Systeme zum Empfang digitaler Daten benötigen in der Regel eine Einrichtung zur Rückgewinnung des im Signal implizit enthaltenen Datentaktsignals. Dazu gibt es prinzipiell zwei Ansätze : 1. Die Taktregelschleife enthält die Schaltung, die den Abtasttakt des Analog/Digital - Wandlers (ADC) liefert (z. B. VCXO). 2. Das Taktsignal des ADCs ist asynchron zum Da- tentakt. Eine voll digitale Regelschaltung berechnet durch Interpolation aus den Ausgangswerten des ADCs Abtastwerte in einem Taktraster, das synchron zum Datentakt ist. Es sind Schaltungen bekannt, die diese Aufgabe im Basisband lösen.

Die meisten Anwendungen besitzen vor oder nach dem ADC Fil- ter, die das Signal, das verarbeitet werden soll, selektie- ren, d. h. Nachbarsignale und sonstige Störsignale unterdrük- ken. Diese Filter sind in der Regel für eine feste Bandbreite bzw. Datenrate optimiert, wie z. B. Oberflächenwellenfilter.

An das Filter werden meist hohe Anforderungen bezüglich der Phasenlinearität gestellt, um die Impulsform der Datensignale nicht zu verzerren.

Die grundlegenden Theorien hinsichtlich einer volldigitalen Taktrückgewinnung bei digitalen Modems durch Interpolation sind bereits aus dem Artikel von Floyd M. Gardener"Inter- polation in Digital-Modems - Part I : Fundamentals"bekannt.

Dieser Artikel erschienen in der Zeitschrift IEEE Transacti- ons on Communications, Vol. 41, Nr. 3, März 1993.

Ein weiterer Lösungsansatz im Stand der Technik besteht dar- in, vor dem ADC analoge Filter mit steuerbarer Bandbreite einzu-setzen. Diese Filter sind aber teuer und insbesondere in CMOS - Technologie schwer auf einem Schaltkreis zu inte- grieren. Analoge Filter besitzen prinzipiell Phasenverzerrun- gen, die mit zusätzlichen Schaltungen reduziert werden müs- sen. Außerdem muß die Abtastfrequenz des ADCs an die Signal- bandbreite angepaßt werden. Ein anderer Ansatz besteht darin, vor der Taktrückgewinnung ein mehrstufiges digitales Selekti- onsfilter vorzusehen und die Feinjustierung der Abtastfre- quenz wieder durch Interpolation durchzuführen. Nach jeder Stufe dieses Filters wird die Abtastrate um einen festen Fak- tor reduziert. Dieser Ansatz hat den Nachteil, daß für kleine Bandbreiten sehr viele Filterstufen benötigt werden und das Filter damit sehr aufwendig wird. Außerdem führt die feste Stufung dazu, daß nicht alle Störkomponenten unterdrückt wer- den können, was i. a. zu einer Aufwandserhöhung im nachfolgen- den Interpolator führt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein mit geringem Aufwand realisierbares Verfahren zur digitalen Taktrückgewinnung und selektiven Filterung anzugeben.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Unteransprüche geben bevorzugte Ausführungsformen der Er- findung an.

Diese Erfindung verwendet als Ansatz ein Filter gemäß der Er- findung"Nichtrekursives digitales Filter und Verfahren zur Berechnung der Koeffizienten dieses Filters"desselben Erfin- ders und kombiniert es mit einer Variante einer bekannten Taktrückgewinnungsschaltung mit Interpolationsfilter. Dabei wird der Ansatz, Filterkoeffizienten aus den Koeffizienten eines Prototypfilters abzuleiten, erweitert, um zusätzlich eine für die Interpolation des Datensignals benötigte varia-

ble Verzögerung, die i. a. kleiner als die Periodendauer des ADC-Taktsignals sein muß, zu bewerkstelligen. Außerdem wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, daß die Filterbandbreite stets proportional zur Datenrate ist, d. h. die Bandbreite und der Dezimationsfaktor des Filters stehen in einem festen Ver- hältnis zueinander. Qualitativ folgt daraus, daß für die Be- rechnung eines Ausgangswertes des Filters um so mehr Zeit zur Verfügung steht, je kleiner die Datenrate bzw. die Bandbreite des Filters ist. Andererseits werden zur Berechnung des Aus- gangswertes bei kleinerer Bandbreite aber auch mehr Koeffizi- enten benötigt. Quantitativ bedeutet das, daß unabhängig von der Datenrate bzw. der Filterbandbreite immer dieselbe Anzahl an arithmetischen Operationen pro Sekunde benötigt wird. Eine geeignete Schaltung wird im folgenden beschrieben. Eine auf- wandsoptimierte Variante für den Fall, daß der Arbeitstakt der Schaltung höher ist als der Abtasttakt am Filtereingang wird ebenfalls vorgestellt.

Die unten beschriebenen Schaltungen haben zwei Aufgaben zu lösen : 1. Es müssen Tiefpässe mit einer zur Datenrate proportionalen Bandbreite realisiert werden, um benachbarte Signale zu un- terdrücken.

2. Es muß durch Interpolation ein zum Datentakt phasensyn- chrones Ausgangssignal erzeugt werden, da der Abtasttakt des Eingangssignals nicht synchron zum Datentakt ist (freilaufender Oszillator).

Zur Lösung der zweiten Aufgabe wird üblicherweise eine Regel- schleife eingesetzt, die aus einem Phasendetektor, einem Schleifenfilter und einem digitalen Oszillator (DTO) besteht.

Der Oszillator wird als überlaufender Akkumulator realisiert.

Tritt ein Überlauf auf, so wird aus den Abtastwerten des Ein- gangssignals ein Abtastwert interpoliert, der den Phasende- tektor und nachfolgende Schaltungen speist. Im eingeschwunge-

nen Zustand liegt ein Teil dieser interpolierten Werte - wie gewünscht - in der Mitte der Datenimpulse. Meistens besitzt das interpolierte Signal eine Abtastfrequenz, die der doppel- ten Datenrate (bzw. Symbolrate bei zweidimensionaler Daten- übertragung wie z. B. QPSK oder QAM) entspricht. Da die beiden Taktsignale asynchron sind, liegen die Abtastzeitpunkte des zu interpolierenden Signals i. a. zwischen den Abtastzeitpunk- ten des Eingangssignals. Deshalb wird aus dem Zustand des DTOs nach dem Überlauf ein Signal abgeleitet, das den zeitli- chen Abstand des gewünschten Abtastzeitpunktes zum letzten Abtastzeitpunkt des Eingangssignals angibt. Um diesen Betrag muß das Eingangssignal durch das Interpolationsfilter zeit- lich verschoben werden.

Die vorliegende Erfindung löst diese Aufgabe dadurch, daß bei der Interpolation der Filterkoeffizienten aus den Koeffizien- ten eines Prototypen nicht nur die gewünschte Bandbreite be- rücksichtigt wird, sondern auch die gewünschte zeitliche Ver- schiebung. Damit ist auch angedeutet, wie die Erfindung die erste Aufgabe löst. Die Bandbreite des dezimierenden Interpo- lationsfilters muß an die Datenrate angepaßt werden. Dazu kann z. B. das Ausgangssignal des Schleifenfilters verwendet werden. Im eingeschwungenen Zustand ist dieses Signal propor- tional zur Differenz zwischen der gewünschten Interpolations- rate und der Ruhefrequenz des DTOs. Da diese Ruhefrequenz vorgegeben ist, kann ein Signal gebildet werden, das genau proportional zur gesuchten Bandbreite des Filters ist. In der Regel besitzt das Schleifenfilter einen Integralanteil, des- sen Ausgangssignal prinzipiell dieselben Eigenschaften be- sitzt, gepaart mit dem zusätzlichen Vorteil, daß dieses Si- gnal wesentlich rauschärmer als das Ausgangssignal des Ge- samtfilters ist.

Werden für eine Bandbreite fcl des dezimierenden Interpola- tionsfilters M1 Koeffizienten zur Berechnung von Ausgangswer- ten mit der Rate fal benötigt, so werden bei der vorgeschla- genen Methode zur Berechnung der Filterkoeffizienten für eine

Bandbreite fc2 und eine Ausgangsrate fa2 = fal *fc2/fcl nun M2 = Ml * fcl/fc2 Koeffizienten benötigt. Daraus folgt, daß in beiden Fällen dieselbe Verarbeitungsgeschwindigkeit benö- tigt wird, da fal*Ml = fa2*M2 ist. Daraus folgt, daß es prin- zipiell möglich ist, die Filterberechnung unabhängig von der Datenrate stets mit derselben Anzahl an Arithmetikelementen durchzuführen.

Der Prototyp wird für eine Bandbreite fc bei einer Abtastfre- quenz fa dimensioniert. Die beiden Kennfrequenzen sind im Prinzip beliebig, im Einzelfall muß fc aber so klein gewählt werden, daß unter Berücksichtigung der gewählten Methode zur Interpolation der Koeffizienten den Genauigkeitsanforderungen der jeweiligen Anwendung Rechnung getragen wird. Soll das de- zimierende Interpolationsfilter eine Bandbreite fc2 - passend zur Abtastrate fa2 nach der Dezimation - besitzen und bei ei- ner Abtastfrequenz fal betrieben werden, so ergibt sich ein <BR> <BR> <BR> <BR> "Dehnungsfaktor"d = (fc2/fc) * (fa/fal), d. h. das Abtastraster des Prototypen muß um den Faktor d"gedehnt"werden.

Sollen die Abtastwerte des Datensignals mit der Abtastfre- quenz fa2 interpoliert werden, so muß der DTO der Regel- schleife mit dem Inkrement 01= fa2/fal betrieben werden (Iwird vom DTO geliefert, siehe oben). Dabei wird angenom- men, daß der DTO mit der Abtastfrequenz fal betrieben wird und beim Wert 1 überläuft (d. h. die Ausgangswerte des DTOs liegen zwischen 0 und 1). Der Ausgangswert 10 nach dem Über- lauf kann maximal den Wert 01 aufweisen.

Es gelte die Definition : Die Koeffizienten des Prototypen sitzen an Stellen t = n mit n = 0, 1, usw..

Daraus folgt : Die zu interpolierenden Koeffizienten des benötigten Filters sitzen an den Stellen t = At+ k*d mit k = 0, l, usw., wobei

der Wert At von der Regelschleife festgelegt wird. Der Term k*d kann umgeformt werden in k*01* (fa/fc) * (fc2/fa2) = k*01*r, wobei r ein konstanter Faktor ist (fa/fc wird beim Entwurf des Prototypen festgelegt und fc2/fa2 ist problembe- dingt eine Konstante). Daraus folgt ebenso t = Ot + k*d = <BR> <BR> (IO + k*tl) *r, wobei 10 + k*01 - abgesehen von Rauschtermen - die Ausgangswerte des DTO im eingeschwungenen Zustand dar- stellen. Damit gilt insbesondere At = IO*r, d. h. der Aus- gangswert des DTOs nach einem Überlauf wird, nachdem er mit der Konstante r multipliziert wurde, als Startwert für die Interpolation der Filterkoeffizienten verwendet.

Im folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläu- tert. Es zeigt : Figur 1 ein Prinzipschaltbild für die Trägerrückgewinnung mit dezimierendem Interpolationsfilter ; Figur 2 eine Detaildarstellung des digitalen Oszillators der Fig. 1 ; Figur 3 eine kombinierte Einheit zur Berechnung sowohl der Filterkoeffizienten als auch der Filterausgangswerte ; Figur 4 eine Detaildarstellung einer Arithmetikeinheit der Fig. 3 ; Figur 5 eine Detaildarstellung einer MAC-Einheit der Fig. 4 ; Figur 6 eine modifizierte Arithmetikeinheit für den Fall, daß mindestens N Arbeitstakte pro Takt des Eingangssignals zur Verfügung stehen.

Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild der Trägerrückgewinnung mit dezimierendem Interpolationsfilter. Es ist die Regel- schleife zur Taktrückgewinnung dargestellt, die aus einer

Koeffizienten- und Filterberechnungseinheit 10, einem Phasen- detektor 12, einem Schleifenfilter 14 und einem digitalen Os- zillator 16 besteht. Die Eingangssignale werden dabei der Koeffizienten- und Filterberechnungseinheit 10 zugeführt, die aus diesen Eingangssignalen die Ausgangssignale errechnet.

Die Ausgangssignale werden nicht nur dem Ausgang, sondern auch dem Phasendetektor 12 zugeführt, der wiederum mit dem Schleifenfilter 14 verbunden ist. Der Ausgang des Schleifen- filters 14 wird dem digitalen Oszillator 16 zugeführt. Der digitale Oszillator 16 gibt die Signale"DTO-Ausgang", "Überlaufsanzeige"und"Inkrement"zur Steuerung der Koeffi- zienten- und Filterberechnungseinheit 10 an diese aus.

Figur 2 zeigt eine Detaildarstellung des digitalen Oszilla- tors 16 (DTO).

Der DTO 16 besteht im Kern aus einem Akkumulator 20 mit Über- lauf ("wrap around ", sägezahnförmigesAusgangssignal). Dieser Akkumulator 20 wird von einem Inkrement gespeist, das durch Addition des Ausgangssignals des Schleifenfilters 14 mit ei- nem Wert InkrO gebildet wird. Der Wert InkrO legt dabei die sog. Ruhefrequenz des DTOs 16 fest. Das DTO-Inkrement wird an die Koeffizientenberechnungseinheit 10 weitergereicht. (Hier kann auch der Wert InkrO + Integralanteil des Ausgangssignals des Schleifenfilters ausgegeben werden). Weiter wird bei je- dem Akkumulator - Überlauf eine neue Berechnung eines Filter- ausgangswertes durch die Überlaufsanzeige 22 des Akkumulators 20 angestoßen.

Im übrigen umfaßt der DTO 16 eine Summiereinheit 24, in der der Ausgang des Schleifenfilters 14 und der Wert InkrO ad- diert werden. Am Ausgang dieses Addierers 24 kann der Wert "Inkrement", der der aktuellen Summe des Ausgangs des Schlei- fenfilters 14 mit dem Wert InkrO entspricht, entnommen wer- den. Der Inhalt des Akkumulators 20 steht am DTO-Ausgang 26 zur Verfügung.

Figur 3 zeigt die Koeffizienten- und Filterberechnungseinheit 10, die zur Berechnung der Filterausgangswerte dient, im De- tail.

Das Eingangssignal speist mehrere parallel arbeitende Arith- metikeinheiten 30. Jede dieser Einheiten 30 berechnet einen zukünftigen Ausgangswert des Filters. Die Anzahl N der benö- tigten Einheiten 30 wird durch die Anzahl der Koeffizienten des Prototypfilters festgelegt (N 2 1/r* (Anzahl der Koeffi- zienten des Prototypfilters) und N ganzzahlig). Wird ein DTO- Überlauf signalisiert, wird der Ausgangswert derjenigen Arithmetikeinheit 30, die zu diesem Zeitpunkt die Filterbe- rechnung bereits beendet hat, über einen Wahlschalter 32 in den Ergebnisspeicher 34 kopiert. Anschließend wird diese Arithmetikeinheit 30 initialisiert. Die Steuereinheit 36 be- sitzt im Kern einen "modulo-Zähler", zyklisch die Arith- metikeinheiten 30 adressiert. Dieser Zähler wird mit jedem DTO-Überlauf inkrementiert.

Der Aufbau der Koeffizienten- und Filterberechnungseinheit 10 ist also folgendermaßen : Das Eingangssignal wird allen N Arithmetikeinheiten 30 zugeführt. Ebenso wird allen diesen Einheiten der Ausgangswert 26 des DTOs 16 und dessen Inkre- ment-Signal zugeführt. Zusätzlich ist eine Steuereinheit mit einem "modulo-Zähler"vorgesehen, die N Ausgänge aufweist, von denen jeder selektiv mit einer der Arithmetikeinheiten verbunden ist. Der Zähler in dieser Steuereinheit 36 wird mit der Überlaufsanzeige des DTOs 16 weitergezählt. Gleichzeitig wird bei jedem Überlauf der Befehl"laden"für den Ergeb- nisspeicher ausgegeben.

Figur 4 zeigt die Arithmetikeinheit 30 im Detail.

Die Arithmetikeinheit 30 umfaßt eine MAC-Einheit 40, wie sie in Fig. 5 näher dargestellt ist. Diese MAC-Einheit 40 wird mit dem Eingangssignal gespeist und liefert daraus ein Aus- gangssignal an den Wahlschalter 32. Weiter besitzt diese

Arithmetikeinheit 30 einen Akkumulator mit Skalierer, der die Werte Inkrement des DTO 16 und Ausgangswert 26 des DTO 16 zwischenspeichert und skaliert. Diese Werte werden dann einer Koeffizienten-Berechnungseinheit 44 zugeführt, die die Koef- fizienten für die MAC-Einheit 40 liefert. Zu diesem Zweck ist die Koeffizienten-Berechnungseinheit 44 mit einem Koeffizien- tenspeicher 46 verbunden, aus dem jeweils die entsprechenden Koeffizientenwerte für den Prototypfilter ausgelesen werden können.

Der Aufbau der MAC-Einheit 40 ist in Fig. 5 detailliert dar- gestellt. Die MAC-Einheit 40 umfaßt einen Multiplizierer 52, dem das Eingangssignal und der entsprechende Koeffizient von der Koeffizienten-Berechnungseinheit 44 zugeführt werden. Der Ausgangswert des Multiplizierers wird in dem Akkumulator 50 gespeichert. Dadurch stellt der Akkumulator 50 permanent das Ausgangssignal zur Verfügung, welches dann dem Wahlschalter 32 zugeführt wird. Durch den Selektier/Initialisier-Befehl von der Steuereinheit 36 wird der Akkumulator 50 zurückge- setzt.

Die Arithmetikeinheit 30 funktioniert also folgendermaßen : Wird die Arithmetikeinheit 30 von der Steuereinheit 36 selek- tiert, wird 1. der Akkumulator 50 der MAC-Einheit 40 zurück- gesetzt, 2. wird der Akkumulator 42 vor der Koeffizientenbe- rechnungseinheit 44 mit dem momentanen Ausgangswert 26 des DTOs 16 (Wert nach dem Überlauf) geladen, 3. wird der momen- tane Inkrementwert des DTOs 16 gespeichert. Nach der Initia- lisierung wird dieses Inkrement bei jedem Abtasttakt des Ein- gangssignals akkumuliert.

Der Ausgangswert des Akkumulators 42 wird bei jedem Ein- gangstakt mit dem Wert"r"skaliert. Das Ergebnis definiert die Position, an der ein Koeffizient aus den Koeffizienten des Prototypfilters interpoliert werden muß (die Interpolati- onsmethode ist prinzipiell beliebig). Der berechnete Koeffi-

zient wird mit dem aktuellen Filtereingangswert multipliziert und anschließend akkumuliert.

Die Figur 6 zeigt eine modifizierte Ausführungsform der Er- findung, die dann eingesetzt werden kann, wenn mindestens N Arbeitstakte pro Takt des Eingangssignals zur Verfügung ste- hen. In diesem Fall werden nicht N Arithmetikeinheiten 30 be- nötigt, sondern es genügt ein einziger Multiplizierer 152 so- wie eine einzige Einheit 144 zur Berechnung der Filterkoeffi- zienten (inklusive ROM 146 und Skalierer).

Die Figur 6 zeigt also eine modifizierte Koeffizienten- und Filterberechnungseinheit 10, die ebenso wie die vorher in den Figuren 2 bis 5 beschriebene Koeffizienten- und Filterberech- nungseinheit 10 an der entsprechenden Stelle in Figur 1 ein- gesetzt werden kann. Hier wird das Eingangssignal nur einem einzigen Multiplizierer 152 zugeführt, von dort jedoch auf N Akkumulatoren 150 selektiv verteilt, und von diesen wiederum dem Ergebnisspeicher 134 zugeführt. Der Ergebnisspeicher 134 enthält dann stets das Ausgangssignal. Auch hier ist eine Steuereinheit 136 vorgesehen, die mit der Überlaufsanzeige des DTOs 16 verbunden ist, und einen"modulo-Zähler"zur An- steuerung der N Akkumulatoren 150 umfaßt. Auch hier wird der Multiplizierer 152 von der Koeffizienten-Berechnungseinheit 144 angesteuert, die wiederum die Werte der Prototyp-Koeffi- zienten aus dem ROM-Speicher 146 ausliest. Zusätzlich sind N Akkumulatoren 142 vorgesehen, die N verschiedene Werte für das Inkrement des DTOs 16 und den Ausgangswert 26 des DTOs 16 speichern. Auch diese Akkumulatoren erhalten ihren Ladebefehl selektiv aus der Steuereinheit 136.

Die Einheit wird zyklisch von einem der N Akkumulatoren ange- steuert. Die N Akkumulatoren hinter dem Multiplizierer können zu einer Schaltung zusammengefaßt werden, die einen Addierer und N Speicherzellen enthält.