Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines an eine Primärbatterie

anschließbaren bidirektionalen Spannungswandlers mit einem primärseitigen

Glättungskondensator, mit einem induktiven Transformator und mit einem

sekundärseitigen Klemmkondensator, sowie eine dazu ausgebildete Vorrichtung.

Bei Antriebseinrichtungen mit einer Primärbatterie sowie einem damit verbind- und davon trennbaren DC-DC-Spannungswandler dient letzterer dazu, die üblicherweise hohe Spannung der Primärbatterie (200-800V) auf eine niedrigere Gleichspannung zu konvertieren. Insbesondere bei Einbau in einem Elektrofahrzeug kann auf diese Weise die für das Bordnetz benötigte Niedervoltspannung (12 - 24V) aus der Primärbatterie gewonnen werden.

Eine derartige Vorrichtung umfassend eine Primärbatterie sowie einen damit verbindbaren DC-DC-Spannungswandler ist aus der EP 2 159 908 B1 bekannt. Diese besteht im Wesentlichen aus einem induktiven Transformator, der primärseitig mittels einer

MOSFET- Vollbrückenschaltung mit der Primärbatterie gekoppelt wird. Sekundärseitig erfolgt eine Gleichrichtung der Spannung. Bei einer solchen Schaltung ist es möglich, eine Spannungswandlung mit hohem Wirkungsgrad zu bewirken, wobei diese Betriebsart „Buck-Mode“ genannt wird.

Es ist jedoch auch möglich, einen derartigen DC-DC-Spannungswandler umgekehrt zu betreiben, also Energie von der Sekundärseite auf die Primärseite zu übertragen, was als Boost-Betrieb bezeichnet wird.

Es ist aus verschiedenen Gründen notwendig, die Primärbatterie vom restlichen Hochvolt- Bus, zu dem auch der DC-DC-Spannungswandler gehört, zu trennen bzw. danach wieder zu verbinden. In einem solchen Fall ist es wünschenswert, wenn die Spannung des primärseitigen Glättungskondensators weitestgehend der Spannung der Primärbatterie entspricht, um hohe Einschaltströme im Schalter zu vermeiden.

Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren bereitzustellen, mittels dessen der primärseitige Glättungskondensator vor der Konnektierung der Primärbatterie an die Spannung der Primärbatterie angepasst werden kann. Dies soll vorzugsweise ohne die Verwendung zusätzlicher Bauteile erfolgen.

Die Erfindung ergibt sich aus den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche. Weitere Merkmale, Anwendungsmöglichkeiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, sowie der Erläuterung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, die in den Figuren dargestellt sind.

Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass vor einer Konnektierung der Primärbatterie die Spannung an dem primärseitigen Glättungskondensator durch eine zyklische Übertragung von Ladung aus dem Klemmkondensator an die Spannung der Primärbatterie angepasst wird.

Das erfindungsgemäße Verfahren bewirkt eine sehr schnelle Ladung des primärseitigen Glättungskondensators in einem sehr kurzen Zeitraum von beispielsweise 0,2 sek. von einem entladenen Zustand auf die Spannung der Primärbatterie von mehreren hundert Volt. Die Erfindung nutzt dazu die Serienresonanz von dem Klemmkondensator mit der Streuinduktivität des Transformators, um Strom durch die Halbleiterschalter zu begrenzen und optimale Schaltbedingungen zu erreichen. Dadurch ergeben sich folgende vorteilhafte Effekte:

der durch die Schalter fließende Strom ist durch die Serienresonanz von

Klemmkondensator und Streuinduktivität beschränkt,

- der durch die Schalter QS1 und QS3 gebildete Synchrongleichrichter wird nur bei sehr geringen Strömen an- bzw. ausgeschaltet, was zu geringen Schaltverlusten führt,

die EMK-Emissionen sind gering,

- die Schaltvorrichtung benötigt keine zusätzlichen Bauteile,

es ist einfach, die Anschaltzeit zu regeln. Geringe Abweichungen der

Resonanzfrequenz aufgrund von Bauteiltoleranzen beeinträchtigen die

Leistungsfähigkeit des Verfahrens kaum.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird die Länge der Ladungszyklen durch die halbe Periodendauer einer Serienresonanz des Klemmkondensators mit der Streuinduktivität bestimmt. Hierdurch ist es möglich, unter Ausnutzung des

Resonanzverhaltens der beiden genannten Bauteile eine optimale Übertragung der im Klemmkondensator speicherbaren Energie in den Glättungskondensator zu erreichen und letzteren durch zyklisch durchlaufene Ladungsschritte auf die Spannung der

Primärbatterie zu bringen.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird der Ladevorgang des Glättungskondensators beendet, wenn die Spannungsdifferenz zwischen

Glättungskondensator und Primärbatterie einen Schwellwert, beispielsweise 10V, unterschreitet. Damit wird erreicht, dass der Ladezyklus so lange wiederholt wird, bis der Glättungskondensator eine hinreichend hohe Spannung aufweist und bei der

anschließenden Konnektierung der Primärbatterie hinreichend kleine Ströme fließen.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung hat der DC-DC-Wandler folgenden Aufbau:

der Spannungswandler weist einen induktiven T ransformator mit einer Primärwicklung und einer geteilten Sekundärwicklung mit einer

Streuinduktivität auf,

ein erster Anschluss der Primärwicklung ist über einen ersten Schalter mit dem negativen und über einen zweiten Schalter mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar,

ein zweiter Anschluss der Primärwicklung ist über einen dritten Schalter mit dem negativen und über einen vierten Schalter mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar,

die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung sind über einen fünften und einen sechsten Schalter mit einem negativen Sekundärspannungsanschluss verbindbar,

die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung sind ferner über einen siebten und einen achten Schalter mit einem Klemmkondensator verbindbar, ein Mittelanschluss der geteilten Sekundärwicklung ist über eine

sekundärseitige Glättungsinduktivität mit einem positiven

Sekundärspannungsanschluss verbunden,

die Sekundärspannungsanschlüsse sind mit einer Sekundärbatterie verbunden.

Mittels einer derartigen Vorrichtung wird folgendes Verfahren ausgeführt:

während eines ersten Zeitraumes (T0-T1 ) sind der siebte und der sechste Schalter leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des Klemmkondensators primärseitig über den zweiten und dritten Schalter einen Ladestrom des Glättungskondensators erzeugt, wobei die Dauer des ersten Zeitraumes (T0-T1 ) einer halben Schwingungsperiode einer Serienresonanz aus dem Klemmkondensator und der Streuinduktivität entspricht; während eines zweiten Zeitraumes (T1 -T2) sind der siebte und der achte Schalter leitend, so dass der Klemmkondensator vom positiven

Sekundärspannungsanschluss über die Glättungsinduktivität von der

Sekundärbatterie geladen wird;

während eines dritten Zeitraumes (T2-T3) sind der erste und vierte Schalter sowie der fünfte und achte Schalter leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des Klemmkondensators primärseitig einen Ladestrom des Glättungskondensators erzeugt;

während eines vierten Zeitraumes (T3-T4) entsprechen die Stellungen der Schalter denen des zweiten Zeitraumes (T1 -T2).

Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der - gegebenenfalls unter Bezug auf die Zeichnungen - zumindest ein Ausführungsbeispiel im Einzelnen beschrieben ist. Gleiche, ähnliche und/oder funktionsgleiche Teile sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Es zeigen:

Figur 1 : ein Blockschaltbild eines Batterie-Wandler-Systems,

Figur 2: ein Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Figur 3: eine Schaltung eines DC-DC-Wandlers,

Figur 4: ein Wellenformdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Figur 5 - 8: die Schaltung gemäß Figur 1 mit markierten Strömen in verschiedenen

Ladezyklusphasen,

In Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines Batterie-Wandler-Systems 10 dargestellt, das im Wesentlichen aus einer Hochvolt-Primärbatterie 12, einem Relaisschalter 14, einem Hochvoltbus 15 mit einem primärseitigen Glättungskondensator 16, einem DC-DC- Wandler 18 und einer Niedervolt-Sekundärbatterie 20 besteht. Eine Kontrolleinrichtung 22 steuert die im DC-DC-Wandler 18 vorhandenen, weiter unten beschriebenen, Halbleiter- Schalter, die vorzugsweise als MOSFET-Schalter ausgebildet sind, sowie den

Relaisschalter 14. Der Hochvolt-Bus 15 ist ferner mit einem von der Primärbatterie 12 anzutreibenden, nicht gezeigten Elektromotor verbunden. Der Glättungskondensator 16 dient dazu, die Welligkeit der Primär- bzw. Hochvoltspannung zu vermindern.

Zunächst ist im Ruhezustand der Relaisschalter 14 gesperrt, so dass keine Spannung am Hochvoltbus 15 und damit am Glättungskondensator 16 anliegt. Im Relaisschalter 14 kann zur Erfassung der Spannungsdifferenz zwischen Primärbatterie 12 und Hochvolt- Bus 15 ein geeigneter Spannungsdetektor verbaut sein.

Nunmehr wird auf Figur 2 Bezug genommen. Sofern gemäß Schritt 50 von der

Kontrolleinrichtung 22 eine Konnektierung der Primärbatterie 12 mit dem Hochvoltbus 15 durchgeführt werden soll (um den Elektromotor in Betrieb zu setzen), wird im Schritt 52 überprüft, ob die Differenzspannung zwischen der Primärbatterie 12 und dem

Glättungskondensator 16 einen Schwellwert, beispielsweise 10V, überschreitet. Wenn dies nicht der Fall ist, wird im Schritt 54 der Relaisschalter 14 geschlossen und damit die Verbindung zwischen Primärbatterie 12 und dem DC-DC-Wandler 18 hergestellt. Damit wird der DC-DC-Wandler 18 von der Kontrolleinrichtung 22 in den normalen

Betriebsmodus geschaltet (sog. Buck-Modus), in dem die Niedervolt-Sekundärbatterie 20 aufgeladen wird.

Andernfalls wird von der Kontrolleinrichtung 22 der DC-DC-Wandler 18 in das

erfindungsgemäße (Prälade-) Verfahren einer Aufladung des Glättungskondensators 16 (Schritte 56 - 62) so lange durchgeführt, bis die Kontrolleinrichtung 22 im Schritt 52 feststellt, dass durch Aufladung des Glättungskondensators 16 mittels der

Sekundärbatterie 20 der Spannungsschwellwert am Relaisschalter 14 unterschritten ist, also der Glättungskondensator 16 fast auf die Spannung der Primärbatterie 12 aufgeladen ist.

Es ist auch eine dritte Betriebsart des DC-DC-Wandlers 18 möglich, in dem mittels der Niedervolt-Sekundärbatterie 20 der Hochvoltbus 15 mit Spannung versehen werden kann (sog. Boost-Modus).

In Figur 3 ist die Schaltung des DC-DC-Wandlers 18 dargestellt. Dieser umfasst einen induktiven Transformator Tr1 mit einer Primärspule sowie einer Sekundärspule mit einem sekundärseitigen Mittelabgriff. Auf dessen links im Bild angeordneter Primärseite ist neben den Primärspannungsanschlüssen (+) und (-) zum Anschluss an den in Figur 1 gezeigten Hochvolt-Bus 15 der Glättungskondensator C1 DC (in Figur 1 mit Bezugszeichen 16 versehen) zu sehen. Die beiden Anschlüsse der Primärwicklung des Transformators T _ri sind mittels einer H-Brücke bzw. Vollbrücke aus einem ersten MOSFET-Schalter QP1 , einem zweiten MOSFET-Schalter QP2, einem dritten MOSFET-Schalter QP3 und einem vierten MOSFET-Schalter QP4, die jeweils Bodydioden umfassen, mit den

Primärspannungsanschlüssen (+) und (-) verbunden. Der Glättungskondensator C1 DC hat typischerweise eine Kapazität von etwa 1 - 2 mF. Auf der Sekundärseite des Transformators T _M sind die äußeren Anschlüsse der

Sekundärwicklung über einen fünften MOSFET-Schalter QS1 und einen sechsten MOSFET-Schalter QS3 s mit einem sekundärseitigen negativen

Sekundärspannungsanschluss (-) verbunden. Die äußeren Anschlüsse der

Sekundärwicklung sind darüber hinaus über einen siebten MOSFET-Schalter QS2 und einen achten MOSFET-Schalter QS4 mit einem Anschluss eines Klemmkondensators C _d amp verbunden. Der andere Anschluss des Klemmkondensators C _Ci am _P ist ebenfalls mit dem negativen Sekundärspannungsanschluss (-) verbunden. Der Mittelabgriff der Sekundärwicklung des Transformators T _M ist über eine Glättungsinduktivität L2 mit einem sekundärseitigen Glättungskondensator C2 _D c verbunden. Die

Sekundärspannungsanschlüsse (+) und (-) sind mit der in Figur 1 gezeigten

Sekundärbatterie 20 verbindbar.

Im Wellenformdiagramm von Figur 4 sind für die vier Zeitintervalle T0-T 1 , T1 -T2, T2-T3, T3-T4 von oben nach unten die Spannungen an den Schaltern QS1 , QS2, QS3, QS4, am Klemmkondensator C _Ci am _P , die Ströme durch die Schalter QS3, QS4, QS1 , QS2, durch die Primärwicklung des Transformators Tn, durch den Glättungskondensator C1 DC, und durch die Glättungsinduktivität L2 dargestellt.

Nachfolgend werden die vier Zeitintervalle gemäß den Schritten 56 - 62 von Figur 2 des erfindungsgemäßen (Prälade-) Verfahrens erläutert.

In Figur 5 ist der Schaltzustand im Schritt 56 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem ersten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T0 und T 1 entspricht, wobei der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist. Während des Zeitintervalls TO-T 1 sind die sekundärseitigen Schalter QS2 und QS3 leitend, während die Schalter QS1 und QS4 gesperrt sind. Primärseitig können alle MOSFET-Schalter gesperrt sein, da der Stromfluss über die Bodydioden der Schalter QP2 und QP3 erfolgen kann. Es ist allerdings auch möglich, die primärseitigen Schalter QP2 und QP3 zu schließen, um Verluste zu verringern.

Ausgehend von einem Zustand, bei dem der Glättungskondensator C1 DC entladen und der Klemmkondensator C _Ci am _P geladen ist, fließt dessen Ladung über den Schalter QS2, die gesamte Sekundärwicklung des Transformators Tn und den Schalter QS3. Der dadurch in der Primärwicklung induzierte Strom lädt über die Schalter QP2 und QP3 bzw. deren Bodydioden den Glättungskondensator C1 DC. Wie in dem Wellenformdiagramm zum Schalter QS3 (Diagramm 6 von oben in Figur 4) zu erkennen ist, steigt der Strom aufgrund der Serienresonanz des Klemmkondensators C _damP mit einer Streuinduktivität Li _eak des Transformators Tn zunächst gemäß einer Sinus- Halbwelle bis zur Mitte des Zeitintervalls T0-T 1 an, um danach wieder abzusinken. Am Ende dieses Zeitintervalls T0-T 1 ist dabei die Spannung am Klemmkondensator C _C iam _P fast auf 0V gesunken (Diagramm 5 in Figur 4). Da sich ein Strom durch die

Glättungsinduktivität L2 gleichmäßig auf beide Wicklungsabschnitte der Sekundärspule des Transformators Tn aufteilt, trägt die Glättungsinduktivität L2 nicht zur oben

besprochenen Resonanz bei.

Die Dauer des Zeitintervalls T0-T1 wird aufgrund der Resonanzfrequenz bestimmt, die wiederum abhängt von der Kapazität des Klemmkondensators C _C iam _P und der

Streuinduktivität Li _eak bzw. wird umkehrt die benötigte Kapazität des Klemmkondensators C _damp ausgehend von einer gewünschten Schaltfrequenz, z.B. 60kHz, bestimmt.

Um beispielsweise einen Glättungskondensator C1 DC mit einer Kapazität von 2mF auf eine angenommene Spannung der Primärbatterie 12 von 475V zu laden, ist eine Energie von etwa 225 kJ nötig. Unter Annahme eines Wirkungsgrades von 90% bestimmt sich die

Kapazität des Klemmkondensators C clamp

Mit

Chv = 2mF Kapazität des Glättungskondensators C1 DC

Vcaphv = 475V Spannung der Primärbatterie

Fswpre = 60kHz Schaltfrequenz

Tcharge = 0,2s Zeitraum, um den Glättungskondensator C1 DC auf Vcaphv zu laden Hpre = 90% Wirkungsgrad

Vclamp = 35V Anfangsspannung am Klemmkondensator C _C iam _P

Eine typische Kapazität des Klemmkondensators C _C iam _P beträgt damit 20pF, um

Toleranzen und Spannungsabfälle von resistiven Bauteilen zu kompensieren. Bei Wahl einer höheren Schaltfrequenz kann die Kapazität C _C iam _P geringer gewählt werden.

Damit bestimmt sich die Resonanzfrequenz gemäß 1

F res :=

(2 n Cciamp - L_l_sec )'

Wobei„L_l_sec“ die Streuinduktivität Li _eak des Transformators für die beiden

Teilabschnitte der Sekundärwicklung in Serie ist. Die Streuinduktivität Li _eak muss so gewählt sein, dass der Spitzenstrom geringer ist als der Nennstrom der sekundärseitigen Schalter QS1 - QS4. Ein optimaler Wert für L_l_sec/Li _eak beträgt c. 90 nH. Damit ergibt sich eine Resonanzfrequenz von ca. 1 17 kHz.

Sofern der Transformator T _r nicht mit einer geeignet großen Streuinduktivität ausgeführt werden kann, so kann gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung eine zusätzliche

Anpassungsinduktivität mit der Primärwicklung des Transformators T _r in Serie geschaltet werden.

In Figur 6 ist der Schaltzustand im Schritt 58 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem zweiten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T 1 und T2 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist.

Zum Zeitpunkt T 1 wird der Schalter QS3 geöffnet, so dass nunmehr der

Klemmkondensator C _ciamp über die an den sekundärseitigen (+) und (-) Klemmen konnektierten Niedervolt- Sekundärbatterie 20 (Figur 1 ) mit der Sekundärspannung V2 _D c geladen wird. Dabei fließt der Strom über die Glättungsinduktivität L2 vom Mittelabgriff der Sekundärwindung über beide Windungshälften in entgegengesetzte Richtungen, wodurch sich die induzierten Magnetfelder aufheben und damit auf der Primärseite des

Transformators T _M keine Spannung induziert wird. Um die beiden Teilströme wirklich gleich groß und die Verluste gering zu halten ist es zweckmäßig, wenn der Schalter QS4 in den leitenden Zustand versetzt wird und der entsprechende Teilstrom nicht über dessen Bodydiode fließen muss. Im fünften Wellenformdiagramm von Figur 3 lässt sich sehen, wie die Spannung am Klemmkondensator C _ciamp während dieses Zeitintervalls T 1 - T2 wieder ansteigt.

In Figur 7 ist der Schaltzustand im Schritt 60 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem dritten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist.

In diesem Zeitintervall T2-T3 ist der sekundärseitige Schalter QS2 geöffnet und QS1 leitend, wobei der Schalter QS4 leitend bleibt (so dass analog zum ersten Zeitintervall T0- T1 erneut eine Entladung des Klemmkondensators C _C iam _P erfolgt, nur erfolgt der

Stromfluss durch die Sekundärwindung des Transformators T _M in umgekehrter Richtung. Damit wird analog zum ersten Zeitintervall T0-T 1 primärseitig ein Strom induziert, der in umkehrter Richtung fließt wie im ersten Zeitintervall T0-T 1. Mittels dieses Stromes wird erneut der Glättungskondensator C1 DC geladen, und zwar zumindest über die Bodydioden der beiden primärseitigen Schalter QP1 und QP4, welche zur Verringerung der Verluste auch leitend sein können. Zum Zeitpunkt T3 ist die Spannung am Klemmkondensator Cclamp wieder auf nahe Null abgefallen.

In Figur 8 ist der Schaltzustand im Schritt 62 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem vierten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist. In diesem Zeitintervall T3-T4 wird der sekundärseitige Schalter QS1 geöffnet und es erfolgt eine erneute Aufladung des Klemmkondensators C _C iam _P identisch zum oben beschriebenen zweiten Zeitintervall T1 -T2.

Anschließend erfolgt ein weiterer Ladezyklus mit den Schritten 58 - 62.

Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungsbeispiele näher illustriert und erläutert wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele

eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen. Es ist daher klar, dass eine Vielzahl von Variationsmöglichkeiten existiert. Es ist ebenfalls klar, dass beispielhaft genannte Ausführungsformen wirklich nur Beispiele darstellen, die nicht in irgendeiner Weise als Begrenzung etwa des Schutzbereichs, der Anwendungsmöglichkeiten oder der

Konfiguration der Erfindung aufzufassen sind. Vielmehr versetzen die vorhergehende Beschreibung und die Figurenbeschreibung den Fachmann in die Lage, die beispielhaften Ausführungsformen konkret umzusetzen, wobei der Fachmann in Kenntnis des offenbarten Erfindungsgedankens vielfältige Änderungen beispielsweise hinsichtlich der Funktion oder der Anordnung einzelner, in einer beispielhaften Ausführungsform genannter Elemente vornehmen kann, ohne den Schutzbereich zu verlassen, der durch die Ansprüche und deren rechtliche Entsprechungen, wie etwa weitergehenden

Erläuterungen in der Beschreibung, definiert wird. Bezugszeichenliste

10 Batterie-Wandler-System

12 Primärbatterie

14 Relaisschalter

15 Hochvoltbus

16 Glättungskondensator

18 DC-DC-Wandler

20 Sekundärbatterie

22 Kontrolleinrichtung

50-62 Schritte

C _damp Klemmkondensator

C1 DC Glättungskondensator

Li _eak . Streuinduktivität des T ransformators

L2 Glättungsinduktivität

QP1..4 MOSFET-Schalter

QS1..4 MOSFET-Schalter

T _ri Transformator

T0-T 1 Zeitintervall

T1 -T2 Zeitintervall

T2-T3 Zeitintervall

T3-T4 Zeitintervall