Bauelements

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum mittels eines Pulsweitenmodulationssignals gesteuerten Einschalten oder Abschalten eines elektronischen Bauelements.

Induktive elektrische Lasten wie Gleichstrommotoren, insbesondere bürstenlose Gleichstrommotoren, werden häufig mittels einer Pulsweitenmodulation (PWM) gesteuert, um einen elektrischen Strom und/oder eine elektrische Spannung für die jeweilige elektrische Last einzustellen. Dazu wird eine elektrische Last häufig in einer schwingungsfähigen Voll- oder Halbbrückenschaltung an elektronische Bauelemente wie Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) oder Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) gekoppelt, die mittels des PWM-Signals ein- und abgeschaltet werden und dadurch den Strom und/oder die Spannung für die elektrische Last einstellen. Beim Ein- und Abschalten derartiger elektronischer Bauelemente können unerwünschte parasitäre

Oszillationen des Stroms und der Spannung auftreten, die die elektromagnetische Verträglichkeit der Schaltung beeinträchtigen und Schalt Verluste verursachen können.

Zur Reduzierung derartiger parasitärer Oszillationen werden beispielsweise externe Kondensatoren mit Gate und Source oder Drain der elektronischen Bauelemente verbunden, Gatewiderstände zur Reduzierung von Änderungsraten des Gatestroms und der Gatespannung verwendet oder Entstörschaltungen zur Oszillationsdämpfung eingesetzt. Derartige elektrische Komponenten verlängern jedoch die Schaltzeiten und erhöhen die Schaltverluste, Schalttotzeiten und Herstellungskosten. Ferner sind elektronische

Hochgeschwindigkeitskomponenten zur Anpassung des Ausgangsstroms oder der - -

Ausgangsspannung an Gate-Source- oder Drain-Source-Spannungen

elektronischer Bauelemente verfügbar, die jedoch kostspielig sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren zum mittels eines Pulsweitenmodulationssignals gesteuerten Einschalten oder Abschalten eines elektronischen Bauelements anzugeben, das zu einer Reduzierung parasitärer Oszillationen führt. Ferner liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß hinsichtlich des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 und hinsichtlich der Vorrichtung durch die Merkmale des Anspruchs 10 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unter anspräche.

Das erfindungsgemäße Verfahren dient dem mittels eines PWM-Signals (= Pulsweitenmodulationssignal) gesteuerten Einschalten oder Abschalten eines elektronischen Bauelements, das zur Ausgabe eines mittels eines Steuersignals steuerbaren Ausgabesignals ausgebildet ist. Dabei wird das Ein- oder Abschalten innerhalb einer PWM-Taktperiode ( = Taktperiode der Pulsweitenmodulation) zu einem Pegelwechselzeitpunkt durch eine Änderung des PWM-Signals initiiert. Während jeder Taktperiode des PWM-Signals wird wenigstens eine

Amplitudengröße einer Oszillation des Ausgabesignals ermittelt. Ferner werden wenigstens ein erster Steuerwert und ein zweiter Steuerwert des Steuersignals vorgegeben und das Steuersignal wird innerhalb jeder PWM-Taktperiode zwischen dem Pegelwechselzeitpunkt und einem ersten Umschaltzeitpunkt auf den ersten Steuerwert, zwischen dem ersten Umschaltzeitpunkt und einem zweiten Umschaltzeitpunkt auf den zweiten Steuerwert und ab dem zweiten Umschaltzeitpunkt bis zum Erreichen eines Gatespannungsendwertes einer Gatespannung an einem Steueranschluss des elektronischen Bauelements auf einen dritten Steuerwert eingestellt. Dabei wird jeder Umschaltzeitpunkt einer PWM-Taktperiode in Abhängigkeit von einer ihm zugeordneten und während - -

einer vorangehenden PWM-Taktperiode ermittelten Amplitudengröße derart bestimmt, dass Schwingungsamplituden der Oszillation des Ausgabesignals begrenzt werden.

Bei dem Verfahren wird also das Steuersignal zum Ein- oder Abschalten des elektronischen Bauelements nach einen PWM-Pegelwechsel, der das Ein- oder Abschalten initiiert, in Abhängigkeit von der Oszillation des Ausgabesignals modifiziert. Dazu werden wenigstens zwei Steuerwerte verwendet, auf die das Steuersignal nacheinander eingestellt wird. Während diese Steuerwerte fest vorgegeben werden, werden die Zeitintervalle, innerhalb derer das Steuersignal auf die jeweiligen Steuerwerte eingestellt wird, für jede PWM-Taktperiode durch eine Anpassung der sie begrenzenden Umschaltzeitpunkte derart variiert, dass Schwingungsamplituden der Oszillation des Ausgabesignals begrenzt werden.

Das Verfahren kann daher als eine modifizierte Pulsweitenmodulation des Steuersignals aufgefasst werden, bei der das Steuersignal während einer PWM- Taktperiode nicht nur zwei verschiedene Werte wie ein gewöhnliches PWM- Signal, sondern wenigstens drei verschiedene Werte annimmt. Dabei werden die Zeitpunkte, zu denen das Steuersignal geändert wird, für jede PWM-Taktperiode an die Oszillation des Ausgabesignals in einer vorangehenden PWM-Taktperiode angepasst, um die Oszillation des Ausgabesignals zu begrenzen. Durch diese Anpassung des Steuersignals an erfasste Oszillationen des Ausgabesignals kann die Oszillation des Ausgabesignals in einfacher und effektiver Weise beeinflusst und begrenzt werden.

Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass zusätzlich zu dem ersten Steuerwert und dem zweiten Steuerwert ein dritter Steuerwert des Steuersignals vorgegeben wird und das Steuersignal innerhalb jeder PWM- Taktperiode nach dem zweiten Umschaltzeitpunkt auf den dritten Steuerwert eingestellt wird. - -

Durch diese Verwendung eines weiteren Steuerwertes kann das Steuersignal den erfassten Oszillationen des Ausgabesignals zum Zwecke der Reduzierung der Oszillation des Ausgabesignals noch besser und flexibler angepasst werden.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass als Amplitudengröße ein Amplitudenmaximalwert von innerhalb eines Zeitfensters erfassten

Schwingungsamplituden der Oszillation des Ausgabesignals ermittelt wird. Eine dazu alternative Ausgestaltung sieht vor, dass als Amplitudengröße ein

Integralwert von innerhalb eines Zeitfensters erfassten Absolutwerten der

Schwingungssignale der Oszillation des Ausgabesignals ermittelt wird.

Diese Ausgestaltungen sehen jeweils eine andere Amplitudengröße vor. Beide Amplitudengrößen eignen sich als ein Maß für die Stärke der Oszillation des Ausgabesignals und ermöglichen somit eine quantitative Auswertung der

Oszillation, um die Oszillation wirksam zu reduzieren und zu begrenzen.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass der erste

Umschaltzeitpunkt einer PWM-Taktperiode in Abhängigkeit von einer

Amplitudengröße der Oszillation des Ausgabesignals in einem ersten Zeitfenster bestimmt wird, wobei sich das erste Zeitfenster von dem Pegelwechselzeitpunkt bis zu dem zweiten Umschaltzeitpunkt der vorangehenden PWM-Taktperiode erstreckt.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht entsprechend vor, dass der zweite Umschaltzeitpunkt einer PWM-Taktperiode in Abhängigkeit von einer

Amplitudengröße der Oszillation des Ausgabesignals in einem zweiten Zeitfenster bestimmt wird, wobei sich das zweite Zeitfenster von dem zweiten

Umschaltzeitpunkt der vorangehenden PWM-Taktperiode bis zu einem darauf folgenden Pegelwechsel des PWM-Signals oder bis zum Erreichen des

Gatespannungsendwertes am Steueranschluss des elektronischen Bauelements erstreckt. - -

Diese beiden Ausgestaltungen der Erfindung ordnen die zu einer Bestimmung eines Umschaltzeitpunktes ausgewerteten Oszillationen dem jeweiligen

Umschaltzeitpunkt und damit auch dem zugehörigen Steuerwert zu. Dies ermöglicht vorteilhaft eine feinere Anpassung des Steuersignals an die Oszillation des Ausgabesignals.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass ein Amplitudenlimit und ein erster Grenzwert vorgegeben werden, und dass der erste Umschaltzeitpunkt einer PWM-Taktperiode gegenüber einer vorangehenden PWM-Taktperiode in Richtung des PWM-Taktperiodenendes verschoben wird, wenn die dem ersten Umschaltzeitpunkt zugeordnete Amplitudengröße kleiner als das Amplitudenlimit ist, und in Richtung des PWM-Taktperiodenbeginns verschoben wird, wenn die dem ersten Umschaltzeitpunkt zugeordnete Amplitudengröße größer als das Amplitudenlimit ist und der erste Grenzwert durch die Verschiebung des ersten Umschaltzeitpunktes nicht unterschritten wird.

Eine entsprechende weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass ein Amplitudenlimit und ein zweiter Grenzwert vorgegeben werden, und dass der zweite Umschaltzeitpunkt einer PWM-Taktperiode gegenüber einer

vorangehenden PWM-Taktperiode in Richtung des PWM-Taktperiodenbeginns verschoben wird, wenn die dem zweiten Umschaltzeitpunkt zugeordnete

Amplitudengröße kleiner als das Amplitudenlimit ist, und in Richtung des PWM- Taktperiodenendes verschoben wird, wenn die dem zweiten Umschaltzeitpunkt zugeordnete Amplitudengröße größer als das Amplitudenlimit ist und der zweite Grenzwert durch die Verschiebung des zweiten Umschaltzeitpunktes nicht überschritten wird.

Diese beiden Ausgestaltungen der Erfindung ermöglichen vorteilhaft eine Regelung des Steuersignals, die einer Oszillation des Ausgangssignals entgegenwirkt und die Oszillation begrenzt, indem sie die Umschaltzeitpunkte der einzelnen PWM-Taktperioden entsprechend ändert. Dabei dienen die Grenzwerte jeweils dazu, die Verschiebung eines Umschaltzeitpunktes zu begrenzen. Dadurch - -

kann durch eine geeignete Wahl der Grenzwerte vorteilhaft verhindert werden, dass die Umschaltzeitpunkte soweit verschoben werden, dass sie ein Ein- oder Abschalten des elektronischen Bauelements verhindern.

Mit dem Steuersignal wird ferner vorzugsweise ein Gatestrom oder eine

Gatespannungsänderungsrate eines Steueranschlusses des elektronischen

Bauelements gesteuert.

Dadurch lassen sich insbesondere elektronische Bauelemente wie ein MOSFET oder ein IGBT vorteilhaft steuern.

Eine erfindungsgemäße Steuerungsvorrichtung zur Durchführung des

erfindungsgemäßen Verfahrens umfasst wenigstens einen Schwingungsdetektor zur Ermittlung einer Amplitudengröße, eine Steuereinheit zur Bestimmung der Umschaltzeitpunkte und Erzeugung des Steuersignals und einen Signalgenerator zu einer dem Steuersignal entsprechenden Steuerung des elektronischen

Bauelements.

Eine derartige Steuerungsvorrichtung eignet sich vorteilhaft zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit den oben genannten Vorteilen.

Die Steuerungsvorrichtung weist ferner vorzugsweise einen ersten Regelkreis zur Regelung des ersten Umschaltzeitpunktes des Steuersignals in Abhängigkeit von einer Amplitudengröße auf, der einen Schwingungsdetektor zur Ermittlung der Amplitudengröße, einen ersten Regler zur Bildung eines ersten Korrekturwertes, der ein Maß für eine Abweichung der Amplitudengröße von einem

Amplitudenlimit ist, und eine erste Ausgabeeinheit, die den ersten

Umschaltzeitpunkt jeder PWM-Taktperiode in Abhängigkeit von dem ersten Korrekturwert bestimmt und deren Ausgabe sich zu dem ersten

Umschaltzeitpunkt zur Erzeugung des Steuersignals ändert, umfasst. - -

Entsprechend weist die Steuerungsvorrichtung vorzugsweise einen zweiten Regelkreis zur Regelung des zweiten Umschaltzeitpunktes des Steuersignals in Abhängigkeit von einer Amplitudengröße auf, der einen Schwingungsdetektor zur Erfassung der Amplitudengröße, einen zweiten Regler zur Bildung eines zweiten Korrekturwertes, der ein Maß für eine Abweichung der Amplitudengröße von einem Amplitudenlimit ist, und eine zweite Ausgabeeinheit, die den zweiten Umschaltzeitpunkt jeder PWM-Taktperiode in Abhängigkeit von dem zweiten Korrekturwert bestimmt und deren Ausgabe sich zu dem zweiten

Umschaltzeitpunkt zur Erzeugung des Steuersignals ändert.

Derartige Regelkreise ermöglichen vorteilhaft die oben genannte Regelung des Steuersignals, bei der die Umschaltzeitpunkte der einzelnen PWM-Taktperioden derart verschoben werden, dass ihre Verschiebung einer Oszillation des

Ausgangssignals entgegenwirkt und die Oszillation begrenzt.

Vorzugsweise umfasst jeder Schwingungsdetektor ferner einen

Amplitudendetektor und ein Auswerteglied, wobei der Amplitudendetektor Schwingungsamplituden einer Oszillation des Ausgabesignals erfasst und das Auswerteglied als ein Abtast-Halte-Glied zur Ermittlung eines

Amplitudenmaximums oder als ein Integrierer zur Integration der von dem Amplitudendetektor erfassten Schwingungsamplituden ausgebildet ist.

Diese Ausbildung eines Schwingungsdetektors ermöglicht es, das

Amplitudenmaximum oder den Integralwert als Amplitudengröße mit den oben genannten Vorteilen zu verwenden.

Dabei weist der Schwingungsdetektor ferner vorzugsweise ein dem

Amplitudendetektor vorgeschaltetes Filter zur Extraktion eines Oszillationssignals aus dem Ausgabesignal auf.

Dadurch wird der Anteil des Ausgabesignals aus diesem entfernt, der für die Ermittlung der Amplitudengröße nicht benötigt wird. Dies erleichtert vorteilhaft - -

die Auswertung der Oszillation des Ausgabesignals und die Ermittlung der Amplitudengröße.

Das Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung sind insbesondere zur Reduktion elektrischer Oszillationen in einer schwingungsfähigen elektrischen Schaltung mit einem elektronischen Bauelement geeignet und vorgesehen, das zur Ausgabe eines mittels eines Steuersignals steuerbaren Ausgabesignals ausgebildet ist.

Weitere Details und Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im Folgenden anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Darin zeigen:

Figur 1 schematisch eine schwingungsfähige elektrische Schaltung vier Steuerungsvorrichtungen zur Reduzierung elektrischer Oszillationen,

Figur 2 ein Einschalten eines elektronischen Bauelements gemäß dem

Stand der Technik,

Figur 3 Steuersignale bei einem Einschalten eines elektronischen

Bauelements,

Figur 4 ein Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels

Steuerungsvorrichtung zur Reduzierung elektrischer

Oszillationen,

Figur 5 eine Zuordnung von Umschaltwerten zu Umschaltzeitpunkten für das in Figur 4 dargestellte Ausführungsbeispiel, - -

ein Blockdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Steuerungsvorrichtung zur Reduzierung elektrischer

Oszillationen, eine Zuordnung von Umschaltwerten zu Umschaltzeitpunkten für das in Figur 6 dargestellte Ausführungsbeispiel, ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Schwingungsdetektors, die Wirkung eines Filters eines Schwingungsdetektors, eine erste Ausführung eines Amplitudendetektors, eine zweite Ausführung eines Amplitudendetektors, eine dritte Ausführung eines Amplitudendetektors,

Zeitfenster für die Verwendung eines Schwingungsdetektors und Zuordnung eines Regelkreises, eine Steuerungsschaltung für die Verwendung eines

Schwingungsdetektors und Zuordnung eines Regelkreises,

Signale für die Verwendung eines Schwingungsdetektors und Zuordnung eines Regelkreises,

Steuersignale mit einem negativen Steuerwert bei einem Einschalten eines elektronischen Bauelements, - -

Figur 17 ein Blockdiagramm eines dritten Ausführungsbeispiels einer

Steuerungsvorrichtung zur Reduzierung elektrischer

Oszillationen und

Figur 18 eine Simulation realistischer zeitlicher Verläufe von Strömen und Spannungen bei einem Einschalten eines elektronischen Bauelements nach dem in den Figuren 16 und 17 gezeigten Konzept.

Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen

Bezugszeichen versehen.

Figur 1 zeigt beispielhaft und schematisch eine schwingungsfähige elektrische Schaltung 1 mit vier erfindungsgemäßen Steuerungsvorrichtungen 3 zur

Reduzierung elektrischer Oszillationen. Die Schaltung 1 ist als eine H- Brückenschaltung mit zwei zueinander parallel geschalteten Außenzweigen 2 und einem Brückenzweig 4 ausgebildet, wobei der Brückenzweig 4 die beiden Außenzweige 2 miteinander verbindet und jeden Außenzweig 2 in zwei

Teilzweige 2.1, 2.2 unterteilt. In dem Brückenzweig 4 befindet sich eine elektrische Last 6. In jedem Teilzweig 2.1, 2.2 jedes Außenzweiges 2 befindet sich ein elektronisches Bauelement 8, das zur Ausgabe eines mittels eines Steuersignals S steuerbaren Ausgabesignals VDS ausgebildet ist und dazu einen Steueranschluss (Gate) 9 aufweist.

Jedes elektronische Bauelement 8 ist in dem in Figur 1 dargestellten

Ausführungsbeispiel als ein MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor) ausgebildet. Das Steuersignal S steuert in diesem Fall einen Gatestrom Ig im Gate 9 des MOSFET oder alternativ eine

Gatespannungsänderungsrate Vg' (zeitliche Ableitung) einer Gatespannung Vg zwischen Gate 9 und Source bzw. eines Gatepotentials am Gate 9 des MOSFET. Das Ausgabesignal VDS ist in diesem Fall eine Drain-Source-Spannung zwischen Drain und Source des MOSFET. - -

Alternativ kann statt eines MOSFET auch ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode) als elektronisches Bauelement 8 mit entsprechendem Steuersignal S und Ausgabesignal VDS verwendet werden.

Über die Ausgabesignale VDS der elektronischen Bauelemente 8 werden ein elektrischer Strom durch die elektrische Last 6 und/oder eine an der elektrischen Last 6 anliegende elektrische Spannung gesteuert. Dazu werden die

elektronischen Bauelemente 8 mittels einer Pulsweitenmodulation (PWM) ein- und abgeschaltet.

Jedes elektronische Bauelement 8 ist mit einer erfindungsgemäßen

Steuerungsvorrichtung 3 zur Reduzierung elektrischer Oszillationen verbunden. Jede dieser Steuerungsvorrichtungen 3 weist einen Signalgenerator 10, eine Steuereinheit 12 und wenigstens einen Schwingungsdetektor 14 auf.

Mittels eines Schwingungsdetektors 14 werden Amplitudengrößen von

Oszillationen des Ausgabesignals VDS des jeweiligen elektronischen

Bauelements 8 erfasst, wobei eine Amplitudengröße ein Maß für Beträge der Schwingungsamplituden der Oszillationen ist (siehe unten). Der

Schwingungsdetektor 14 braucht dabei nicht notwendig direkt mit dem Ausgang des elektronischen Bauelements 8 verbunden sein, da die durch das

Ausgabesignal VDS verursachte Oszillation auch an anderen geeigneten Stellen der Schaltung 1 abgegriffen werden kann.

Die Steuereinheit 12 bestimmt in Abhängigkeit von den erfassten

Amplitudengrößen und einem ihr zugeführten PWM-Signal 16 in unten beschriebener Weise unter Verwendung eines Amplitudenlimits 18 die

Steuersignale S, wobei das Amplitudenlimit 18 vorgegeben wird.

Der Signalgenerator 10 steuert das elektronische Bauelement 8 gemäß dem von der Steuereinheit 12 bestimmten Steuersignals S, d.h. erzeugt in diesem - -

Ausführungsbeispiel an dem Gate 9 des jeweiligen MOSFET den dem

Steuersignal S entsprechenden Gatestrom Ig bzw. die dem Steuersignal S entsprechende Gatespannungsänderungsrate Vg'. Im Fall, dass das Steuersignal S den Gatestrom Ig steuert, ist der Signalgenerator 10 als eine spannungsgesteuerte Stromquelle ausgebildet. Im Falle, dass das Steuersignal S die

Gatespannungsänderungsrate Vg' steuert, ist der Signalgenerator 10 als eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle ausgebildet.

Figur 2 zeigt ein Einschalten eines elektronischen Bauelements 8 gemäß dem Stand der Technik anhand eines Diagramms für Verläufe elektrischer

Spannungen U und Ströme I in Abhängigkeit von einer Zeit t. Das Einschalten wird durch einen Pegelwechsel eines PWM-Signals 16 gesteuert, wobei das PWM-Signal 16 zu einem Pegelwechselzeitpunkt tO von einem unteren Pegel auf einen oberen Pegel wechselt. Der Gatestrom Ig wird nach dem

Pegelwechselzeitpunkt tO von Null auf einen anschließend konstant gehaltenen Wert geändert. Als Folge des Einschaltens des konstanten Gatestroms Ig nimmt das Ausgabesignal VDS zeitverzögert oszillierend ab. Derartige Oszillationen können reduziert werden, indem beispielsweise der Gatestrom Ig herabgesetzt wird, was jedoch zu einer längeren Umschaltzeit führt.

Figur 3 zeigt entsprechend zwei Ausführungsvarianten des Einschaltens eines elektronischen Bauelements 8 mittels einer Steuerungsvorrichtung 3, das erfindungsgemäß statt des in Figur 2 dargestellten Einschaltens verwendet wird, um die Oszillationen des Ausgabesignals VDS zu reduzieren. Wie in Figur 2 wird das Einschalten des elektronischen Bauelements 8 zu einem

Pegelwechselzeitpunkt tO durch den Wechsel eines PWM-Signals 16 von dem unteren Pegel zu dem oberen Pegel des PWM-Signals 16 initiiert.

Bei der ersten Ausführungsvariante steuert das Steuersignal S den Gatestrom Ig. Für das Einschalten des elektronischen Bauelements 8 werden ein erster

Steuerwert Igl, ein zweiter Steuerwert IgO und ein dritter Steuerwert Ig2 für den Gatestrom Ig vorgegeben. Nach dem Pegelwechselzeitpunkt tO wird der - -

Gatestrom Ig zunächst von Null auf den ersten Steuerwert Igl gesteuert. Danach wird der Gatestrom Ig bis zu einem ersten Umschaltzeitpunkt tl auf dem ersten Steuerwert Igl gehalten. Zu dem ersten Umschaltzeitpunkt tl wird der

Gatestrom Ig auf den zweiten Steuerwert IgO gesteuert. Danach wird der

Gatestrom Ig bis zu einem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 auf dem zweiten

Steuerwert IgO gehalten. Zu dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 wird der

Gatestrom Ig auf den dritten Steuerwert Ig2 gesteuert. Danach wird der

Gatestrom Ig solange auf dem dritten Steuerwert Ig2 gehalten bis die

Gatespannung Vg zu einem Endwertzeitpunkt t3 einen Gatespannungsendwert erreicht. Danach fällt der Gatestrom Ig auf Null ab.

Die Steuerwerte Igl, IgO, Ig2 werden dabei in Abhängigkeit von den

Eigenschaften der schwingungsfähigen Schaltung 1 geeignet vorgegeben, so dass sie eine Reduzierung der Oszillationen des Ausgabesignals VDS ermöglichen. Im in Figur 3 dargestellten Beispiel werden sie beispielsweise so gewählt, dass IgO < Igl < Ig2 ist.

Bei der zweiten Ausführungsvariante steuert das Steuersignal S die

Gatespannungsänderungsrate Vg'. Analog zur ersten Ausführungsvariante werden ein erster Steuerwert Vgl', ein zweiter Steuerwert VgO' und ein dritter

Steuerwert Vg2' der Gatespannungsänderungsrate Vg' vorgegeben. Diese drei Steuerwerte Vgl', VgO', Vg2' werden analog zu den Steuerwerten Igl, IgO, Ig2 der ersten Ausführungsvariante zur Ansteuerung des elektronisches Bauelements 8 verwendet, d.h. die Gatespannung Vg wird zwischen dem

Pegelwechselzeitpunkt tO und einem ersten Umschaltzeitpunkt tl mit dem ersten Steuerwert Vgl', zwischen dem ersten Umschaltzeitpunkt tl und einem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 mit dem zweiten Steuerwert VgO' und von dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 bis zum Erreichen eines Gatespannungsendwertes mit dem dritten Steuerwert Vg2' geändert.

Die Umschaltzeitpunkte tl, t2 werden in beiden Ausführungsvarianten mittels der Steuerungsvorrichtung 3 in Abhängigkeit von der erfassten Amplitudengröße - -

derart bestimmt, dass die Schwingungsamplituden des Ausgabesignals VDS begrenzt werden. Dabei werden zur Bestimmung des ersten

Umschaltzeitpunktes tl die Schwingungsamplituden während eines ersten Zeitfensters Δ1, das sich von dem Pegelwechselzeitpunkt tO bis zum zweiten Umschaltzeitpunkt t2 erstreckt, und zur Bestimmung des zweiten

Umschaltzeitpunktes t2 die Schwingungsamplituden während eines zweiten Zeitfensters Δ2, das sich von dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 bis zum

Endwertzeitpunkt t3 erstreckt, in unten näher beschriebener Weise zu jeweils einer Amplitudengröße ausgewertet. Die jeweiligen Amplitudengrößen werden während jeder P WM-Taktperiode erfasst und zur Bestimmung der

Umschaltzeitpunkte tl, t2 der darauf folgenden Taktperiode in unten näher beschriebener Weise verwendet, um die Schwingungsamplituden zu begrenzen.

Für die Umschaltzeitpunkte tl, t2 werden ferner zwei Grenzwerte Tl, T2 vorgegeben und die Umschaltzeitpunkte tl, t2 werden derart bestimmt, dass der erste Umschaltzeitpunkt tl einen ersten Grenzwert Tl nicht unterschreitet und der zweite Umschaltzeitpunkt t2 den zweiten Grenzwert T2 nicht überschreitet. Der erste Grenzwert Tl gibt somit eine untere Grenze für den ersten

Umschaltzeitpunkt tl an und der zweite Grenzwert T2 gibt eine obere Grenze für den zweiten Umschaltzeitpunkt t2 an. Die Grenzwerte Tl, T2 werden derart vorgegeben, dass ein Einschalten des elektronischen Bauelements 8 nicht durch einen zu kleinen ersten Umschaltzeitpunkt tl oder einen zu großen zweiten Umschaltzeitpunkt t2 verhindert wird.

Beim (nicht dargestellten) Abschalten eines elektronischen Bauelements 8 wird entsprechend verfahren. Dazu werden ebenfalls drei Steuerwerte Igl, IgO, Ig2 bzw. Vgl', VgO', Vg2', die sich von denjenigen des Einschaltens unterscheiden können, vorgegeben. Das elektronische Bauelement 8 wird zwischen einem Pegelwechselzeitpunkt tO, zu dem das PWM-Signal 16 von dem oberen zu dem unteren Pegel wechselt, bis zu einem ersten Umschaltzeitpunkt tl mit dem jeweiligen ersten Steuerwert Igl, Vgl', zwischen dem ersten Umschaltzeitpunkt tl und einem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 mit dem zweiten Steuerwert IgO, VgO' - -

und von dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 bis zum Erreichen eines

Gatespannungsendwertes mit dem dritten Steuerwert Ig2, Vg2' gesteuert. Die Umschaltzeitpunkte tl, t2 werden analog zum Einschalten in Abhängigkeit von den erfassten Amplitudengrößen derart bestimmt, dass die

Schwingungsamplituden beim Abschalten begrenzt werden, und analog zum Einschalten durch geeignet vorgegebene Grenzwerte Tl, T2 beschränkt, so dass das Abschalten des elektronischen Bauelements 8 nicht durch einen zu kleinen ersten Umschaltzeitpunkt tl oder einen zu großen zweiten Umschaltzeitpunkt t2 verhindert wird.

Figur 4 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer

Steuerungsvorrichtung 3 für den Fall, dass das Steuersignal S den Gatestrom Ig steuert. Die Steuerungsvorrichtung 3 des dargestellten Ausführungsbeispiels umfasst zwei Regelkreise 20.1, 20.2, wobei ein erster Regelkreis 20.1 der Regelung des ersten Umschaltzeitpunktes tl dient und der zweite Regelkreis 20.2 der Regelung des zweiten Umschaltzeitpunktes t2 dient.

In einer ersten Ausführung weist jeder Regelkreis 20.1, 20.2 einen separaten Schwingungsdetektor 14 auf. In einer zweiten Ausführung verwenden beide Regelkreise 20.1, 20.2 denselben Schwingungsdetektor 14. Wenn jeder

Regelkreis 20.1, 20.2 einen separaten Schwingungsdetektor 14 aufweist, können beide Regelkreise 20.1, 20.2 gleichzeitig verwendet werden. Andernfalls werden sie nacheinander verwendet. Mittels des ersten Regelkreises 20.1 werden die Schwingungsamplituden in dem in Figur 3 dargestellten ersten Zeitfenster Δ1 ausgewertet, mittels des zweiten Regelkreises 20.2 werden die

Schwingungsamplituden in dem zweiten Zeitfenster Δ2 ausgewertet.

In dem ersten Regelkreis 20.1 wird die in dem ersten Zeitfenster Δ1 erfasste Amplitudengröße mit dem Amplitudenlimit 18 verglichen. Wenn diese

Amplitudengröße größer als das Amplitudenlimit 18 ist, wird der erste

Umschaltzeitpunkt tl verringert, d.h. gegenüber einer vorangehenden P WM- Taktperiode in Richtung des PWM-Taktperiodenbeginns verschoben, sofern er - -

dabei nicht unter den ersten Grenzwert Tl fällt. Wenn diese Amplitudengröße kleiner als das Amplitudenlimit 18 ist, wird der erste Umschaltzeitpunkt tl vergrößert, d.h. gegenüber einer vorangehenden PWM-Taktperiode in Richtung des PWM-Taktperiodenendes verschoben.

In dem zweiten Regelkreis 20.2 wird in entsprechender Weise die in dem zweiten Zeitfenster Δ2 erfasste Amplitudengröße mit dem Amplitudenlimit 18 verglichen. Wenn diese Amplitudengröße größer als das Amplitudenlimit 18 ist, wird der zweite Umschaltzeitpunkt t2 vergrößert, sofern er dabei nicht den zweiten

Grenzwert T2 überschreitet. Wenn diese Amplitudengröße kleiner als das

Amplitudenlimit 18 ist, wird der zweite Umschaltzeitpunkt t2 verkleinert.

Der erste Regelkreis 20.1 weist einen Schwingungsdetektor 14, einen ersten Regler 22.1 und eine erste Ausgabeeinheit 26.1 auf. Der zweite Regelkreis 20.2 weist ebenfalls einen Schwingungsdetektor 14, einen zweiten Regler 22.2 und eine zweite Ausgabeeinheit 26.2 auf. Wie bereits oben ausgeführt wurde, können die beiden Regelkreise 20.1, 20.2 einen gemeinsamen Schwingungsdetektor 14 oder zwei separate Schwingungsdetektoren 14 aufweisen. Beide Regelkreise 20.1, 20.2 sind ferner an einen Zeitgeber 24 gekoppelt, der mit dem PWM-Signal 16 synchronisiert ist.

Im Detail werden im ersten Regelkreis 20.1 die Differenzen der in ersten

Zeitfenstern Δ1 erfassten Amplitudengrößen und des Amplitudenlimits 18 dem ersten Regler 22.1 zugeführt. Der erste Regler 22.1 bildet aus diesen Differenzen für jede PWM-Taktperiode einen ersten Korrekturwert Kl, der ein Maß für ein Abweichen der Amplitudengröße von dem Amplitudenlimit 18 ist und durch einen ersten Höchstwert Ml beschränkt wird. Der erste Korrekturwert Kl ist dabei umso größer je größer die Abweichung der Amplitudengröße von dem Amplitudenlimit 18 ist, solange K1°<°M1 erfüllt ist. Beispielsweise wird der erste Korrekturwert Kl des ersten Reglers 22.1 als Differenz aus Amplitudenlimit 18 und dem Amplitudenmaximalwert im ersten Messfenster oder alternativ dem Integral über der Zeit des ersten Messfensters gebildet. - -

Aus dem ersten Korrekturwert Kl und einem vorgegebenen ersten

Defaultumschaltwert tl default für den ersten Umschaltzeitpunkt tl wird ein erster Umschaltwert tl th gebildet, indem der erste Korrekturwert Kl von dem Defaultumschaltwert tl default subtrahiert wird.

Gemäß Figur 5 entspricht jeder Umschaltwert tl th einem ersten

Umschaltzeitpunkt tl, wobei Umschaltzeitpunkte tl und Umschaltwerte tl th einander mittels einer Zuordnungsfunktion f(t) zugeordnet werden, die in Figur 5 als eine lineare Funktion angenommen wurde. Der erste Höchstwert Ml entspricht dabei der Differenz tl default - Tl th, wobei Tl th dem ersten Grenzwert Tl entspricht. Dadurch entspricht die Bedingung Kl Ml der Bedingung tl > Tl .

Der erste Umschaltwert tl th wird zur Einstellung des ersten

Umschaltzeitpunktes tl der jeweils folgenden P WM-Taktperiode verwendet. Dazu werden der erste Umschaltwert tl th und ein Ausgangssignal des

Zeitgebers 24 der ersten Ausgabeeinheit 26.1 zugeführt.

Mittels der Zuordnungsfunktion f(t) wird der erste Umschaltwert tl th in den ersten Umschaltzeitpunkt tl übersetzt. Solange t < tl gilt, gibt die erste

Ausgabeeinheit 26.1 während der folgenden P WM-Taktperiode an einen ersten Addierer 28.1 die Differenz Igl -IgO des ersten Steuerwertes Igl und des zweiten Steuerwertes IgO aus. Wenn t > tl gilt, gibt die erste Ausgabeeinheit 26.1 an den ersten Addierer 28.1 den Wert Null aus. Der erste Addierer 28.1 addiert zu der Ausgabe der ersten Ausgabeeinheit 26.1 die Hälfte des zweiten Steuerwerts IgO.

In dem zweiten Regelkreis 20.2 werden in entsprechender Weise die Differenzen der in zweiten Zeitfenstern Δ2 erfassten Amplitudengrößen und des

Amplitudenlimits 18 einem zweiten Regler 22.2 zugeführt, der daraus einen zweiten Korrekturwert K2 bildet. Aus dem zweiten Korrekturwert K2 und einem vorgegebenen zweiten Defaultumschaltwert t2_default für den zweiten - -

Umschaltzeitpunkt t2 wird ein zweiter Umschaltwert t2_th gebildet, indem der zweite Defaultumschaltwert t2_default von dem zweiten Korrekturwert K2 subtrahiert wird.

Der zweite Umschaltwert t2_th wird zur Einstellung des zweiten

Umschaltzeitpunktes t2 der folgenden P WM-Taktperiode zusammen mit dem Ausgangssignal des Zeitgebers 24 einer zweiten Ausgabeeinheit 26.2 zugeführt und mittels der Zuordnungsfunktion f(t) in den zweiten Umschaltzeitpunkt t2 übersetzt. Solange t < t2 gilt, gibt die zweite Ausgabeeinheit 26.2 während der folgenden PWM-Taktperiode an einen zweiten Addierer 28.2 den Wert Null aus. Wenn t > t2 gilt, gibt die zweite Ausgabeeinheit 26.2 den Wert Ig2-Ig0 an den zweiten Addierer 28.2 aus. Der zweite Addierer 28.2 addiert zu der Ausgabe der zweiten Ausgabeeinheit 26.2 die Hälfte des zweiten Steuerwerts IgO.

Die Ausgaben des ersten Addierers 28.1 und des zweiten Addierers 28.2 werden einem dritten Addierer 28.3 zugeführt und von diesem zu dem Steuersignal S addiert, das dem Signalgenerator 10 zugeführt wird. Das Steuersignal S ergibt sich für t < tl zu dem ersten Steuerwert Igl, für tl < t < t2 zu dem zweiten Steuerwert IgO und für t > t2 zu dem dritten Steuerwert Ig2. Der

Signalgenerator 10 stellt den Gatestrom Ig für tO < t < t3 diesen Steuerwerten Igl, IgO, Ig2 entsprechend ein.

Figur 6 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung 3 für den Fall, dass das Steuersignal S die Gatespannungsänderungsrate Vg' steuert. Die Steuerungsvorrichtung 3 dieses Ausführungsbeispiels umfasst zwei

Regelkreise 20.1, 20.2, einen Zeitgeber 24 und drei Addierer 28.1, 28.2, 28.3, die wie in dem oben anhand von Figur 4 beschriebenen Ausführungsbeispiel ausgebildet sind und verwendet werden. Im Unterschied zu dem anhand von Figur 4 beschriebenen Ausführungsbeispiel umfasst der Signalgenerator 10 eine spannungsgesteuerte Stromquelle 10.1, einen Kondensator 10.2 und eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle 10.3. - -

Die Stromquelle 10.1 ist analog zum Signalgenerator 10 des anhand von Figur 4 beschriebenen Ausführungsbeispiels ausgebildet. Ihr wird die Ausgabe des dritten Addierers 28.3 zugeführt. Der Kondensator 10.2 ist zwischen die

Stromquelle 10.1 und die Spannungsquelle 10.3 geschaltet, um die von der Stromquelle 10.1 ausgegebenen zeitabhängigen Stromsignale in

Spannungssignale unterschiedlicher Gatespannungsänderungsraten Vg' umzuwandeln, die in diesem Fall das Steuersignal S mit Steuerwerten Vgl', VgO', Vg2' bilden. Die Spannungsquelle 10.3 ändert die Gatespannung Vg gemäß diesen Steuerwerten Vgl', VgO', Vg2'.

Figur 7 zeigt analog zu Figur 5 die Zuordnung der Umschaltwerte tl th, t2_th zu den Umschaltzeitpunkten tl, t2 und die entsprechenden Steuerwerte Vgl', VgO', Vg2' der Gatespannungsänderungsrate Vg'.

Figur 8 zeigt ein Blockdiagramm eines der möglichen Ausführungsbeispiele eines Schwingungsdetektors 14, der mit einem als MOSFET ausgebildeten

elektronischen Bauelement 8 verbunden ist, um Oszillationen des

Ausgabesignals VDS (d.h. der Drain-Source-Spannung) des MOSFET zu erfassen. Der Schwingungsdetektor 14 umfasst ein Filter 14.1, einen

Amplitudendetektor 14.2 und ein als Abtast-und-Halte-Glied ausgebildetes Auswerteglied 14.3, das an einen Trigger 14.4 gekoppelt ist.

Figur 9 zeigt die Wirkung des Filters 14.1 bei einem Einschalten des MOSFET. Das Filter 14.1 extrahiert aus dem Ausgabesignal VDS ein

Oszillationssignal VDS AC, das ein Wechselstromanteil des Ausgabesignal VDS ist. Das Filter 14.1 kann als Bandpass- oder Hochpassfüter ausgebildet sein.

Der Amplitudendetektor 14.2 dient der Erfassung von Schwingungsamplituden des Oszillationssignals VDS AC. Dabei können die Beträge aller

Schwingungsamplituden oder nur der Schwingungshalbamplituden des

Oszillationssignals VDS AC erfasst werden. Der Amplitudendetektor 14.2 kann mit einem Reset 14.5 zurückgesetzt werden. - -

Die Figuren 10 bis 12 zeigen verschiedene mögliche Ausbildungen eines

Amplitudendetektors 14.2 mit jeweils einer Eingangsspannung Vin und einer Ausgangsspannung Vout und wenigstens einem Detektorkondensator C. Figur 10 zeigt eine passive Halbwellendiodenschaltung zur Erfassung der positiven Halbwelle von Schwingungsamplituden des Oszillationssignals VDS AC.

Figur 11 zeigt eine passive Diodenschaltung zur Erfassung der positiven und negativen Halbwellen der Schwingungsamplituden des

Oszillationssignals VDS AC. Figur 12 zeigt eine aktive Schaltung zur Erfassung der positiven Halbwellen der Schwingungsamplituden des

Oszillationssignals VDS AC. Der aktive Amplitudendetektor kann deutlich geringere (ca. Faktor 10 kleinere) Amplituden erfassen als die passiven

Detektoren. Bei einem Zurücksetzen des Amplitudendetektors 14.2 mittels des Reset 14.5 wird der wenigstens eine Detektorkondensator C entladen.

Das Auswerteglied 14.3 ist als ein Abtast-Halte-Glied (Sample-and-Hold-Glied) ausgebildet, das die Ausgangssignale des Amplitudendetektors 14.2 abtastet und kurzzeitig speichert und ein Amplitudenmaximum über die Beträge der erfassten Schwingungsamplituden innerhalb des jeweiligen Zeitfensters Δ1, Δ2 (siehe Figur 3) ermittelt. Zur zu den Schwingungsamplituden korrespondierenden Abtastung der Ausgangssignale des Amplitudendetektors 14.2 und zur Einstellung des Zeitfensters Δ1, Δ2 wird das Auswerteglied 14.3 mit einem Trigger 14.4 getriggert. Das ermittelte Amplitudenmaximum ist in diesem Fall die von dem Schwingungsdetektor 14 erfasste Amplitudengröße.

Alternativ kann das Auswerteglied 14.3 als ein Integrierer ausgebildet sein, der von dem Amplitudendetektor 14.2 erfasste Signalbeträge über das jeweilige Zeitfenster Δ1, Δ2 zu einem Integralwert integriert, wobei das Zeitfenster Δ1 , Δ2 durch den Trigger 14.4 eingestellt wird. In diesem Fall ist der Integralwert die von dem Schwingungsdetektor 14 erfasste Amplitudengröße. - -

Der Schwingungsdetektor 14 kann auch ohne Filter 14.1 ausgebildet sein, wenn das Maximum des Ausgabesignals VDS größer als ein maximaler

Gleichspannungsanteil des Ausgabesignals VDS oder ein Minimum des

Ausgabesignals VDS kleiner als ein minimaler Gleichspannungsanteil des Ausgabesignals VDS ist.

Die Figuren 13 bis 15 beziehen sich auf eine Steuerungsvorrichtung 3 mit zwei Regelkreisen 20.1, 20.2 wie in Figur 4 und nur einem Schwingungsdetektor 14, so dass beide Regelkreise 20.1, 20.2 denselben Schwingungsdetektor 14 verwenden.

Figur 13 zeigt für diesen Fall drei Zeitfenster Δ1, Δ2, Δ3. Das erste Zeitfenster Δ1 erstreckt sich wie in Figur 3 von dem Pegelwechselzeitpunkt tO, zu dem das PWM-Signal 16 von dem unteren zu dem oberen Pegel wechselt, bis zum zweiten Umschaltzeitpunkt t2, ein zweites Zeitfenster Δ2 erstreckt sich von dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 bis zu einem Zeitpunkt, zu dem das PWM-Signal 16 wieder von dem oberen zu dem unterem Pegel wechselt, und das dritte Zeitfenster Δ3 ist das darauf folgende Zeitintervall, während dessen das PWM-Signal 16 seinen unteren Pegel annimmt.

Während des ersten Zeitfensters Δ1 wird der erste Umschaltzeitpunkt tl für die folgende P WM-Taktperiode bestimmt und der zweite Umschaltzeitpunkt t2 wird nicht geändert. Während des zweiten Zeitfensters Δ2 wird der zweite

Umschaltzeitpunkt t2 für die folgende P WM-Taktperiode bestimmt und der erste Umschaltzeitpunkt tl wird nicht geändert. Der dafür jeweils verwendete

Regelkreis 20.1, 20.2 kann entweder mit einer Steuerungsschaltung 30 (siehe Figur 14) oder mittels eines externen Signals ausgewählt werden.

Im Falle, dass als Auswerteglied 14.3 ein Abtast-Halte-Glied und als

Amplitudengröße ein Amplitudenmaximum verwendet werden, werden das Amplitudenmaximum für die Bestimmung des ersten Umschaltzeitpunktes tl der folgenden P WM-Taktperiode am Ende des ersten Zeitfensters Δ1 und das Amplitudenmaximum für die Bestimmung des zweiten Umschaltzeitpunktes t2 - -

der folgenden P WM-Taktperiode am Ende des zweiten Zeitfensters Δ2 ermittelt. Der Amplitudendetektor 14.2 wird dabei zu dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 mittels des Reset 14.5 zurückgesetzt. Während des dritten Zeitfensters Δ3 wird der Amplitudendetektor 14.2 mittels des Reset 14.5 abgeschaltet bzw. im zurückgesetzten Zustand gehalten.

Im Falle, dass als Auswerteglied 14.3 ein Integrierer und als Amplitudengröße ein Integralwert verwendet werden, werden der Integral wert für die Bestimmung des ersten Umschaltzeitpunktes tl der folgenden P WM-Taktperiode während des ersten Zeitfensters Δ1 und der Integralwert für die Bestimmung des zweiten Umschaltzeitpunktes t2 der folgenden P WM-Taktperiode während des zweiten Zeitfensters Δ2 ermittelt. Während des dritten Zeitfensters Δ3 werden der

Amplitudendetektor 14.2 und der Integrierer abgeschaltet bzw. im

zurückgesetzten Zustand gehalten und es wird kein Integralwert ermittelt.

Figur 14 zeigt eine Steuerungsschaltung 30 zur Erzeugung von Signalen für den Amplitudendetektor 14.2, das Auswerteglied 14.3 und die Auswahl des

Regelkreises 20.1, 20.2. Die Steuerungsschaltung 30 umfasst ein JK-Flipflop 32, ein logisches Und-Gatter 34, ein logisches Nicht-Gatter 36 und ein

Auswahlglied 38.

Dem JK-Flipflop 32 wird das aktuelle Steuersignal S zugeführt. Das JK- Flipflop 32 ändert sein Ausgangssignal mit jeder Änderung des Steuersignals S. Das Ausgangssignal des JK-Flipflops 32 und das PWM-Signal 16 werden dem Und-Gatter 34 zugeführt. Der Ausgabewert El des Und-Gatters 34 wird dem Auswahlglied 38 und dem Nicht-Gatter 36 zugeführt. Die möglichen

Ausgabewerte El, E2 werden im Folgenden jeweils mit Eins und Null bezeichnet.

Während des dritten Zeitfensters Δ3 werden alle nicht benötigten Komponenten wie das Und-Gatter 34 und das Nicht-Gatter 36 abgeschaltet und El und E2 auf Null gesetzt. Um diese Komponenten wieder einzuschalten, kann die Ausgabe des ersten Steuerwertes Igl bzw. Vgl' gegenüber dem Pegelwechselzeitpunkt tO um - -

ein Zeitintervall, das zum Einschalten dieser Komponenten ausreicht,

zeitverzögert werden.

Figur 15 zeigt schematisch die sich ergebenden Ausgabewerte El, E2 während der Zeitfenster Δ1, Δ2, Δ3. El nimmt im ersten Zeitfenster Δ1 den Wert Eins an und in den anderen beiden Zeitfenstern Δ2, Δ3 den Wert Null. E2 nimmt im zweiten Zeitfenster Δ2 den Wert Eins an und in den anderen beiden

Zeitfenstern Δ1, Δ3 den Wert Null.

Mittels des Auswahlgliedes 38 wird der jeweils verwendete Regelkreis 20.1, 20.2 ausgewählt. Der erste Regelkreis 20.1 wird ausgewählt, wenn der

Ausgabewert El des Und-Gatters 34 Eins ist. Der zweite Regelkreis 20.2 wird ausgewählt, wenn der Ausgabewert E2 des Nicht-Gatters 36 Eins ist.

Das Und-Gatter 34 und das Nicht-Gatter 36 werden ferner zur Ansteuerung des Schwingungsdetektors 14 eingesetzt. Im Falle, dass als Auswerteglied 14.3 ein Abtast-Halte-Glied und als Amplitudengröße ein Amplitudenmaximum verwendet werden, wird ein Amplitudenmaximum jeweils ermittelt, wenn der

Ausgabewert El des Und-Gatters 34 von Eins auf Null wechselt, sowie wenn der Ausgabewert E2 des Nicht-Gatters 36 von Eins auf Null wechselt.

Im Falle, dass als Auswerteglied 14.3 ein Integrierer und als Amplitudengröße ein Integralwert verwendet werden, wird ein erster Integralwert (für die Bestimmung des ersten Umschaltzeitpunktes tl) ermittelt, während der Ausgabewert El des Und-Gatters 34 den Wert Eins annimmt, und ein zweiter Integralwert (für die Bestimmung des zweiten Umschaltzeitpunktes t2) wird ermittelt, während der Ausgabewert E2 des Nicht-Gatters 36 den Wert Eins annimmt.

Figur 16 zeigt analog zu Figur 3 zwei Ausführungsvarianten des Einschaltens eines elektronischen Bauelements 8 mittels einer Steuerungsvorrichtung 3, wobei im Unterschied zu Figur 3 der zweite Steuerwert IgO bzw.VgO' jeweils einen negativen Wert annimmt. Dies erlaubt einen höheren Wert für Igl bzw. Vgl ' und - -

gleichzeitig eine Minimierung der Schwingungsamplituden des

Oszillationssignals VDS AC wie bisher. Dies verkürzt vorteilhaft die Schaltzeit zum Einschalten des elektronischen Bauelements 8 und damit dessen

Schaltverlustleistung. Figur 16 zeigt außerdem den zeitlichen Verlauf eines Drain- Stroms Id im Drain des elektronischen Bauelements 8.

Figur 17 zeigt analog zu Figur 6 schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung 3 zur Realisierung der in Figur 16 gezeigten zweiten Ausführungsvariante, bei der das Steuersignal S die

Gatespannungsänderungsrate Vg' steuert. Der Signalgenerator 10 der

Steuerungsvorrichtung 3 umfasst neben einer Stromquelle 10.1 und einem

Kondensator 10.2 einen Impedanzwandler 10.4. Im Unterschied zu dem in Figur 6 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Anschluss des Kondensators 10.2 geerdet, während der andere Anschluss des Kondensators 10.2 mit einem Ausgang der Stromquelle 10.1 und dem Eingang des Impedanzwandlers 10.4 verbunden ist. In Figur 17 sind ferner schematisch ein von der Stromquelle ausgegebenes

Stromausgangssignal I(t) und ein von dem Impedanzwandler 10.4 ausgegebenes Spannungsausgangssignal U(t) dargestellt. Das Spannungsausgangssignal U(t) des Impedanzwandlers 10.4 wird dem Gate 9 des elektronischen Bauelements 8 zugeführt.

Eine zu Figur 17 alternative Steuerungsvorrichtung 3, mittels derer ebenfalls die in Figur 16 gezeigte zweite Ausführungsvariante realisiert werden kann, weist ebenfalls eine Stromquelle 10.1 und einen Kondensator 10.2, aber keinen

Impedanzwandler 10.4 auf. Dabei ist der Kondensator 10.2 im Unterschied zu Figur 17 zwischen Gate 9 und Source des elektronischen Bauelements

(MOSFET) 8 geschaltet und groß genug ausgelegt, um die

Gatespannungsänderungsrate Vg' zu beeinflussen. Ein derartiger

Kondensator 10.2 lässt sich nicht so einfach in einem Schaltkreis realisieren und ist daher vorzugsweise als externer diskreter Kondensator 10.2 ausgeführt. - -

Figur 18 zeigt eine Simulation realistischer zeitlicher Verläufe des Gatestroms Ig, der Gatespannung Vg und des Drain-Stroms Id, die bei der in Figur 17 dargestellten Einschaltsteuerung zu erwarten sind.

Um von Diodenkapazitäten verursachte Oszillationen zu vermeiden, sollte eine Gatestromänderungsrate Ig' (zeitliche Ableitung des Gatestroms Ig) zum zweiten Umschaltzeitpunkt t2, d.h. bei dem Wechsel vom zweiten Steuerwert IgO, VgO' zum dritten Steuerwert Ig2, Vg2' begrenzt werden. Wenn das Steuersignal S die Gatespannungsänderungsrate Vg' steuert, ist eine derartige Begrenzung weniger einschränkend als in dem Fall, dass das Steuersignal S den Gatestrom Ig steuert, weil die Begrenzung der Gatespannungsänderungsrate Vg' automatisch auch die Gatestromänderungsrate Ig' begrenzt und die Gatestromänderungsrate Ig' außerdem in diesem Fall durch die Hardware des Signalgenerators 10 begrenzt wird.

In Abhängigkeit von der konkreten Anwendung kann jedoch die den

Signalgenerator 10 realisierende Hardware auch dann die Gatestromänderungsrate Ig' ausreichend begrenzen, wenn das Steuersignal S den Gatestrom Ig steuert und eine Stromquelle als Signalgenerator 10 verwendet wird.

Statt den dritten Steuerwert Ig2 bzw. Vg2' durch die Steuerungsvorrichtung 3 einzustellen, können alternativ auch das Gate 9 und eine Spannungsquelle durch einen Schalter miteinander verbunden werden. In diesem Fall werden der Gatestrom Ig bzw. die Gatespannungsänderungsrate Vg' nach dem zweiten Umschaltzeitpunkt t2 nicht aktiv gesteuert, sondern durch Parameter der

Schaltung 1 bestimmt.

Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung können in verschiedener Weise abgewandelt und ergänzt werden. Insbesondere können für jede PWM-Taktperiode mehr als drei Steuerwerte Igl, IgO, Ig2 bzw. Vgl', VgO', Vg2' vorgegeben werden. In dem Fall werden entsprechend mehr als zwei Umschaltzeitpunkte tl, t2 vorgesehen, die jeweils in Abhängigkeit von einer - -

während einer vorangehenden PWM-Taktperiode ermittelten Amplitudengröße bestimmt werden.

- -

BEZUGSZEICHENLISTE

1 Schaltung

2 Außenzweig

2.1,2.2 Teilzweig

3 Steuerungsvorrichtung

4 Brückenzweig

6 elektrische Last

8 elektronisches Bauelement

9 Steueranschluss (Gate)

10 Signalgenerator

10.1 Stromquelle

10.2 Kondensator

10.3 Spannungsquelle

10.4 Impedanzwandler

12 Steuereinheit

14 Schwingungsdetektor

14.1 Filter

14.2 Amplitudendetektor

14.3 Auswerteglied

14.4 Trigger

14.5 Reset

16 PWM-Signal

18 Amplitudenlimit

20.1,20.2 Regelkreis

22.1,22.2 Regler

24 Zeitgeber

26.1,26.2 Ausgabeeinheit

28.1,28.2,28.3 Addierer

30 Steuerungsschaltung

32 JK-Flipflop - -

34 Und-Gatter

36 Nicht-Gatter

38 Auswahlglied

C Detektorkondensator

Δ1,Δ2,Δ3 Zeitfenster

El Ausgabewert des Und-Gatters

E2 Ausgabewert des Nicht-Gatters

f(t) Zuordnungsfunktion

I Strom

Id Drain- Strom

Ig Gatestrom

IgUgO,Ig2 Steuerwert des Gatestroms

I(t) Stromausgangssignal

K1,K2 Korrekturwert

s Steuersignal

t Zeit

to Pegelwechselzeitpunkt

tl,t2 Umschaltzeitpunkt

t3 Endwertzeitpunkt

T1,T2 Grenzwert

tl default,t2 default Defaultumschaltwert

tl_th,t2_th Umschaltwert

U Spannung

U(t) Spannungsausgangssignal

VDS Ausgabesignal

VDS AC Oszillationssignal

Vg Gatespannung

Vg' Gatespannungsänderungsrate

Vgl',VgO',Vg2' Steuerwert der Gatespannungsänderungsrate Vin Eingangsspannung

Vout Ausgangsspannung