噪声为非偏振光这 个特点， 采用偏振分光器 PBS把信号分成两个正交偏振分量， 分别送到 0SA进行光谱测量， 通过调整偏振控制器使输入信号的偏振态和 PBS 的 一个偏振方向一致， 此时可以看到在另外一个偏振方向上的信号被 完全 消光， 只剩下噪声。 此时通过 0SA分别测量出两个偏振方向上被测信号 波长处的功率， 信号消光偏振方向上信号的光功率为 ASE噪声功率的一 半， 另外一个偏振方向上的功率为 ASE噪声功率一半及被测信号功率之 和。 由此可分别计算出被测信号波长处的功率和 ASE噪声功率。

现有技术中存在如下缺陷：

( 1 ) 在 40Gbps和相干 lOOGbps系统中， 信号带宽完全占据了国际 电信联盟 （ITU ) 密集波分复用信道网格 （Grid ) (即 50GHz ) 。 DWDM 相邻通道光谱间相互重叠， 掩盖了 DWDM通道间的 ASE噪声， 利用传统 0SA噪声线性插值方法无法测出真实的 ASE噪声功率。

( 2 )信号开关方法虽然可以解决该问题，但是信� �开关测量需要中 断业务， 不能实现对业务的在线检测。

( 3 )偏振消光法可以解决以上问题，但是相干 lOOGbps和超 lOOGbps 偏振复用信号， 如 PM-QPSK, 信号分布在两个正交的偏振态上， 无法利 用偏振消光法分离信号和噪声， 因此， 偏振消光法将不再适用。

( 4 )虽然传输线路卡具有实时性能监控的功能， 但是它们只能测量 端到端 （end-to-end ) 的信道质量和性能参数， 而无法估计终端 ( Terminals ) 之间传输信道的参数。 因此， 对于 lOOGbps和超 lOOGbps 相干偏振复用系统， 需要有效的方法来测量带内 0SNR参数， 而不中断业 务。 发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述的技术缺陷之 一。

为此， 本发明的一个目的在于提出一种测量光传输信 道质量参数的 系统。

本发明的另一目的在于提出一种测量光传输信 道质量参数的方法。 为达到上述目的， 本发明一方面的实施例提出一种测量光传输信 道 质量参数的装置， 包括： 可调谐光滤波器， 用于接收光信号， 并对所述 光信号进行波长或光载波解复用和滤除带外 ASE噪声； 光相干接收器， 所述光相干接收器与所述可调谐光滤波器相连 ， 用于对所述可调谐光滤 波器处理后的光信号进行偏振分级和相位分级 接收， 并转换成多路基带 电信号； 模数转换器， 所述模数转换器与所述光相干接收器相连， 用于 对所述多路基带电信号进行采样和量化， 以将所述多路基带电信号转换 成多路数字信号； 数字信号处理模块， 所述数字信号处理模块与所述模 数转换器相连， 用于对所述多路数字信号进行处理以获得光传 输信道质 量参数； 以及输出模块， 用于输出和显示所述光传输信道质量参数。

根据本发明实施例的装置，解决了 40Gbps， lOOGbps以及超 lOOGbps 相干偏振复用系统各种关键性能参数的实时测 量， 特别是解决了带内 0SNR实时测量问题， 方便了网络运营和维护， 节省了网络运维成本。

在本发明的一个实施例中， 还包括： 光放大器， 所述光放大器与所 述可调谐光滤波器相连， 用于当所述光信号的光功率小于所述光相干接 收器的最低灵敏度时， 对所述光信号进行放大， 并将放大后的光信号发 送至所述可调谐光滤波器。

在本发明的一个实施例中， 所述光传输信道质量参数包括色散、 偏 振模色散、 光信噪比和偏振相关损耗。 在本发明的一个实施例中， 所述数字信号处理模块具体包括： 色散 估计器， 用于根据所述多路数字信号估计色散值； 偏振模色散估计器， 用于根据所述多路数字信号估计偏振模色散值 ； 光信噪比估计器， 用于 根据所述多路数字信号估计光信噪比； 以及偏振相关损耗估计器， 用于 根据所述多路数字信号估计偏振相关损耗值。

为达到上述目的， 本发明的实施例另一方面提出一种测量光传输 信 道质量参数的方法， 包括以下步骤： 接收信号， 并对所述光信号进行波 长解复用和带外 ASE噪声处理； 对处理后的光信号进行偏振分级和相位 分级接收， 并转换成多路基带电信号； 对所述多路基带电信号进行采样 和量化， 以将所述基带电信号转换成多路数字信号； 对所述多路数字信 号进行处理以获得光传输信道质量参数， 并输出和显示所述光传输信道 根据本发明实施例的方法，解决了 40Gbps， lOOGbps以及超 lOOGbps 相干偏振复用系统各种关键性能参数的实时测 量， 特别是解决了带内 0SNR实时监测问题，并且方便了网络运营和维� �，节省了网络运维成本。 在本发明的一个实施例中， 还包括： 当所述信号的光功率小于光相 干接收器的最低灵敏度时， 对所述光信号进行放大。

在本发明的一个实施例中， 所述光传输信道质量参数包括色散、 偏 振模色散、 光信噪比和偏振相关损耗。

在本发明的一个实施例中， 对所述多路数字信号进行处理以获得光 传输信道质量参数， 具体包括： 根据所述多路数字信号并采用色散估计 器估计所述色散值； 根据所述多路数字信号并采用偏振模色散估计 器估 计所述偏振模色散值； 根据所述多路数字信号并采用光信噪比估计器 估 计所述光信噪比； 以及根据所述多路数字信号并采用偏振相关损 耗估计 器估计所述偏振相关损耗值。 本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部 分给出， 部分将从下 面的描述中变得明显， 或通过本发明的实践了解到。 附图说明

本发明上述的和 /或附加的方面和优点从下面结合附图对实施� �的 描述中将变得明显和容易理解， 其中：

图 1为根据本发明一个实施例的测量光传输信道� �量参数的装置的 结构框图；

图 2为根据本发明另一个实施例的测量光传输信� �质量参数的装置 的结构框图

图 3为根据本发明一个实施例的估计色散值的示� �图；

图 4为根据本发明一个实施例的色散值的估计结� �；

图 5 为根据本发明一个实施例的偏振模色散估计器 中均衡器的抽头 系数；

图 6为根据本发明一个实施例的 40Gbps BPSK调制信号的星座图； 图 Ί为根据本发明一个实施例的 40Gbps BPSK以及 40Gbps和 lOOGbps

(D) QPSK调制信号的统计直方图； 以及

图 8为根据本发明一个实施例的 40Gbps和 lOOGbps PM-QPS 调制信 号的星座图；

图 9为根据本发明一个实施例获得光传输信道质� �参数的流程图； 以及

图 10 为根据本发明一个实施例测量光传输信道质量 参数的方法的 流程图。 具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例， 实施例的示例在附图中示出， 其中 自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的 元件或具有相同或类似功 能的元件。 下面通过参考附图描述的实施例是示例性的， 仅用于解释本 发明， 而不能解释为对本发明的限制。

在本发明的描述中， 需要理解的是， 术语 "第一" 、 "第二 " 仅用 于描述目的， 而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含 指明所指示 的技术特征的数量。 由此， 限定有 "第一" 、 "第二" 的特征可以明示 或者隐含地包括一个或者更多个该特征。 在本发明的描述中， "多个" 的含义是两个或两个以上， 除非另有明确具体的限定。

图 1 为本发明实施例的测量光传输信道质量参数的 装置的结构框 图。如图 1所示，根据本发明实施例的测量光传输信道� �量参数的装置， 包括： 可调谐光滤波器 100、 光相干接收器 200、 模数转换器 300、 数字 信号处理模块 400和输出显示模块 500。

其中， 可调谐光滤波器 100用于接收光信号， 并对光信号进行波长 或光载波解复用和滤除带外 ASE噪声。

光相干接收器 200由双偏振内差相干接收器 201和本振激光器 202 组成，双偏振内差相干接收器结构可参考 0IF标准 IA#0IF-DPC-RX-01. 1。 本振激光器 202为可调激光器， 与双偏振内差相干接收器 201相连， 用 于产生与被测光信号波长或频率相同的本地参 考光， 光相干接收器 200 通过内差相干接收器 201与可调谐光滤波器相连， 用于对可调谐光滤波 器处理后的光信号进行偏振分级和相位分级接 收， 并转换成多路基带电 信号。 光相干接收器 200可以由一个或多个双偏振内差相干接收器 201 和本振激光器 202组成。

模数转换器 300用于对多路基带电信号进行采样和量化， 以将多路 基带电信号转换成多路数字信号。 模数转换器 300工作在突发模式， 每 次将采集得到一组数据传送给数字信号处理模 块 400， 再采集和处理下 数字信号处理模块 400与模数转换器相连， 用于对多路数字信号进 行处理以获得光传输信道质量参数。 光传输信道质量参数包括色散、 偏 振模色散、 光信噪比和偏振相关损耗。

在本发明的一个实施例中， 数字信号处理模块 400具体包括： 色散 估计器 410、偏振模色散估计器 420、光信噪比估计器 430和偏振相关损 耗估计器 440。

其中， 色散估计器 410用于根据多路数字信号估计色散值。 色散估 计器通过时钟基调的函数和色散均衡滤波器估 计色散值， 并且色散估计 器 410采用盲估计算法， 通过几次迭代来改善估计精度。

偏振模色散估计器 420用于根据多路数字信号估计偏振模色散值。 对多路数字信号估计偏振模色散值。

光信噪比估计器 430用于根据多路数字信号估计光信噪比.

偏振相关损耗估计器 440用于根据多路数字信号估计偏振相关损耗 值。

输出模块 500用于输出和显示光传输信道质量参数。

图 2为根据本发明另一个实施例的测量光传输信� �质量参数的装置 的结构框图。 如图 2所示， 根据本发明实施例的测量光传输信道质量参 数的装置， 还包括光放大器 600。 光放大器 600与可调谐光滤波器 100 相连， 用于当光信号的光功率小于光相干接收器 200的最低灵敏度时， 对光信号进行放大， 并将放大后的光信号发送至光可调滤波器 100。

在本发明的一个实施例中， 色散估计器 100对色散值的估计是根据 获取光信号的时钟基调的性质进行估计。 时钟基调 （timing tone ) 的获 取方法， 例如， Godard方法， 使用接收光信号频谱的自相关函数。 在奈奎 斯特频率上， 自相关函数包括两个时钟基调。 这些时钟基调包含符号速率 信息。 此外， 基调的幅值对残留的色散值的依赖性很强。 图 3为根据本发 明一个实施例的估计色散值的示意图。 如图 3所示， 接收信号经过一系 列色散均衡滤波器 （如图 3中所示 HCD[m] ) 之后， 接收信号的自相关函 数的幅值达到最大时对应的色散值就是要估计 的色散值 ， 其色散值的 估计结果如图 4所示。 估计色散值的判定函数适用于模数转换之后的 采样信号。 判定函数定 义为 JCZ CZ),.):

JCD(CD, ) = f; (CD _T )| -公式 （ 1 ) 其中， ^ CA)为接收的第 k 个数据分组的自相关函数的实部， JCD«D^ 个连续的快速傅里叶变换（FFT)数组成分 (如果使用过采样 即每个符号 2次采样则指的是奈奎斯特频率）的平均值。� �虑到偏振效应对 时钟基调幅度的影响， 此处简化的自相关函数为，

-公式 （2)

SF _YB

其中， ^^^^^ 和^分别为：

SF _sA = S _m ^[(FFTSize / 4- Δ : FFTSize 14 + A)+FFTSize 12] -公式 C 3 ) SF _xB = S _in , _x , _k {FFTSize /4-Δ: FFTSize / 4 + Δ] -公式 （ 4 ) SF _yA = S _m>y>k [(FFTSize / 4 - Δ : FFTSize / 4 + Δ) + FFTSize / 2] -公式 (5) SF _yB = S _mj _ _t [FFTSize /4-Δ: FFTSize / 4 + Δ] -公式 (6)

其中，快速傅里叶变换 ^{FFTSlze 4} - ^{Δ: FFTSlze / 4 + Δ} )以后的离散频率索引 指的是数字信号频谱除以 FFTSize个采样。 FFTS 为参与 FFT运算的样点 数量。 和 分别为 ADC采样后 x， y偏振方向数字信号序列经 FFT变 换后的频域信号， k为数据分组的索引值， 9Ϊ»为实部运算， Δ为频率分辨 在本发明的一个实施例中

滤波器的抽头系数， 如图 5所示

W _m 或者 _vv 和 _v 估计得到。

DGD _X ^k-W^-^k- W _yx (k) I -公式 (7) ί¾=ιέ · ) - έ )ι-公式 ( ⁸ )， 其中， 公式（ ⁷ )和 （ ⁸⁾ 中， L 为滤波器抽头数， w k)， w _yx {k), »^^)和 为第 k个抽头的系数。 为 了使得差分群延时的估计更准确， 我们采用平均的办法， 即

偏振模色散的统计分布可以通过差分群延时 DGD在一段时间 （例如， 24小时） 内的直方图得到。

lOGbps及以下速率开关键控 （00K) 光信噪比估计器， 具体方案如下。 y(t)表示恢复后的观测信号， n(t)为噪声， o(t)为强度 检测输出， χ )， 《 )分别为 x(t)和 n(t)的复共轭。 o{t) = [x(t) + n(t)] [x* (t) + n it)]

-公式 （10)

= x(t) . x* (t) + x(t) . n (t) + x* (t) . n(t) + n(t) -n {t) ： s() = x(i) 公式 (11)

信号 ASE拍噪声：

N(t) ^ x(t) · n (t) + x" (t) · n{t) = 2 | x(t) || n(t) | cos(^ 公式（12)，

其中， 为信号 x(t)的相位， 为 ASE噪声相位。

信号功率： = | -公式 (13) 信噪比：顯 = ^lpow ^ -公式 (15)

Noise power | _n ² | 2 光信噪比： OSNR = ^{signal power (in 5QGHz)} =疆 -公式 (16)

Noise power (in 0. lnm)

SNR可以从频谱中计算出来： -公式

(17)

\y(f)\ ² 为接收到信号的总的功率谱， 包括信号功率谱和 ASE噪声功率 谱 1"(/)| ² 。

由此可以计算得出光信噪比 OSNR:

OSNR{dB) «10■ log(i? - 1) + 9dB -公式 (18)

在本发明的一个实施例中， 偏振复用-二进制相移键控（BPSK) (光信 号带宽 <50GHz) 光信噪比估计器， 具体方案如下。 基于多输入多输出均衡 器收敛后的信噪比来估计光信噪比估计： 扁 ₌₁₀ 。 W ) ₌₁₀ 。 W ) =鍾— 公式 (19)， 其中， A为信

¹⁰ Pn(50GHz) ^w 4xPn(l2.5GHz)

号功率， P _ra 为ASE噪声功率。

OSNR=SNR ₊ 6dB -公式 (2ϊ)， 其中， y是考虑光梳滤波器和可重配置光分插 复用器 （R0ADM) 窄带滤波等线性影响之后的矫正因子。 在偏振复用 -二进 制移相键控 （PM-BPSK) 中， 在 MIM0均衡器收敛和载波恢复以后， 可以得 到二进制相移键控 (BPSK)星座图。通过直方图可以得到恢复信号和 期望星座 图中心的距离分布。 信噪比可以通过下面的方程估计得到： _SN R= ^{R +R} . - σ + σ ₂ 公式 (21) ， 其中， 和 ? ₂ 分别为 BPSK两个符号的幅度， ^和^分别表示 两个符号的均方根噪声， 7是考虑了传输中非线性影响以后的矫正因子� � 图 6为根据本发明一个实施例的 40Gbps BPS 调制信号的星座图。 图 7为 根据本发明一个实施例的 40Gbps BPS 以及 40Gbps和 lOOGbps QPSK调制 信号的统计直方图。 四相相移键控 （QPSK ) 光信噪比估计器， 具体方案如下。 基于多输入 多输出均衡器收敛后的信噪比来估计光信噪比 - 舅 = ₁₀ ■ log ₁₀ ^P = 10 - log ₁₀ ^{P 50GH} ^ =謹― 6,3 -公式 (22)

P _n (50GHz) 4 P 412.5GHz)

OSNR = SNR ₊ 6dB ₊ γ -公式 2 )， 其中， ？ ^是考虑了光梳滤波器和可重配置光分 插复用器 （R0ADM) 窄带滤波等线性影响以后的矫正因子。 在偏振复用-四 相相移键控 （PM-QPSK) 中， 在 MIM0均衡器收敛和载波恢复以后， 可以得 到 QPSK星座图。通过直方图可以得到恢复信号和� �望星座图中心的距离分 布。 信噪比可以通过下面的方程估计得到： 皿 = ^{2 +} + 公式 (24)， 其中， ?,为星座图上第丄个符号的幅度， σ _Λ + σ + + σ _Λ σ,为星座图上第 1个符号的均方根噪声。

图 8为根据本发明一个实施例的 40Gbps和 lOOGbps PM-QPSK调 号的星座图。 对 X-偏振星座图和 Y-偏振星座图中 ， R ₂ , 和 如图 8 所示。

在本发明的一个实施例中， 四相相移键控（QPSK)偏振相关损耗估计 器， 具体方案如下。 假设在发射机上两个偏振方向具有相同的功率 水平并 且噪声功率没有偏振依赖性。 偏振相关损耗可以通过确定两个偏振方向光 信噪比的差别来估计得到， 可通过如下公式表示： PDL =| SNR _l - SNR _y |=

其中， 为 x偏振信号的信噪比， SNR _y 为 y偏振信号的信噪比， R _x ,、 R _x , ₂ 、 ₃ 和 ₄ 分别为 x偏振 4个符号的幅度， ^ ₄ 、 R _y , R _y ' ₃ 、 ?， ₃ 和 ₄ 分别为 y偏振 4个符号的幅度， σ _ί4 、 σ _χ ^ ^， ₃ 和 ₄ 分别为 X偏振 4个 符号的均方根噪声， ₄ 、 _y , ₂ 、 ₃ 和 ₄ 分别为 y偏振 4个符号均方根 噪声。

图 9为根据本发明一个实施例数字信号处理模块� �得光传输信道质 量参数的工作流程图。 模数转换器采样率应该为测试信号波特率的两 倍。 数字信号处理模块 400还包括数字信号处理器， 例如， ARM处理器， 或者 TI公司数字信号处理器等， 工作在突发模式。

如图 9所示， 程序开始 21之后， 从用户图形界面输入所需的参数 22。 采用图 3所示色散估计方案对色散进行盲估计 23， 通过 ^次迭代来改善估 计的精度 24。 得到色散值以后， 数字信号处理模块将补偿色散失真 25。 然 后恢复时钟基调， 时钟频率可以被估计出来。 时钟频率和波特率相等。 通 过 N ₂ 次迭代 27所得到准确的波特率 26，这个准确性同时也取决于频率分辨 率 /快速傅里叶变化的大小。 判断光信号是否为 lOGbps开关键控 （00K) 信 号 28， 如果波特率为 lOGbps并且已知的调制方式为 00K时， 从频谱中计算 光信噪比（291) ;输出 lOGbps 00K信号的色散值和光信噪比 292。 如果已知 的调制格式不是 00K，得到波特率以后，计算 2倍波特率与采样频率的差别， 重采样模块将对样本数组进行插值到 2倍采样 /符号 210。 此后进行本振频 率偏移补偿 211。使用常模算法的盲均衡 212用于跟踪偏振状态以及补偿偏 振模色散。判断均衡器是否收敛 213。如果均衡器收敛即盲均衡以后， 盲载 波恢复 （如维特比 （Viterbi ) 算法）将用于估计载波频率 214和载波相位 216并补偿载波频率偏移 215和载波相位偏移 217。 差分群延时 （DGD) 值 可以通过 4个多输入多输出滤波器的抽头系数估计得到� � 对 X-偏振和 Y-偏 振两个偏振态取平均后得到准确的偏振模色散 估计 218。载波恢复以后， 可 以得到 BPSK信号星座和 X-偏振和 Y-偏振两个偏振态的 QPSK信号星座图。 从上述星座图和方差直方图中可以得到两个偏 振态的信噪比， 取平均之后 可以得到最终的信噪比 （即在信号带宽内的有色噪声）。 由于光信噪比的定 义是信号对噪声 （即在 0. lnm带宽内的白噪声） 的比率， 因此需要将计算 得到的信噪比转换为光信噪比 219。偏振相关损耗估计 220可以通过上述两 个偏振方向的信噪比的差值来估计得到。 最后将所获得的色散值、 偏振模 色散值、 光信噪比和偏振相关损耗值通过输出模块即图 形用户界面 221 输出， 并结束 222。

根据本发明实施例的系统，解决了 40Gbps， lOOGbps以及超 lOOGbps 相干偏振复用系统各种关键性能参数的测量， 特别是解决了带内 0SNR 实时测量问题， 并且方便了网络运营和维护， 节省了网络运维成本。

图 10为本发明实施例的测量光传输信道质量参数� ��方法的流程图。 如图 10所示，根据本发明实施例的测量光传输信道� ��量参数的方法， 包 括以下步骤- 步骤 S 101 , 接收信号， 并对光信号进行波长解复用和带外 ASE噪声 处理。

在本发明的一个实施例中， 当信号的光功率小于光相干接收器的最 低灵敏度时， 对光信号进行放大， 并对放大后的光信号进行波长解复用 和带外 ASE噪声滤除。

步骤 S 102 , 对处理后的光信号进行偏振分级和相位分级接 收， 并转 换成多路基带电信号。

步骤 S 103 , 对多路基带电信号进行采样和量化， 以将基带电信号转 值、 光信噪比和偏振相关损耗值。

具体地， 根据多路数字信号并采用色散估计器估计色散 值， 其中， 色散值通过时钟基调的函数和色散均衡滤波器 进行估计得到。 然后， 根 据多路数字信号并采用偏振模色散估计器估计 偏振模色散值。 之后， 根 据多路数字信号并采用光信噪比估计器估计光 信噪比。 最后， 根据多路 数字信号并采用偏振损耗估计器估计极化损耗 值。

根据本发明实施例的方法，解决了 40Gbps， lOOGbps以及超 lOOGbps 相干偏振复用系统各种关键性能参数的测量， 特别是解决了带内 0SNR 实时测量问题， 并且方便了网络运营和维护， 节省了网络运维成本。

应当理解， 本发明的方法实施例中具体描述与装置实施例 的各个模 块和单元的操作过程和处理相同， 因此不再详细描述。

尽管上面巳经示出和描述了本发明的实施例， 可以理解的是， 上述 实施例是示例性的， 不能理解为对本发明的限制， 本领域的普通技术人 员在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下在本 发明的范围内可以对上述 实施例进行变化、 修改、 替换和变型。