Domaine technique et art antérieur La présente invention concerne un procédé d'estimation de dépointage à partir de signaux à spectre étalé et le dispositif associé. L'invention concerne également un procédé de poursuite écartométrique qui utilise un procédé d'estimation de dépointage selon l'invention ainsi que le système de poursuite écartométrique associé. L'invention s'applique, par exemple, à la localisation de satellites. La technique de modulation par étalement de spectre par séquence directe est utilisée depuis de nombreuses années dans le domaine des radiocommunications et, en particulier, des radiocommunications par satellite. C'est le cas, par exemple, des systèmes de localisation GPS (GPS pour « Global Positioning System ») et EGNOS (EGNOS pour « European Geostationary Navigation Overlay Service ») et du futur système GALILEO. Le principe de l'étalement de spectre par séquence directe consiste à moduler des données binaires à transmettre par un code binaire pseudo aléatoire. Du fait de l'utilisation d'un rythme de code d'étalement élevé, le spectre du signal émis occupe une bande de fréquences très large (beaucoup plus large que la bande qu'occuperait le même signal modulé en amplitude, en fréquence ou en phase) . Le niveau maximal de la puissance émise se trouve alors réduit dans un rapport Rc égal au rythme du code d'étalement. Le signal est alors plus ou moins noyé dans le bruit. La modulation par étalement de spectre par séquence directe met en œuvre une double modulation d'un signal porteur : - une modulation par des données binaires à transmettre (0 ou 1), et - une modulation, par un code binaire sur B bits, de chaque donnée binaire à transmettre, B étant un entier supérieur ou égal à 1. Le signal modulé est alors émis sous la forme d'une succession de séquences de durée ΔT, communément appelées « motifs », une donnée binaire codée sur B bits étant réparti sur un ou plusieurs motifs. Chaque bit qui compose un motif est appelée « bribe » ou plus communément, en langue anglaise, « chip ». A titre d'exemple non limitatif, dans le cas du système GPS, la durée ΔT d'un motif est égale à lms et la durée d'une bribe est égale à 0,977μs. Un signal S (t) à spectre étalé s'écrit en conséquence :

S(t) = εdata(t) x εchip(t) x sin (2π.fo.t) , où

- f0 représente la fréquence de la porteuse, - εdata(t) représente les données binaires à transmettre (égales à +1 ou -1) , - εchiP(t) représente le code d'étalement (égal à +1 ou -D • Plusieurs canaux peuvent être transmis simultanément. La transmission peut être une transmission à modulation par déplacement de phase à 4 états (plus communément appelée transmission QPSK) ou, plus généralement, une transmission à modulation par déplacement de phase à M états (plus communément appelée transmission M-PSK) . On suppose alors que les différents codes ont une même durée. En transmission M-PSK, il vient : M , S(t) = ∑ Arεdatai (t) .εchiPi (t) . sinf 2π.fo .t + i. ^

où i représente l'indice du canal de rang i (i=l, ..., M) , la quantité Ai étant un coefficient de pondération relatif au canal de rang i. Les signaux à spectre étalé par code d'étalement sont utilisés dans différents domaines, parmi lesquels ceux où est mise en œuvre la poursuite écartométrique de cible. La poursuite écartométrique d'une cible exige une antenne de réception à plusieurs voies : une voie principale dite « voie somme », et deux voies d' écartométrie dites voies différence (respectivement? par exemple? « voie différence en site » et « voie différence en gisement ») . Le signal reçu par la voie somme (signal de voie somme) correspond au signal incident capté au niveau du foyer de l'antenne réceptrice. C'est le signal généralement utilisé dans le cadre de la mission de la station considérée (Télémesure, flot de données de charge utile, etc.) . L'extraction des voies différence peut se faire de plusieurs manières. On peut tout d'abord utiliser un extracteur de modes. En effet, en cas de dépointage de l'antenne, différents modes de propagation peuvent être excités au niveau de la source, du fait du dépointage. On peut alors récupérer une partie du signal au niveau de certaines zones de la source. Néanmoins, le rendement de cette méthode est relativement faible et présente une dynamique en fréquence relativement faible. On peut également disposer de cornets d' écartométrie spécifiques, situés de part et d'autre de la source principale. On peut aussi avoir une antenne équipée de 4 sources indépendantes. Après appairage préalable en phase et en amplitude, le signal de la voie somme est obtenu par la somme des signaux reçus sur les quatre voies et le signal des voies différence par sommes et différences des signaux des quatre voies. La figure 1 représente le schéma de principe d'un système de poursuite à étalement de spectre selon l'art antérieur. Le système comprend une antenne 1, un dispositif d'amplification et de conversion de signal 2, un récepteur de poursuite 3, une unité de traitement de signal de voie descendante 4 et un dispositif d'orientation de l'antenne 5. Le signal reçu par l'antenne 1 est amplifié et transposé en fréquence par le dispositif d' amplification et de transposition 2. Le signal amplifié et transposé en fréquence est transmis à l'unité de traitement de voie descendante 4 qui procède au désétalement du signal par recherche de la fréquence Doppler et de l'instant de début de codage. Les données Dp relatives au décalage de fréquence Doppler et les données Dk relatives au début du codage sont transmises au récepteur de poursuite 3 qui les utilise pour désétaler les signaux analogiques ∑a et Δa délivrés par le dispositif d' amplification et de conversion 2. Les signaux ∑a et Δa représentent, respectivement, le signal de voie somme et un signal de voie différence. Le récepteur de poursuite 3 délivre alors un signal de commande d' orientation Cl qui est transmis au dispositif d'orientation 5, lequel oriente l'antenne en conséquence. Le fonctionnement du récepteur de poursuite 3 et de l'unité de traitement de signal de voie descendante 4 repose donc sur la nécessité préalable d'un désétalement du spectre du signal reçu pour calculer le dépointage. Le désétalement nécessite la recherche, par le biais de boucles d'asservissement, de la fréquence centrale du signal reçu. Le désétalement nécessite également la recherche du cadencement du code du spectre étalé par le biais de boucles d'asservissement asservies sur le cadencement du motif du code du spectre étalé. L'utilisation de boucles d'asservissement est délicate à mettre en œuvre. Par ailleurs, les durées d'accrochage peuvent être relativement longues et atteindre, par exemple, quelques secondes. L'invention ne présente pas ces inconvénients.

Exposé de l'invention En effet, l'invention concerne un procédé d'estimation de dépointage à partir d'un signal de voie somme et d'un signal de voie différence, les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend : - pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, la formation d'au moins un échantillon de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie (∑a, Δa) qui lui correspond, l'échantillon du signal de voie somme et l'échantillon du signal de voie différence étant sensiblement synchrones, - la formation de N signaux de référence ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale des signaux de voie somme et de voie différence, - un premier produit d' intercorrélation entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation, - une recherche de maximum pour identifier un premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale, - une sélection du signal de référence qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale, - un deuxième produit d' intercorrélation pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale, - un troisième produit d' intercorrélation pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et - une estimation du dépointage à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation. Selon une caractéristique supplémentaire de l'invention, lorsque les signaux de voie somme et de voie différence sont modulés par des données : a) la formation d'au moins un échantillon du signal de voie somme et la formation d'au moins un échantillon du signal de voie différence s'effectuent comme suit : - découpe d'un échantillon mesuré de signal de voie somme de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie somme de durée ΔT/S et d'un échantillon mesuré de signal de voie différence de durée ΔT en S sous-échantillons de signal de voie différence de durée ΔT/S, S étant un entier supérieur ou égal à 2 choisi de telle sorte qu'il y ait au plus S-I changements de données binaires pendant la durée ΔT d'un échantillon, - création de S échantillons du signal de voie somme, chaque échantillon du signal de voie somme étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie somme de durée ΔT/S, - création de S échantillons du signal de voie différence, chaque échantillon du signal de voie différence étant créé en accolant S fois un même sous-échantillon de signal de voie différence de durée ΔT/S, b) chacun des S échantillons du signal de voie somme est soumis à un produit d' intercorrélation avec les N signaux de référence pour constituer S ensembles de N premiers signaux d' intercorrélation, c) la recherche de maximum s'accompagne de l'obtention d'une première information d'identification pour identifier l'ensemble qui, parmi lesdits S ensembles, est celui qui comprend l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, l'échantillon du signal de voie somme qui intervient dans le deuxième produit d' intercorrélation et l'échantillon du signal de voie différence associé qui intervient dans le troisième produit d' intercorrélation étant alors sélectionnés, respectivement, parmi les S échantillons du signal de voie somme et parmi les S échantillons du signal de voie différence, à l'aide de la première information d'identification, et d) la recherche de maximum s ' accompagne également de l'obtention d'une deuxième information d'identification pour identifier le signal de référence qui, parmi lesdits N signaux de référence, est celui qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, le signal de référence qui intervient dans les deuxième et troisième produits d' intercorrélation étant alors sélectionné parmi les N signaux de référence à l'aide de la deuxième information d'identification. Selon encore une caractéristique supplémentaire de l'invention, les deuxième et troisième signaux d' intercorrélation étant constitués, respectivement, d'un premier tableau de données et d'un deuxième tableau de données, le procédé comprend les étapes suivantes : - recherche (30) d'une donnée maximum parmi les données du premier tableau de données, - identification de la position de ladite donnée maximum dans le premier tableau de données, - choix, dans le premier tableau de données, d'un premier intervalle de données situées de part et d'autre de la donnée maximum, - choix de Q premières données I∑l, IΣ2, ..., IΣQ, parmi l'ensemble des données du premier intervalle de données, ces Q premières données maximisant le module des valeurs du premier tableau de données sur le premier intervalle, et classement par ordre décroissant des Q premières données, - identification de l'élément du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum du premier tableau de données, - choix, dans le deuxième tableau de données, d'un deuxième intervalle de données situées de part et d'autre de l'élément du deuxième tableau de données qui correspond à la donnée maximum du premier tableau de données, - choix de Q deuxièmes données IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ parmi l'ensemble des données du deuxième intervalle de données, ces Q deuxièmes données maximisant le module des valeurs du deuxième tableau de données sur le deuxième intervalle, et classement par ordre décroissant des Q deuxièmes données, - calcul de Q rapports Ri tels que : Ri = I∑i / IΔi, où I∑i est la donnée de rang i des Q premières données classées par ordre décroissant et IΔi est la donnée de rang i des Q deuxièmes données classées par ordre décroissant, - calcul de la grandeur R telle que :

- calcul d'une valeur signée égale au signe de la moyenne de la partie réelle du produit entre le deuxième signal d' intercorrélation et le troisième signal d' intercorrélation, - estimation du dépointage par comparaison de la grandeur R et de la valeur signée avec des données respectives de dépointage caractéristiques de l'antenne. Selon encore une caractéristique supplémentaire de l'invention, la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible. L'invention concerne également un procédé de poursuite écartométrique par signal à spectre étalé, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un procédé d'estimation de dépointage selon l'invention. L'invention concerne également un dispositif d'estimation de dépointage à partir d'un signal de voie somme et d'un signal de voie différence, les signaux de voie somme et de voie différence étant des signaux à spectre étalé par un code d'étalement, caractérisé en ce qu'il comprend : - des moyens de détection pour former, pour le signal de voie somme et le signal de voie différence, au moins un échantillon de durée ΔT, un échantillon de durée ΔT étant constitué d'un ensemble d'échantillons obtenus, respectivement, par échantillonnage, pendant la durée ΔT, du signal de voie qui lui correspond, l'échantillon du signal de voie somme et l'échantillon du signal de voie différence étant sensiblement synchrones, - des moyens pour créer N signaux de référence ayant des fréquences centrales différentes les unes des autres et proches de la fréquence centrale des signaux de voie somme et de voie différence, - des premiers moyens d' intercorrélation entre au moins un échantillon du signal de voie somme et les N signaux de référence, pour obtenir au moins N premiers signaux d' intercorrélation, - des moyens de recherche de maximum pour identifier le premier signal d' intercorrélation qui, parmi les au moins N premiers signaux d' intercorrélation, a une amplitude maximale, - des premiers moyens de sélection pour sélectionner le signal de référence qui, parmi les N signaux de référence, a contribué à délivrer le premier signal d' intercorrélation d'amplitude maximale, - des deuxièmes moyens d' intercorrélation pour obtenir un deuxième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du premier signal d' intercorrélation d' amplitude maximale, - des troisièmes moyens d' intercorrélation pour obtenir un troisième signal d' intercorrélation entre le signal de référence sélectionné et l'échantillon du signal de voie différence associé à l'échantillon du signal de voie somme qui a contribué à l'obtention du signal d'amplitude maximale, et - des moyens d'estimation du dépointage à partir des deuxième et troisième signaux d' intercorrélation. Selon une caractéristique supplémentaire de l'invention, le dispositif d'estimation de dépointage selon l'invention est caractérisé en ce que la fréquence centrale du signal de référence Refi(t) de rang i (i=l, 2, ..., N) est égale à fo+Vi, où fo est la fréquence centrale d'un signal à spectre étalé qui est émis ou réfléchi par une cible et Vi est un écart de fréquence susceptible de représenter un écart de fréquence Doppler du signal qu'émet ou réfléchit la cible. L'invention concerne également un système de poursuite écartométrique, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif d'estimation de dépointage selon l'invention. Brève description des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention fait en référence aux figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, déjà décrite, représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon l'art connu ; - la figure 2 représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon 1' invention ; - la figure 3 représente un schéma de principe de récepteur du système de poursuite représenté en figure 2 ; - la figure 4 représente un premier mode de réalisation d'un premier bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ; - la figure 5 représente des diagrammes temporels relatifs à un traitement des signaux dans le premier bloc de traitement représenté en figure 4 ; - la figure 6 représente un deuxième mode de réalisation du premier bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ; - la figure 7 représente un deuxième bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3 ; - la figure 8 représente un troisième bloc de traitement du récepteur de l'invention représenté en figure 3. Sur toutes les figures, les mêmes références désignent les mêmes éléments. Description détaillée de modes de mise en œuvre de 1' invention Pour des raisons de commodité, il est fait référence à un seul signal différence Δ dans la suite de la description. L'invention concerne bien sûr un procédé de poursuite dans lequel existent plusieurs signaux différence tels que, par exemple, un signal différence en site et un signal différence en gisement. Chaque signal différence particulier sera alors traité de la manière qui est décrite pour le signal différence générique Δ. D'autre part, lorsqu'il est fait référence, dans la suite de la description, aux transformées de Fourier et aux transformées de Fourier inverses, il est supposé qu'il s'agit, respectivement, des Transformées de Fourier Rapide (transformées FFT pour « Fast Fourier Transform ») et des Transformées de Fourier Rapide Inverse (transformées IFFT pour « Inverse Fast Fourier Transform ») . La figure 2 représente un schéma de principe de système de poursuite à étalement de spectre selon 1' invention. Le système de poursuite à étalement de spectre selon l'invention comprend une antenne réceptrice 1, un dispositif d'amplification 2, un dispositif d'orientation 5 et un récepteur de poursuite 6. De même que précédemment, outre la fonction d'amplification, le dispositif 2 peut également comprendre des moyens de conversion de fréquence. Le dispositif d'amplification 2 délivre un signal somme ∑a et un signal différence Δa. Les signaux ∑a et Δa sont des signaux analogiques. Ils sont transmis au récepteur de poursuite selon l'invention 6 qui calcule et délivre un signal de commande d' orientation C2. Le signal de commande d' orientation C2 est transmis au dispositif d'orientation 5. Avantageusement, le dispositif de poursuite selon l'invention ne comprend pas de boucle d'accrochage. La figure 3 représente un schéma de principe du récepteur 6. Le récepteur 6 comprend un circuit de détection 7, un circuit d'optimisation 8, un circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9, un circuit d'estimation de dépointage 10 et un circuit de calcul de tension d' écartométrie 11. Le circuit de détection 7 reçoit, sur une première entrée, le signal somme ∑a et, sur une deuxième entrée, le signal différence Δa et délivre, respectivement, un échantillon mesuré Σ (t) du signal de voie somme et un échantillon mesuré Δ(t) du signal de voie différence. Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) sont obtenus par échantillonnage des signaux respectifs ∑a et Δa à une fréquence d'échantillonnage feChr pendant une durée ΔT égale à la durée d'un motif du code d' étalement . Chaque échantillon mesuré ∑ (t) et Δ(t) est alors constitué d'un ensemble de valeurs d'échantillonnage qui constituent un tableau de nombres complexes de dimension D telle que :

Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) délivrés par le circuit de détection 7 sont ensuite transmis au circuit d' optimisation 8. Le circuit d' optimisation 8 opère une transformée de Fourier et un filtrage numérique des échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) à partir des caractéristiques de filtrage F et délivre des échantillons transformés de Fourier optimisés ∑opt (f) et Δopt (f) . La formation des signaux ∑opt (f) et Δopt (f) est décrite plus en détail en référence aux figures 4 et 6. Le circuit d' optimisation 8 a également pour fonction de créer N signaux de référence à partir de N valeurs possibles de fréquence Doppler Vl, V2, ..., VN et de données SIGN caractéristiques du signal émis. De façon préférentielle les N signaux de référence subissent une opération de transformation de Fourier et une opération de conjugaison complexe. Le circuit d' optimisation 8 comprend également des moyens de sélection d'un signal de référence optimal Refcopt (f) qui, parmi les N signaux de référence, est celui dont la valeur possible de fréquence Doppler Vi (i=l, 2, ..., N) est la plus proche de l'écart de fréquence Doppler du signal reçu. Le circuit d'optimisation 8 délivre les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) . Les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) sont des tableaux de nombres complexes de dimension D qui sont transmis au circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9. Le circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9 est décrit plus en détail en référence à la figure 7. Il calcule un signal I (Σ (t) ) et un signal I(Δ(t)) . Le signal I (Σ (t) ) est égal au produit d' intercorrélation entre un échantillon ∑opt(t) et un signal de référence Refopt (t) , l'échantillon ∑opt(t) et un signal de référence Refopt (t) correspondant respectivement, dans le domaine temporel, à l'échantillon ∑opt(f) et au conjugué du signal de référence optimal Refcopt (f) dans le domaine fréquentiel. Le signal I(Δ(t)) est quant à lui égal au produit d' intercorrélation entre un échantillon Δopt(t) et un signal de référence Refopt (t) , l'échantillon ΔOpt(t) correspondant, dans le domaine temporel, à l'échantillon Δopt(f) dans le domaine fréquentiel. Les produits d' intercorrélation I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) sont transmis au circuit d'estimation de dépointage 10 qui calcule le dépointage δθ sur la base de données de dépointage prédéterminées A caractéristiques de l'antenne, d'un paramètre Iz de choix d'intervalle et d'un paramètre Q correspondant au nombre Q de maxima devant être traités dans l'intervalle choisi. Le fonctionnement du circuit d'estimation de dépointage 10 sera décrit plus en détail ci-dessous en référence à la figure 8. Le dépointage calculé δθ est ensuite transmis au circuit 11 de calcul d' écartométrie qui délivre la commande C2 sous la forme d'une tension d' écartométrie K x δθ, K étant un coefficient de tension d' écartométrie. Un premier mode de réalisation du circuit d' optimisation 8 est représenté en figure 4. Ce premier mode concerne le cas où le signal reçu est modulé par des données et pour lequel S est égal à 2, ce qui correspond à un seul changement de donnée binaire au maximum pendant la durée d'un motif ΔT. Le circuit d' optimisation 8 selon le premier mode de réalisation comprend un circuit de séparation 12, deux circuits de transformation de Fourier 13, 18, un circuit de filtrage numérique 14, un circuit 17 de formation de N signaux de référence, un circuit de conjugaison complexe 19, un circuit produit 20, un circuit de transformation de Fourier inverse 21, un circuit 22 de recherche de maximum et trois circuits de choix 15, 16, 23. Les échantillons mesurés Σ (t) et Δ(t) délivrés par le détecteur 7 ne sont pas cadencés sur le rythme des données binaires transmises. La probabilité pour qu'un changement de donnée binaire ait lieu pendant la durée ΔT d'un motif est en conséquence élevée. Supposons tout d'abord qu'un changement de donnée binaire survienne entre deux données de valeurs différentes (0/1 ou 1/0) . La partie du code située avant le changement de donnée binaire est alors parfaitement corrélée, sur sa durée, avec le code. La partie du code située après le changement de donnée binaire est également parfaitement corrélée, sur sa durée, avec le code. Néanmoins, l'ensemble de l'échantillon n'est pas parfaitement corrélé, le pire cas se produisant lorsque le changement de donnée binaire intervient au milieu de l'échantillon de durée ΔT. La solution pour résoudre ce problème consiste à découper chaque échantillon prélevé en S sous- échantillons de durée égale à ΔT/S et à créer S échantillons, ou pseudo-échantillons, de durée ΔT à partir des S sous-échantillons de durée ΔT/S. La figure 5 illustre les opérations de découpe d'échantillons et de création de pseudo-échantillons relatifs à l'échantillon Σ (t) dans le cas où, par exemple, S est égal à 2. L'échantillon mesuré Σ (t) est tout d'abord découpé en deux sous-échantillons Sl (t) et S2 (t) . Ensuite, une duplication du sous-échantillon Sl (t) conduit à la formation d'un premier pseudo¬ échantillon ∑l (t) et une duplication du sous- échantillon S2(t) conduit à la formation d'un deuxième pseudo-échantillon Σ2 (t) . Un traitement identique est effectué sur le signal différence mesuré Δ(t) . Le signal différence mesuré Δ(t) est alors découpé en deux sous-échantillons qui sont chacun dupliqués, comme décrit ci-dessus, pour former deux pseudo-échantillons Δl (t) et Δ2 (t) . Le circuit de séparation 12 délivre ainsi quatre signaux de durée ΔT, à savoir ∑l (t) , Σ2 (t) , Δl(t) et Δ2(t) (cas où S est égal à 2) . En ayant choisi S de telle manière qu'il y ait au maximum S-I changements de données binaires possibles au sein de l'intervalle de temps ΔT, le changement de donnée binaire se situe alors soit dans les premiers pseudo-échantillons ∑l (t) et Δl (t) , soit dans les seconds pseudo-échantillons Σ2 (t) et Δ2 (t) . Les signaux Δl (t) , Δ2 (t) , ∑l (t) et Σ2 (t) sont alors transmis au circuit de transformation de Fourier 13 qui opère une transformation de Fourier. Un filtrage numérique est ensuite effectué par le filtre numérique 14 en fonction de caractéristiques de filtrage F. Le filtre numérique 14 délivre alors les signaux transformés de Fourier filtrés Δl (f) , Δ2 (f) , ∑l (f) et Σ2 (f) . Les signaux différence Δl (f) et Δ2 (f) sont alors transmis à un premier circuit de choix 15 et les signaux somme ∑l (f) et Σ2 (f) à un deuxième circuit de choix 16. Le circuit de choix 15 a pour fonction de choisir, parmi les pseudo-échantillons Δl (f) et Δ2 (f) , lequel ne comprend pas le changement de donnée binaire. Le signal ainsi choisi est noté Δopt (f) . De même, le circuit de choix 16 a pour fonction de choisir, parmi les pseudo-échantillons ∑l (f) et Σ2 (f) , lequel ne comprend pas le changement de données binaires. Le signal choisi est alors noté ∑opt (f) . Le choix est effectué sur la base d'une commande de choix Cc dont l'obtention va être décrite. Le circuit 17 de formation de signaux de référence délivre N signaux de référence Refl (t) , Ref2 (t) , ..., RefN(t) à partir des N valeurs de fréquence Doppler Vl, V2, ..., VN, et des données SIGN caractéristiques du signal émis (fréquence centrale fo, code d'étalement) . Le signal de référence Refi(t) (i=l, 2, ..., N) associé à la valeur de fréquence Doppler Vi s'écrit alors :

Refi(t) = εchip(t (fo+Vi) /f0) x sin (211 (fo+Vi) t)

L'équation ci-dessus correspond au cas où une seule voie de référence est utilisée. Cependant, comme cela a déjà été mentionné précédemment, l'invention concerne également le cas plus général de la modulation M-PSK où m voies de référence sont utilisées parmi M voies de signal. Le signal Refi(t) est ainsi un signal de fréquence centrale fo+Vi, dépourvu de bruit, codé par le code d'étalement et dont le code n'est pas modulé par des données. D'un point de vue mathématique, le signal Refi(t) est un tableau de nombres complexes de dimension D. Les N signaux Refi(t) (i=l, 2, ..., N) délivrés par le circuit 17 sont transmis au circuit de transformation de Fourier 18 qui délivre N signaux transformés de Fourier Refl (f) , Ref2 (f) , ..., RefN(f), lesquels sont transmis au circuit de conjugaison complexe 19. Le circuit de conjugaison complexe 19 qui reçoit en entrée les N tableaux de nombres complexes de dimension D fournit, en sortie, N tableaux de nombres complexes conjugués de dimension D, Refcl (f) , Refc2 (f) , ..., RefcN(f) . Le circuit produit 20 effectue alors le produit entre les N signaux Refcl (f) , Refc2 (f) , ..., RefcN(f) et, respectivement, le signal ∑l(f) et le signal Σ2 (f) délivrés par le circuit de filtrage numérique 14 (cas où S est égal à 2) . Le circuit 20 délivre alors 2N signaux, à savoir : - d'une part, N signaux Refcl (f) x∑l (f) , Refc2 (f) x∑l (f) , ..., RefcN(f)x∑l (f) , et - d'autre part, N signaux Refcl (f) x∑2 (f) , Refc2 (f)x∑2 (f) , ..., RefcN(f)xΣ2 (f) . Ces 2N signaux sont transmis au circuit de transformée de Fourier inverse 21. Le circuit de transformée de Fourier inverse 21 effectue une transformation de Fourier inverse sur les 2N signaux qu'il reçoit en entrée. Les 2N signaux délivrés en sortie du circuit 21 correspondent alors aux 2N signaux d' intercorrélation entre les pseudo-signaux ∑l(t) et Σ2 (t) et les N signaux de référence Refl (t) , Ref2 (t) , ..., RefN(t) . Les 2N signaux délivrés par le circuit 21 sont donc constitués d'un premier ensemble El qui comprend les N signaux d' intercorrélation entre ∑l(t) et Refi(t) (i=l,2, ..., N) et d'un second ensemble E2 qui comprend les N signaux d' intercorrélation entre Σ2 (t) et Refi (t) (i=l,2, ..., N) . Les deux ensembles de signaux El et E2 sont transmis au circuit 22 de recherche de maximum. Le circuit 22 de recherche de maximum estime, parmi tous les signaux qu'il reçoit sur ses entrées, celui qui a la plus grande valeur en module. Le signal qui a la plus grande valeur appartient alors soit au premier ensemble El, soit au second ensemble E2. Le circuit 22 délivre alors deux informations II et 12 qui constituent, respectivement, une commande pour les circuits de choix 15 et 16 et une commande pour le circuit de choix 23. L'information II indique l'ensemble qui, parmi les ensembles El et E2, est celui qui contient le signal ayant la plus grande valeur. L'information 12 indique le signal qui, parmi tous les signaux, correspond à la fréquence Doppler la plus proche de la fréquence Doppler du signal reçu et présente la plus grande valeur. Sous l'action du signal de commande II, le circuit de choix 15 sélectionne alors le signal qui, parmi les signaux Δl (f) et Δ2 (f) , correspond à l'ensemble auquel appartient le signal qui présente la plus grande valeur. De la même manière, sous l'action de la commande II, une opération de sélection est effectuée à l'aide du circuit de choix 16 sur les signaux ∑l (f) et Σ2 (f) . Le signal sélectionné délivré par le circuit 15 est le signal Δopt (f) et le signal sélectionné délivré par le circuit 16 est le signal ∑opt (f) . Par ailleurs, sous l'action du signal de commande 12, le circuit de choix 23 sélectionne le signal qui, parmi les signaux Refci(f) (i=l, 2, ..., N), présente la fréquence Doppler la plus proche de la fréquence Doppler du signal reçu et, en conséquence, a permis d'obtenir la plus grande valeur en entrée du circuit 22. Le signal délivré par le circuit 23 est le signal Refcopt (f) . La figure 6 représente un deuxième mode de réalisation du bloc de traitement 8. C'est le cas où le code transmis n'est pas modulé par des données. Ce cas s'applique, par exemple, lorsque l'un des canaux de transmission n'est pas modulé par des données binaires (cas, par exemple, du système Galiléo sur certains canaux) . Dans ce cas, S est égal à 1 puisqu'on a au plus zéro changement de donnée binaire possible au sein de l'intervalle de temps ΔT (S-I=O) . Le bloc de traitement 8 comprend tous les circuits précédemment décrits en référence à la figure 4 à l'exception du circuit de séparation 12 et des circuits de choix 15 et 16 qui ne sont ici plus nécessaires. Le signal Refcopt (f) est obtenu comme décrit en référence à la figure 4 alors que les signaux ∑opt (f) et Δopt (f) sont ici directement issus d'une transformation de Fourier (circuit 24) et d'un filtrage numérique (circuit 25) appliqués aux signaux mesurés Σ (t) et Δ(t) selon les données de filtrage F. Quel que soit le mode de réalisation du bloc de traitement 8, les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) sont transmis au circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9. Le circuit 9 est représenté en figure 7. Il comprend deux circuits produit 26 et 27 et deux blocs de Transformée de Fourier Inverse 28 et 29 montés en série avec les circuits respectifs 26 et 27. Le circuit 26 fait le produit des signaux Δopt (f) et Refcopt (f) et le circuit 27 fait le produit des signaux ∑opt (f) et Refcopt (f) . Les signaux ∑opt (f) , Δopt (f) et Refcopt (f) étant des tableaux de nombres complexes de dimension D, la sortie de chaque circuit produit est également un tableau de nombres complexes de dimension D. Les blocs 28 et 29 effectuent alors, respectivement, le calcul du produit d' intercorrélation I(Δ(t)) et le calcul du produit d' intercorrélation I (Σ (t) ) . La sortie des blocs 28 et 29 correspond à la Transformée de Fourier Inverse de leur entrée. Le signal en sortie du bloc 28 de Transformation de Fourier Inverse est alors le signal produit d' intercorrélation I(Δ(t)) entre le signal de référence optimal Refopt (t) et le signal optimal Δopt(t) qui correspondraient, respectivement au conjugué de Refcopt (f) et à Δopt(f) . De même, le signal en sortie du bloc de transformation de Fourier inverse 29 est le signal produit d' intercorrélation I (Σ (t) ) entre le signal de référence optimal Refopt (t) et le signal optimal ∑opt(t) qui correspondraient respectivement au conjugué de Refcopt (f) et ∑opt(f) . Les signaux d' intercorrélation I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) délivrés par le circuit de calcul de produit d' intercorrélation 9 sont transmis au circuit 10 d'estimation de dépointage. Le circuit 10 d'estimation de dépointage est représenté en figure 8. Il comprend un bloc 30 d'extraction de pic, un bloc 31 d'estimation de valeur absolue, un bloc 32 d'estimation de signe et un bloc 33 d'estimation de dépointage. Le bloc 30 d'estimation de pic recherche dans le tableau de nombres complexes I (Σ (t) ) de dimension D qu'il reçoit sur son entrée quel élément du tableau maximise le module du produit d' intercorrélation I(∑(t)) . Le bloc 30 délivre alors une information Ip qui indique la position de cet élément dans le tableau. L'information Ip est un nombre entier compris entre 1 et D. Si plusieurs pics de même niveau sont trouvés, seul l'un d'entre eux est retenu. Le bloc 31 de calcul de valeur absolue calcule une quantité R représentative de l'inverse de l'amplitude du dépointage, à partir des signaux I (Σ (t) ) et I(Δ(t)), de l'information de position Ip, du paramètre Iz de choix d'intervalle et du paramètre Q correspondant au nombre de maxima devant être traités dans l'intervalle choisi. Comme cela a été mentionné ci-dessus, l'information de position Ip indique la position d'un élément du tableau I (Σ (t) ) qui maximise le module du produit d' intercorrélation. L'élément du tableau I (Σ (t) ) repéré par l'information de position Ip est noté I∑p dans la suite de la description. Une fois l'élément I∑p repéré, le paramètre Iz de choix d'intervalle permet de définir un sous- ensemble d'éléments situés de part et d'autre de l'élément I∑p et le paramètre Q conduit à choisir Q éléments I∑l, IΣ2, ..., IΣQ parmi les éléments de ce sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce sous-ensemble. A l'élément I∑p du tableau I (Σ (t) ) correspond un élément IΔp du tableau I(Δ(t)) dont la position est également Ip. L'information Iz de choix d'intervalle est alors également utilisée pour définir un deuxième sous-ensemble d'éléments. Ce deuxième sous-ensemble d'éléments est composé d'éléments du tableau I(Δ(t)) situés de part et d'autre de l'élément IΔp et le paramètre Q conduit à choisir Q éléments IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ parmi les éléments de ce deuxième sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce deuxième sous- ensemble. Les éléments I∑l, IΣ2, ..., IΣQ du premier sous- ensemble sont alors classés par ordre décroissant de même que les éléments IΔ1, IΔ2, ..., IΔQ du deuxième sous-ensemble. Des rapports sont alors calculés entre les éléments de même rang du premier sous-ensemble et du deuxième sous-ensemble maximisant le module des éléments de ce deuxième sous-ensemble. Soit I∑i l'élément de rang i des éléments du premier sous-ensemble classés par ordre décroissant et IΔi l'élément de rang i des éléments du deuxième sous- ensemble classés par ordre décroissant, les rapports Ri (i=l, 2, ..., Q) sont alors calculés tels que : Ri = I∑i / IΔi Le circuit 31 calcule alors la grandeur R telle que : R = I (∑R,)/Q Le bloc d'estimation de signe 32 évalue le signe du dépointage. A cette fin, il reçoit sur son entrée les signaux I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) . Le signe du dépointage est alors donné par le signe de la moyenne de la partie réelle du produit entre I (Σ (t) ) et I(Δ(t)) . Le bloc d'estimation 32 délivre alors une valeur signée (+1 ou -1) qui représente le signe du dépointage. Le bloc d'estimation de dépointage 33 évalue alors le dépointage δθ à partir du rapport R délivré par le bloc 31 et de la valeur signée délivrée par le bloc 32. A cette fin, le bloc d'estimation de dépointage 33 compare le rapport R et la valeur signée avec des données de dépointage A prédéterminées caractéristiques de l'antenne de réception. La valeur de dépointage δθ délivrée par le bloc d'estimation 33 est ensuite transmise au circuit de calcul de la tension d' écartométrie 11 qui calcule la commande C2 sous la forme d'une tension d' écartométrie égale à K x δθ.