技术领域

本发明涉及通信领域， 具体而言， 涉及一种上行控制信道的解码方法和 装置。

背景技术

LTE(Long Term Evolution,长期演进)项目是 3G的演进，是 3G与 4G技术 之间的一个过渡， 是 3.9G的全球标准， 在 20MHz频谱带宽下能够提供下行 100Mbit/s与上行 50Mbit/s的峰值速率， 改善了小区边缘用户的性能， 提高小 区容量和降低系统延迟。

LTE的技术目标可以概括为： 容量提升： 在 20MHz带宽下， 下行峰值速 率达到 100 Mbit/s, 上行峰值速率达到 50 Mbit/s。 频谱利用率达到第三代合 作伙伴计划 (3GPP) R6规划值的 2 ~ 4倍； 覆盖增强： 提高小区边缘比特率， 在 5km区域满足最优容量， 30km区域轻微下降， 并支持 100km的覆盖半径； 移动性提高： 0~15km/h性能最优， 15 ~ 120 km/h高性能，支持 120 ~ 350 km/h, 甚至在某些频段支持 500km/h等等。

目前，对于上行控制信道（ PUCCH )，多个 UE复用在同一个资源块（ RB ) 上， 当没有频偏或者小频偏下可以获得高性能， 然而随着移动速度的提高， 当 UE在高速移动的环境中， 由于快速移动引入的多普勒频移，导致 UE的解 码性能恶化。 发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种上行控制 信道的解码方法和装置， 以提高解码性能。

为解决以上技术问题， 本发明提供一种上行控制信道的解码方法， 该方 法包括：

解析分离步骤， 利用扩频序列对接收的上行控制信道数据进行 解析， 将 用户设备（ UE )复用在同一个资源块（ RB )每个符号上的频域数据进行分离， 得到每个 UE的频域数据；

频偏估计补偿步骤，同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位相互错开 时， 对每个 UE的频域数据进行频偏估计和频偏补偿； 以及

解码处理步骤， 对频偏补偿后的数据进行后续解码处理。

优选地，所述将 UE复用在同一个 RB每个符号上的频域数据进行分离包 括：

通过区分循环移位或， 循环移位和正交序列索引号将所述 UE复用在每 个符号上的频域数据进行分离。

优选地， 所述频偏估计补偿步骤还包括：

判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位是否相互错开； 如相互错开， 则继续执行所述频偏估计补偿步骤， 若未相互错开， 直接 进行后续解码处理；

其中， 所述对每个 UE的频域数据进行频偏估计和频偏补偿包括：

利用共轭相乘结果进行频偏估计； 以及

利用得到的频偏估计值对所述频域数据进行频 偏补偿。

优选地，判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位是否相互错开包 括： 先判断循环移位间隔是否为 3 , 若为 3 , 则认为同一 RB上所有 UE在同 一时隙内的循环移位相互错开， 否则若不为 3 , 则再判断同一 RB上所有 UE 在同一时隙内的循环移位是否相互错开。

优选地， 所述解码处理步骤包括：

针对频偏补偿后的数据进行不连续发射（DTX )判决； 以及

判断为连续发射且数据格式为 l a或 lb时， 进行均衡合并和解调。

优选地， 在进行 DTX判决前， 所述解码处理步骤还包括： 先对频偏补偿 后的数据进行解块扩展， 得到数据位检测窗和导频位检测窗， 并根据所述数 据位检测窗和所述导频位检测窗计算噪声功率 和每个 UE的信号功率； 所述进行 DTX判决包括：

若所述信号功率与所述噪声功率的比值大于预 设阔值， 则判定为连续发 射， 若所述比值小于等于所述预设阔值， 则判定为不连续发射。

优选地， 在所述对每个 UE的频域数据进行频偏估计之前， 所述频偏估 计补偿步骤还包括：

消除每个 UE的频域数据中不同符号间的循环移位偏移；

所述对每个 UE的频域数据进行频偏估计包括：

利用消除偏移后的频域数据执行频偏估计。

为解决以上技术问题， 本发明还提供了一种上行控制信道的解码装置 ， 该装置包括：

解析分离模块， 其设置为利用扩频序列对接收的上行控制信道 数据进行 解析， 将用户设备（UE )复用在同一个资源块（RB )每个符号上的频域数据 进行分离， 得到每个 UE的频域数据；

频偏估计补偿模块，其设置为同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位 相互错开时， 对每个 UE的频域数据进行频偏估计和频偏补偿； 以及

解码处理模块， 其设置为对频偏补偿后的数据进行后续解码处 理。

优选地， 所述解析分离模块， 是设置为通过区分循环移位， 或循环移位 和正交序列索引号将所述 UE复用在每个符号上的频域数据进行分离。

优选地， 所述频偏估计补偿模块包括：

共轭相乘子模块，其设置为同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位相 频偏估计子模块， 其设置为利用共轭相乘结果进行频偏估计； 以及 频偏补偿子模块， 其设置为利用得到的频偏估计值对所述频域数 据进行 频偏补偿；

所述频偏估计补偿模块还包括：

判断解码子模块，其设置为判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移 位是否相互错开， 以及在判断未相互错开时， 对每个 UE的频域数据直接进 行后续解码处理。

优选地，所述判断解码子模块判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环 移位是否相互错开， 是设置为先判断循环移位间隔是否为 3 , 若为 3 , 则认为 同一 RB上所有 UE在同一时隙内的循环移位相互错开， 若不为 3 , 则再判断 同一 RB上所有 UE在同一时隙内的循环移位是否相互错开。

优选地， 所述解码处理模块包括：

不连续发射（DTX )判决子模块， 其设置为针对频偏补偿后的数据进行 不连续发射（DTX )判决； 以及

解调处理子模块，其设置为在判断为连续发射 且数据格式为 la或 lb时， 进行均衡合并和解调。

优选地， 解码处理模块还包括功率计算模块， 其设置为对频偏补偿后的 数据进行解块扩展， 得到数据位检测窗和导频位检测窗， 并根据所述数据位 检测窗和所述导频位检测窗计算噪声功率和每 个 UE的信号功率； 所述 DTX 判决子模块， 是设置为根据所述噪声功率和所述信号功率对 所述每个 UE发 送的数据进行 DTX判决， 若信号功率与噪声功率的比值大于预设阔值， 则判 定为连续发射， 若所述比值小于等于所述预设阔值， 则判定为不连续发射。

优选地， 所述频偏估计补偿模块还包括偏移消除子模块 ， 其设置为消除 每个 UE的频域数据中不同符号间的循环移位偏移； 所述共轭相乘子模块及 频偏补偿子模块是设置为， 利用消除偏移后的频域数据进行处理。

本发明方法和装置，在同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位相互错 开时， 对上行控制信道增加频偏估计和补偿， 在无频偏或者小频偏下仅有小 的性能损失； 在大频偏情况下， 大大提高了 DTX的解码准确性。 附图概述

图 1是本发明实施例上行控制信道的解码方法的� �意图；

图 2是上行控制信道 PUCCH, 标准 CP时， 格式 1/la/lb时导频位和数 据位的分布示意图；

图 3是上行控制信道 PUCCH, 扩展 CP时， 格式 1/la/lb时导频位和数 据位的分布示意图；

图 4是格式 1/la/lb, A ^CH =3时， 标准 CP时不同 UE循环移位 和正交 序列索引号 的分布示意图；

图 5是频偏估计补偿的流程示意图；

图 6是消除符号间循环移位偏移前的循环移位示� �图；

图 7是消除符号间循环移位偏移后的循环移位示� �图；

图 8是频偏估计补偿后的后续解码处理流程示意� �；

图 9是本发明实施例上行控制信道的解码装置的� �意图；

图 10是本发明实施例上行控制信道的解码装置的� ��一示意图。 本发明的较佳实施方式

下文将结合附图对本发明的实施例进行详细说 明。 需要说明的是， 在不 冲突的情况下， 本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互 组合。

如图 1所示， 上行控制信道的解码方法包括：

步骤 101 , 解析分离步骤， 利用扩频序列对接收的上行控制信道数据进 行解析， 将用户设备（UE )复用在同一个资源块（RB )每个符号上的频域数 据进行分离， 得到每个 UE的频域数据；

图 2为 LTE系统中的上行控制信道（PUCCH )格式 1/la/lb时导频位和 数据位的分布示意图， 其中， 上行控制信道釆用的是标准循环前缀（Normal CP ) , 符号 2, 3 , 4为导频位， 符号 0, 1 , 5和 6为数据位； 图 3给出了另 一种上行控制信道（PUCCH )格式 1/la/lb时导频位和数据位的分布示意图， 图 3 中的上行控制信道釆用的是扩展循环前缀（Ext ended CP ) , 符号 2, 3 为导频位， 符号 0, 1 , 4和 5为数据位。

结合协议 3GPP TS 36.212: "通用陆地无线接入进展 (E-UTRA, Evolved Universal Terrestrial Radio Access) , Physical Channels and Modulation (物理信 道和调制 ) "中的公式（ 1 ) - ( 2 )给出了 UE对上行控制信道格式 1/la/lb的 加扰和块扩展过程。 ,PUCCH PUCCH i - _s RS

mN +mM +n)=w(m)z(m)r^{n) 公式（ 1 )

其中， z( ) = l； r ) ( )是一个长度 /\^ ^CCH =12的循环移位序列， r^(ri) = e ^ian r _uv (n 0≤n<\2 其中^ (")为基序列， «(" _S J)的计算如下:

n ₀ M= L"'(" _s )' /

公式 (2)

₊ » _oc (» _s )modA™ ^H ))modN' modN Normal CP

Extended CP 其中， O,/)根据协议中进行取值， 的计算需要对" _s 为偶数时隙和 奇数时隙分别进行考虑， 的计算参见下述公式， 即公式（ 3 )和公式（ 4 ) 下：

对于偶数时隙《 _s :

I ^PUCCH UC

n'(n _s ) = 公式（ 3 )

- )/Ο « /Δ: 其它 对于奇数时隙《 _s : c(«¼ -!) + !)] ≥ 公式（ ₄ )

PUCCH

'c] + (h odc)N'/ A 's,hift otherwise

2 Normal CP

其中， h = (n'(n _s -l) + d)mod(cN7A d =

0 Extended CP 进行块扩展釆用的正交序列 _WfI (0见以下表 1

表 1

PUCCH

从公式（ 2 )可以看出，不同的 UE数据可以根据循环移位间隔（釆用 ^δ 表示） 的不同通过循环移位 或， 循环移位 '和正交序列索引号 进行区 分。 具体地， 如果 =3 时， 仅通过循环移位就可以把每个符号上的 UE 的频域数据进行分离， 如果 ^δ =1或者 2时， 基站可能就需要根据循环移 位和正交序列索引号来分离 UE数据，如果同一 RB上所有 UE在相同时隙内 的循环移位均相互错开， 即仅通过循环移位就可以把每个符号上的 UE的频 域数据进行分离，否则如果同一 RB上所有 UE在相同时隙内的循环移位出现 重复。 那么基站就需要根据循环移位和正交序列号来 分离 UE数据。 对于

Normal CP, 若将 设置为 3 , 不同 UE '和 ^的取值见图 4。 根据以下公式用扩频序列（以下公式中为 ZC序歹 'j( Zadoff-Chu sequence ) ) 对接收数据进行解析：

.2π

∑ Y _ant (n, It)- ^(ht)r (n) = (Y _ant (n, l,t)- {n))e ^J ^ 公式 (5) 其中， Y _ant (n,l, ) 为频域接收数据， ant = 0,...AntNum-\为天线索引号 , w = 0,...,11为子载波索引号， / = 0,...,6； t = 0,l为时隙索引号； _v («)为母码序列。

假设在用一个 RB上复用 2个 UE数据， 如图 5所示， 2个 UE在时隙 0 中每个符号上的循环移位，对于每个 UE, 可以通过每个符号上的循环移位把 自身的数据分离出来。 消除每个 UE的频域数据中不同符号间的循环移位偏 移； 所述共轭相乘子模块及频偏补偿子模块利用消 除偏移后的频域数据进行 处理。

为了后面处理的方便， 优选地， 消除每个 UE的频域数据中不同符号间 的循环移位偏移， 得到的消除偏移后的频域数据， 记作 S_m 其中， 对于标 准 CP, 7 = 0,1,2,3,4,5,6, 对于扩展 CP, 7 = 0,1,2,3,4,5„ 举例说明具体过程： 参 照图 6, 假设一个 RB上有 2个 UE, 经过步骤 101中用 ZC序列对上行控制 信道的接收数据进行解析，将不同 UE复用在同一个 RB每个符号上的频域数 据进行分离后， UE1在时隙 0对应每个符号上的循环移位分别是： 11、 9、 1、 10、 3、 8、 5; UE 2在时隙 0对应每个符号上的循环移位分别是： 2、 0、 4、 1 、 6 、 11 、 8 ( 每 个 符 号 上 对 应 的 mod( ^ell (¾,/),12) = [ll 9 1 10 3 8 5], _¾ = 0,/ = 0~6 ) ,那么对每个符号上的数据 循环左移 m ₀ d(«: ( ,/)，12)个数后， UE 1在每个符号上的循环移位值变为 0, UE 2在每个符号上对应的循环移位值变为 3 (参照图 7) 。 步骤 102 , 频偏估计补偿步骤， 同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移 位相互错开时， 对每个 UE的频域数据进行频偏估计和频偏补偿；

频偏估计补偿步骤中用到的频域数据可以是直 接分离所得的频域数据， 优选的， 釆用已消除偏移后的频域数据。

如图 5所示， 所述频偏估计补偿步骤包括：

PUCCH , 步骤 501 , 判断循环移位间隔 （ ）是否为 3 , 若为 3 , 则执行步骤 503以及后面的步骤， 否则执行步骤 502;

步骤 502，判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位是否相互错开 , 如是， 则执行步骤 503 以及后面的步骤， 否则直接进行后续编码处理（包括 DTX判决、 均衡合并、 解调等） ；

PUCCH ，

以上步骤 501是优选的判断方式， 因为对于 A 为 3的情形， 同一 RB 、 、 ， PUCCH

上所有 UE在相同时隙内循环移位一定是相互错开， 先判断 是否为 3可 以减少判断的难度。可以理解地，也可以直接 判断同一 RB上所有 UE在相同 时隙内循环移位是否相互错开；

步骤 503 , 将从所述频域数据中提取导频数据和对应的正 交序列^的共 轭相乘， 共轭相乘结果记作 ¾ot ；

其中， 对于标准 CP, / , _ί = 2, 3, 4 , 对于扩展 CP, = 2, 3 ;

UE和网络侧 （如基站）默认选择相同的正交序列；

步骤 504 , 利用 Pilots进行频偏估计；

具体根据以下公式进行频偏估计：

FOE _c ^ue _urr = angle(Pilot · conj、Pilot ^u )/(ΐπ{(Μ _ N) / 14)10- ³ 》

其中" )表示取相位， conj{ )表示共轭。其中（ ^M ' W)的取值可以为（ ₄ , ₂₎ 、 (3, 2)、 （4, 3)或者以上组合得到的相位均值。 M和 N是从导频符号中选择的， 如对于 Normal CP, 导频占用 2、 3、 4符号， 所以 M, N只能从 2、 3、 4中 取值， N的取值只要不和 M重复就可以了。 这里是利用 2个导频符号来估计 频偏的。

可以直接根据频偏估计值进行频偏估计， 为了降低频偏估计的波动性, 利用历史值 FOE: _t 对当前子帧的频偏估计值 FOE _c ^ue _urr 进行滤波， 可使得估计值 更平滑：

FreOffEsf ^e =(\-p)- FOE: _t + p · FOE _c ^ue _urr , 其中 p为滤波因子。

并更新历史值 O _t = FreOffEsf ^e , 用于下一次滤波。

步骤 505： 利用所述频域数据 Sym 对频偏估计值进行频偏补偿。

如果 N = 2 ,

PhoseOffset ^ue =-[-2 -1 0 1 2 3 4]·2π· FreOf^sf ^e ■ ^ ;。— ₃ ；

SymFocT = SymT · e]' ^pha 考 ^efe , 其中 _ρ}ιο8 „ 表示相位偏移，

^W/Foc 表示频偏补偿后的值。 W = _cos (x) + . _s in(x) 是表示复数的一种形 式， _C0S (x)是复数的实部； sin(x)是复数的虚部， j表示复数的虚部。 当常规 CP时， /=0〜6，扩展 CP时， 1=0〜5。

N取其他值时对上述公式做相应调整。

除了以上频偏估计和频偏补偿方法外， 还可以釆用现有其他方法。

步骤 103, 解码处理步骤， 对频偏补偿后的数据进行后续解码处理。 如图 8所示， 解码处理步骤具体包括：

步骤 801, 针对频偏补偿后的数据进行不连续发射 （Discontinuous Transmission, DTX, )判决；

进行 DTX判决前，先对频偏补偿后的数据进行解块扩 展，得到数据位检 测窗和导频位检测窗， 并根据数据位检测窗和导频位检测窗计算噪声 功率和 每个 UE的信号功率； 若信号功率与噪声功率的比值大于预设阔值， 则判定 为连续发射， 否则判定为不连续发射；

步骤 802, 判断为连续发射且数据格式为 la或 lb, 则进行均衡合并和数 字解调； 若判断为连续发射且数据格式为 1或判断为不连续发射， 则处理结 束。

为了便于后续处理， 所述频偏估计模块还包括偏移消除子模块， 其设置 消除每个 UE的频域数据中不同符号间的循环移位偏移； 所述共轭相乘子模 块及频偏补偿子模块利用消除偏移后的频域数 据进行处理。

为了实现以上方法， 本发明还提供了一种上行控制信道的解码装置 ， 如 图 9所示， 该装置包括：

解析分离模块 91 , 其设置为利用扩频序列对接收的上行控制信道 数据进 行解析， 将用户设备（UE )复用在同一个资源块（RB )每个符号上的频域数 据进行分离， 得到每个 UE的频域数据。

所述解析分离模块通过区分循环移位， 或循环移位和正交序列索引号将 所述 UE复用在每个符号上的频域数据进行分离。

频偏估计补偿模块 92, 其设置为在同一 RB上所有 UE在相同时隙内循 环移位相互错开时， 对每个 UE的频域数据进行频偏估计和频偏补偿； 以及 解码处理模块 93 , 其设置为对频偏补偿后的数据进行后续解码处 理。 具体地， 所述频偏估计补偿模块 92包括：

判断解码子模块 921 , 其设置为判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循 环移位是否相互错开， 以及在判断未相互错开时， 对每个 UE的频域数据直 接进行后续解码处理；

判断解码子模块，判断同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移位是否相 互错开时， 先判断循环移位间隔是否为 3 , 若为 3则认为同一 RB上所有 UE 在同一时隙内的循环移位相互错开，否则再判 断同一 RB上所有 UE在同一时 隙内的循环移位是否相互错开。

共轭相乘子模块 922 , 其设置为同一 RB上所有 UE在相同时隙内循环移 位相互错开时，将从所述频域数据中提取导频 数据和对应的正交序列^的共 轭相乘， 得到的数据记作 ；

频偏估计子模块 923 , 其设置为利用/¾ 进行频偏估计； 以及

频偏补偿子模块 924, 其设置为利用所述频域数据 对频偏估计值进 行频偏补偿。 为了便于后续处理， 如图 10所示， 所述频偏估计模块还包括偏移消除子 模块 1025,其设置为消除每个 UE的频域数据中不同符号间的循环移位偏移； 所述共轭相乘子模块及频偏补偿子模块利用消 除偏移后的频域数据进行处 理。

具体地， 所述解码处理模块 93包括：

不连续发射（DTX )判决子模块 931 , 其设置为针对频偏补偿后的数据 进行不连续发射（DTX )判决；

解调处理子模块 932,在判断为连续发射且数据格式为 la或 lb时，其设 置为进行均衡合并和解调； 若判断为连续发射且数据格式为 1或判断为不连 续发射， 则不进行处理。

进一步地， 解码处理模块还包括功率计算模块 933 , 其设置为对频偏补 偿后的数据进行解块扩展， 得到数据位检测窗和导频位检测窗， 并根据检测 窗计算噪声功率和每个 UE的信号功率； 所述 DTX判决子模块 931根据所述 噪声功率和信号功率对所述每个 UE发送的数据进行 DTX判决， 若信号功率 与噪声功率的比值大于预设阔值， 则判定为连续发射， 否则判定为不连续发 射。

各模块或子模块的具体实现方式见前述解码方 法的描述。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全 部或部分步骤可通过程序 来指令相关硬件完成， 所述程序可以存储于计算机可读存储介质中， 如只读 存储器、 磁盘或光盘等。 可选地， 上述实施例的全部或部分步骤也可以使用 一个或多个集成电路来实现。 相应地， 上述实施例中的各模块 /子模块可以釆 用硬件的形式实现， 也可以釆用软件功能模块的形式实现。 本发明不限制于 任何特定形式的硬件和软件的结合。

相比于现有技术， 本发明对于上行控制信道， 在接收端通过增加频偏估 计和补偿， 在无频偏或者小频偏下仅有小的性能损失； 在大频偏情况下， 大 大提高了 DTX(Discontinuous Transmission , 不连续发射)的解码准确性克服现 有技术在大频偏下性能恶化的问题。 工业实用性

本发明提供的上行控制信道的解码方法和装置 ， 通过增加频偏估计和补 偿， 在无频偏或者小频偏下仅有小的性能损失； 在大频偏情况下， 大大提高 了 DTX的解码准确性， 克服了现有技术在大频偏下性能恶化的问题。