【명세서 ]

【발명의 명칭】

무선 통신 시스템에서 전송 포트의 위상 회전을 추정하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

【기술분야】

본 명세서는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 전송 포트의 위상 회전을 추정하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로 , 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다 .

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단지연 (End— to-End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO : Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In— band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : on- Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】

【기술적 과제】

본 명세서는 전송 포트 별로 동일하거나 또는 서로 다른 PCRS를 정의하여 전송 포트의 위상 회전 (phase rotation)을 추정하기 위한 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 포트 그룹 볕로 서로 동일하거나 또는 서로 다른 CDM 그룹을사용하는 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 multi - eNB 또는 multi -UE 전송을 수행하는 경우의 PCRS를 정의하는 방법을 제공함에 목적이 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【기술적 해결방법】

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 전송 포트 (port )의 위상 회전 (phase rotation)을 추정하는 방법에 있어서 , 단말에 의해 수행되는 방법은, 기지국으로부터 하나 또는 그 이상의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal： DMRS.)들을 DMRS 심볼에서 수신하는 단계 , 상기 pMRS들은 제 1 DMRS 포트 그룹 또는 제 2 DMRS 포트 그룹 중 적어도 하나를 통해 전송되며, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 각각 적어도 하나의 DMRS 포트를 포함하며, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 각각 거 V 1 CDM ( Code Division Multiplexing) 그룹 및 제 2 CDM 그룹에 대웅되며; DMRS 포트의 위상 회전 추정에 사용되는 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 특정 자원 영역에서 상기 기지국으로부터 수신하는 단계; 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 DMRS 포트의 위상 회전을 추정하는 단계를 포함하되, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 DMRS 포트 그룹 별로 설정되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 제 1 참조 신호는 PCRS ( Phase rotation Compensation Reference Signal )인 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 동일한 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 위상 회전 (phase rotation) 값은 동일한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 제 1 DMRS 포트 그룹에 속하는 적어도 하나의 DMRS 포트와 상기 제 2 DMRS 포트 그룹에 속하는 적어도 하나의 DMRS 포트의 위상 회전 값은 서로 다른 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서는 상기 단말이 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 게 2 DMRS 포트 그룹에 모두 이용 가능함을 나타내는 제어 정보를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 게어 정보는 DCI (Downlink Control Information) 또는 RRC (Radio Resource Control ) 시그널 ^' 링에 포함되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 단말은 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 이용하여 상기 제 1 DMRS 포트 그룹과 상기 제 2 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들에 대한 위상 회전을 추정하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 특정 자원 영역은 주파수 영역에서 상기 DMRS들이 전송되는 주파수 톤들 중 적어도 하나의 주파수 톤에 설정되며, 시간 영역에서 상기 DMRS 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼에 설정되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 설정된 적어도 하나의 주파수 톤을 통해 전송되는 제 1 참조 신호는 상기 설정된 적어도 하나의 주파수 톤에서 전송되는 DMRS와 동일한 신호 구조를 가지는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 포트와 상기 DMRS가 전송되는 포트는 동일하거나 또는 서로 다른 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 다수와 기지국들로부터 수신하는 경우, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호의 개수는 상기 다수의 기지국들의 개수보다 크거나 같은 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 단말이 상기 기지국으로부터 각 기지국의 PCRS 전송 여부와 관련된 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 전송 포트 (port )의 위상 회전 (phase rotation)을 추정하기 위한 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 하나 또는 그 이상의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal： DMRS )들을 DMRS 심볼에서 수신하고, 상기 DMRS들은 제 1 DMRS 포트 그룹 또는 제 2 DMRS 포트 그룹 중 적어도 하나를 통해 전송되며, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 각각 적어도 하나의 DMRS 포트를 포함하며, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 각각 제 1 CDM ( Code Division Multiplexing) 그룹 및 제 2 CDM 그룹에 대응되며 '· DMRS 포트의 위상 회전 추정에 사용되는 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 특정 자원 영역에서 상기 기지국으로부터 수신하고; 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 DMRS 포트의 위상 회전을 추정하도록 제어하되, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 DMRS 포트 그룹 별로 설정되는 것을 특징으로 한다. 【유리한 효과】

본 명세서는 전송 포트를 고려하여 PCRS를 정의함으로써, 전송 포트의 위상 잡음에 대한 왜곡 ( impairment )을 추정 및 보상할 수 있는 효과가 있다. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

【도면의 간단한 설명】

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한도면이다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 6은 발진기 (oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도 (power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.

도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 ( antenna conf iguration)의 일례를 나타낸 도이다.

' 도 8은 DM-RS 및 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 9는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 10은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 (antenna conf iguration)의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 11은 DM— RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 12는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 13은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 (ante醒 configuration)의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 14는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 15는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 16 및 도 17은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 및 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다. 도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS 심볼 구조의 일례를 나타낸 도이다. 도 19는 본 명세서에서 제안하는 DM— RS 포트와 PCRS 포트 사이의 서로 다른 포트를 정의한 일례를 나타낸다.

도 20은 본 명세서에서 제안하는 낮은 RS 오버헤드와 동일한 전송 위상 잡음을 고려한 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 21은 본 명세서에서 제안하는 낮은 RS 오버헤드와 서로 다른 전송 위상 잡음을 고려한 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 22는 본 명세서에서 제안하는 참조 신호를 이용하여 전송 포트 (port )의 위상 회전 (phase rotation)을 추정하는 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.

도 23은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

【발명의 실시를 위한 형태】

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노^ (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)，은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , T (Wireless terminal) , MTC (Machine-Type Communication) 장치 , M2M (Machine- to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서 , 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다 . 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다. 이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA ( frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , O FDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution)은 E— UTRA를 사용하는 E- UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 설명을 명확하게 하기 위해 , iBGPP LTE/LTE -A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD (Frequency Division . Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T—S = l/ (15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f = 307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다 .

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다 . 타입 1 무선 프레임은 전이중 (full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s = 0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0 . 5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다 . 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 入ᅵ간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB : Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 ( symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC- FD A 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다 . 자원 블록 ( resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 ( subcarrier)를 포함한다 .

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 ( frame structure type 2 )를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600 *T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame )으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720 *T_s = lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다. .

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상.향링크-하향랑크 구성 (uplink- downlink conf iguration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

【표 1】 Uplink- Downlink- Subframe number

Downlink to -Uplink

conf igurat Switch- ion point 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 periodicity

0 5ms D s u U U D S U U U

1 5ms D s u U D D S U U D

2 5ms D s u D D D S U D D

3 10ms D s u U U D D D D D

4 10ms D s u U D D D D D D

5 10ms D s u D D D D D D D

6 5ms D s u U U D S U U D

1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.

하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 (switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성 (Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 (S)은 하프-프레임 마다 존재하고 , 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프 -프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.

이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH (Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel)을 통해 샐 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.

【표 2】

Special Normal cyclic prefix in Extend Led cycl그 .c prefix subf rame downlir lk in downl ink configuration D PTS Ui ^PTS DwPTS U _∑ PTS

Normal Extended Normal Extended cyclic cyclic cyclic cyclic prefix prefix prefix prefix in in in in uplink uplink uplink uplink

0 6592 ·Γ ₅ 2560-7； 7680-7； 2192.7; 2560-7； 1 19760-7； 20480-7；

2 21952-7； 2192-7； 23040.7;

3 24144-7； 25600-7;

4 26336· 7； 7680-7；

5 6592-7； 20480· 7； 4384 _s 5120.7;

6 19760-7； 23040-7;

4384-7； 5120-7；

7 21952-7； - - -

8 24144.7; - - - 도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심블의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다 . 여기서 , 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고 , 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다. 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블톡 (RB: resource block)은 12 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N ^A DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다. 도 3을 참조하면, 서브 프레 ¾내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH ( Physical Downlink Shared Channel )이 할당되는 데이터 영역 (,data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH ( Physical Downlink Control Channel ) , PHICH ( Physical Hybrid— ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request )에 대한

ACK (Acknowledgement ) /NACK (Not-Acknowledgement ) 신호를 나른다 . PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI : downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

PDCCH는 DL-SCH (Downlink Shared Channel )의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel )의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH ( Paging Channel )에서의 페이징 (paging) 정보, DL— SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 웅답 ( random access response )과 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단¾들에 대한 전송 파^ 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며 , 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다 . PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE( control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대웅된다 . PDCCH의 포 및 ^"용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.

기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다 . CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 R TI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다. )가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI (Cell— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블톡 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 入 1스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 웅답을 지시하기 위하여 , RA-R TI (random access- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel )이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel ) °] 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( frequency hopping)된다고 한다. 참조신호 (RS - Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로 , 광대역으로 전송되어야 하고 , 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (DRS : dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement ) 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다.

수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI ( Channel Quality Indicator) , PMI (Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 샐 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information) 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상웅하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specif ic RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할.수 있다.

도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 5를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 5(a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 5 (b)의 경우) . 자원 블록 격자에서 '0' , '1' , '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0' , '1' , '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.

이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell - specif ic한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 ( CSI ) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.

CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈— 8 )에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나포트에 대한 CRS가각각 전송된다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의.송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다중화 ( closed- loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 (ᄋ pen— loop spatial multiplexing) S ^ >-§-^- ^입奢력 테ᅪ (Multi— User MIM쏴 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.

【수학식 1】 k

j

m = 0,l,...,2-N° _B ^L -l

m' = m + N _B ^ax - ^DL -N _R ^D _B ^L

3 + 3(» _s mod 2) if = 3 v _shift = 'mod6 수학식 l에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, P 는 안테나 포트를 나타낸다. 은 하나의 하향링크 슬롯에서의

OFDM 심볼의 수를 나타내고, 은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다. n _s 는 슬롯 인덱스를 나타내고, 은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모들로 (modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ft 값에 따라 달라진다. ^Vshift 는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한주파수 편이 ( frequency shift ) 값을 가진다.

보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+l 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.

시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격 ( constant interval )으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인텍스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다 . 따라서 , 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인텍스 0 과 ₄ (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3 )에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다 . 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다. 이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.

3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 -8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 범포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다. 자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 2는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 3은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.

【수학식 2】 k = (k')modN ^B +N^ -n _PRB

14 +v _shift if e {2,3}

[4m'+(2 + v _shift )mod4 if /e {5,6}

3 l' =

6 l' = l

1 =

2 l' = 2

5 /' = 3

J 0,1 if » _s mod 2 = 0

[2,3 if n _s mod 2 = 1

v _shift = A mod3 【수학식 3】 k = (k')modN^+N^. _nrm

k, \ 3m'+v _shift if/ = 4

^~ 3m'+(2 + v _shift )mod3 if / = 1

,,— 0 if « _s mod2 = 0

l,2 if n _s mod 2 = 1

w'=0,l ..,4^^ ^SCH -1 v _shift = ' mod3 수학식 2 및 3에서, k 및 1 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다. 은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다. "PRB 은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다. ^ ^SCH 은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. n _s 는 슬롯 인덱스를 나타내고, ^ID" 는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모들로 (modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서 ^V shift 값에 따라 달라진다. ^Vshift ^ 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이 (frequency shift) 값을 가진다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 backward compatibility, 즉 LTE 단말이 LTE-A 入 1스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다 . LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication— RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DM-RS : Data Demodulation-RS )이다,

채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI -RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM— RS는 해당 UE가 스케즐링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI— RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI— RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI— RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI— RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가설정할 수 있다.

CSI -RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI— RS 안테나 포트에 대한 CSI -RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI -RS 자원 요소 (RE) 시간—주파수 위치 , 그리고 CSI -RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI -RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI -RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 (orthogonal )해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI— RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할수 있다.

CSI— RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때 , 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI -RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI -RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI -RS가 전송되는 주기, CSI -RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI -RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 ( spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다. 위상 (잡음) 보상 참조 신호 (Phase (noise) Compensation Reference Signal； PCRS)

이하, PCRS에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다.

PL PCRS 절차

UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 B1 또는 B2를 갖는 xPDCCH를 검출하면, UE는 대응하는 서브프래임에서 DC工에 표시된 PCRS 안테나 포트에서 DL PCRS를 수신한다.

UL PCRS 절차

UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 A1 또는 A2를 갖는 xPDCCH를 검출하면 , UE는 아래 조건 (조건 1 및 조건 2 )를 제외하고 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트와 동일한 하나 또는 두 개의 PCRS 안테나 포트를 사용하여 서브 프레임 ^η +4 +m+l에서 UL PCRS를 전송한다.

- 조건 1 : 만약 검출된 DCI의 이중 (dual ) PCRS 필드가 、1 '로 설정되고, XPUSCH에 할당된 DM-RS 포트의 수가 、1 '이면, UE는 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트 및 특정 PCRS 안테나 포트와 동일한 부반송파 위치를 갖는 추가 PCRS 안테나 포트와 동일한 PCRS 포트를 사용하여 서브 프레임 η+4+m+l에서 UL PCRS를 송 _. 신한다.

- 조건 2: PCRS와 XPUSCH의 상대적 송신 전력 비율은 아래 표 3에 의해 정의된 송신 방식에 의해 결정된다.

표 3은 주어진 레이어 (layer) 상에서 PCRS와 xPUSCH의 상대적인 송신 전력 비의 일례를 나타낸다.

[표 3】 이하에서, PCRS에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.

xPUSCH와 연관된 PCRS는, (1) 안테나 포트 (p) p {40,41,42,43}에서 전송되며, (2) 존재하고, xPUSCH 전송이 대응하는 안테나 포트와 관련되는 경우에만 위상 잡음 보상에 대한 유효한 기준이며, (3〉 대웅하는 xPUSCH가 매핑되는 물리 자원 블록들 및 심볼들 상에서만 전송된다.

시 스 생성 (Sequence generation)

pG≡{40,41,42,43}인 임의의 안테나 포트에 대해, 참조 신호 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 4와 같이 정의된다 .

【수학식 4】 r( )二 =(1— 2- c(2w¾+ -^(l― 2 · /« + 1 m = 0X,..,[N^ ^UL 14

^Λ 1 ¾― (ps eudo -random sequence) c(i)는 길이 -31의 골드 정의되며 , 의사 랜덤 시뭔스 제너레이터 (generator)는 수학식 5와 같이 각서브프래임의 시작에서 초기화된다.

【수학식 5】 ng 양 (quantity) (i=0,l)은 아래와 같이 주어진다.

- n¾ = N£ ^ell) , 만약 n^Rs' ⁰ 에 대해 어떤 값도 상위 계층에 의해 제공되지 않는 경우.

- ng = , i^cRS' ⁰ 에 대해 어떤 값이 상위 계층에 의해 제공되는 경우.

n _SCID 의 값은 달리 명시하지 않으면 0이다. xPUSCH 전송을 위해, ₍ ： ₁₁₎ 는 XPUSCH 전송과 연관된 DCI 포맷에 의해 주어진다.

자원 요소 매핑 (Mapping to resource elements)

안테나 포트 pE{40,41,42,43}에 대해, 해당 xPUSCH 전송을 위해 할당된 주파수 영역 인덱스 ^를 가지는 물리 자원 블록에서, 참조 신호 시뭔스 r( _m )의 일부는 a£ ⁾ = r(k") 에 따른 서브프래임에서 해당 xPUSCH 심볼들에 대한 복소수 값 (complex- value) 변조 심볼 aJJ에 매핑된다.

XPUSCH 물리 자원 할당의 시작 물리 자원 블록 인덱스 n ^SCH 및 XPUSCH 물리 자원 블록들의 개수 N ^CH 에 대해, 하나의 서브프래임에 대한 자원 요소 (k,l')는 아래 수학식 6과 같이 주어진다.

【수학식 6】

;//"=[/»74jmod2

수학식 6에서, m'=0,l,2,..., N ^CH 이고, 1'는 하나의 서브프래임 내 심볼 인덱스를 나타내며, l'f _a ^P _s ^CH 는 주어진 서브프래임에 대한 XPUSCH의 마지막 심볼 인덱스를 나타낸다.

세트 (set) S에서 임의의 안테나 포트 상에서 하나의 UE로부터 υ 특정 PCRS의 전송을 위해 사용되는 자원 요소 (k, 1' )는 동일한 서브프래임에서 임의의 안테나 포트 상에서 xPUSCH의 전송을 위해 사용되지 않는다.

여기서, S는 {40}, {41}, {42}이다.

반송파주파수오프셋 (Carrier Frequency Offset :CFO) 효과

송신단 (예 :기지국)에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며 , 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단 (예:단말)에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.

이 때, 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.

이러한 왜곡의 일례로, 송신단의 반송파 주파수와 수신단의 반송파 주파수 차이에 의해 발생하는 왜곡 현상이 있을 수 있다. 이와 같은 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 이유는 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기가 동일하지 않거나, 단말의 이동에 따라 도플러 주파수 천이가 발생하기 때문이다.

여기서, 도플러 주파수는 단말의 이동 속도와 반송파 주파수에 비례하며 아래 수학식 ₇ 과 같이 정의된다 .

【수학식 7】

수학식 ₇ 에서, 는 각각 순서대로 반송파 주파수, 도폴러 주파수, 단말의 이동 속도, 빛의 속도를 나타낸다.

또한, 정규화된 (normalized) 반송파 주파수 오프셋 (ε)은 아래 수학식 8과 같이 정의된다.

【수학식 8】

수학식 8에서, ^ ^£ 는 각각 순서대로 반송파 주파수 오프셋, 부반송파 간격, 부반송파 간격으로 정규화된 반송파 주파수 오프셋을 나타낸다. 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우, 시간 영역의 수신 신호는 송신한 신호에 위상 회전을 곱한 결과가 되며, 주파수 영역의 수신신호는 송신한 신호가 주파수 영역에서 이동 ( shift )한 결과가 된다.

이 경우, 다른 모든 부반송파 (들)의 영향을 받게 되어 , ICI ( Inter- Carrier- Interference )가 발생하게 된다.

즉, 소수 배 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 경우, 주파수 영역의 수신 신호는 아래 수학식 9와 같이 표현된다.

수학식 9는 주파수 영역에서 CFO를 가지는 수신 신호를 나타낸다.

【수학식 9】

' H, [세 + ] + z t]

수학식 9에서, ' Ν'^ ]， [·]' ·]' ^Ζ ['] 는 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 응답, CFO로 인한 ICI , 백색 잡음 (white noise)를 나타낸다 ·

상기 수학식 9에서 정의된 바와 같이, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우 k번째 부반송파의 진폭과 위상이 왜곡되고, 인접 부반송파에 의한 간섭이 발생함을 알 수 있다.

여기서, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우, 인접 부반송파에 의한 간섭은 아래 수학식 10과 같이 주어질 수 있다.

수학식 10은 CFO로 인해 야기되는 ICI를 나타낸다.

【수학식 10】

[k] = e ^(N - ^l > ^,N N[m]X _/ [m]

위상 잡음 (Phase Noise) 효과

앞서 살핀 것처럼, 송신단에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며, 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.

여기서, 상기 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.

이러한 왜곡 현상의. 일례로, 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기의 특성이 안정적이지 못하여 발생되는 위상 잡음 (phase noise )을 예로 들 수 있다.

이러한 위상 잡음은 주파수가 반송파 주파수 주위에서 시간에 따라 변동하는 것을 말한다.

이와 같은 위상 잡음은 평균이 0인 랜덤 프로세스로서 Wiener 프로세스로 모델링되며, OFDM 시스템에 영향을 준다.

또한, 아래 도 6에 도시된 바와 같이, 위상 잡음은 반송파의 주파수가 높아짐에 따라 그 영향이 커지는 경향을 보인다.

이러한 위상 잡음은 발진기가 같은 전력 스펙트럼 밀도 ( Power spectral density)에 따라 그 특성이 결정되는 경향을 갖는다. 도 6은 발진기 (oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도 (power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.

이처럼, 위상 잡음으로 인한 신호의 왜곡 현상은 OFDM 시스템에서 공통 위상 오차 ( Common Phase Error : CPE )와 Inter-Carrier

Interference ( ICI ) 형태로 나타난다.

아래 수학식 11은 위상 잡음이 OFDM 시스템의 수신 신호에 미치는 영향을 나타낸 식이다. 즉, 수학식 11은 주파수 영역에서 위상 잡음을 가지는 수신 신호를 나타낸다.

【수학식 11】

Y ) = x _t W ^ {k) I, (0) + ICI, (k) + Z, (k)

where ICI, (k) = ^ X _l (m)H _l (m)l _l (m~k)

상기 수학식 11에서, ^Ν (·;Μ Ή( (ομ (')' ^ζ (·)， ) 은 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 웅답, phase noise 로 인한 common phase error, phase noise로 인한 Inter-carrier interference , 백색 잡음, phase noise로 인한 위상 회전을 나타낸다. 발진기 (oscillator)의 특성으로 인해 위상 잡음 (phase noise)는 고주파 대역에서 더 크게 발생한다.

이러한 위상 잡음 (phase noise)는 수신단에서의 수신 신호에 왜곡을 유발하고, 상기 수신 신호의 복조 성능을 저하시키는 요인으로 작용한다.

따라서 , 고주파 대역에서 이와 같은 위상 잡음 (phase noise)의 영향을 완화시키기 위한 방법이 요구된다.

위상 잡음 (Phase noise)의 영향을 줄이는 또는 완화시키는 방법 중 하나는, 기준 신호 (reference signal :RS)를 이용하여 수신단 (수신 장치 , 단말등)에서 수신 신호의 왜곡을 추정하여 보상하는 방법이 있다.

여기서 , LTE 시스템의 CRS (Cell-specific Reference Signal) 또는 DM-RS (Demodulation Reference Signal)과 같은 기존의 reference signal은 전송 포트 (port )에 따라서로 직교하도록 설계되어 있다. 이는, 전송 port에 따라 송신단과 수신단 사이의 (유효) 채널 ( ef fective channel )이 다르기 때문에 , 서로 다른 전송 port에 대한 채널 추정 시 서로 다른 port 간의 간섭을 제거하기 위함이다.

또한, 위상 잡음 ( Phase noise )는 하드웨어 ( hardware )의 구현 방식에 따라 port 별로 서로 같게 또는 서로 다르게 정의될 수 있다.

그리고, 상기 phase noise가 port 별로 서로 같게 정의되는지 혹은 서로 다르게 정의되는지에 따라 PCRS에 대한 정의가 달라질 수 있다.

예를 들어, port 별로 phase noise가 동일하다고 가정하는 경우 , · 수신단은 모든 port들에 동일한 PCRS를 이용함으로써, 수신 신호에 대한 왜곡을 추정할 수 있다.

하지만, port 별로 phase noise가 서로 다르다고 가정하는 경우, 각 port 별로 직교하는 reference signal이 정의되어야 한다.

그리고, 동일 기지국 또는 동일 단말에서 다수의 port들 간 동일한 phase noise를 가정한다고 하더라도, 다수의 기지국을 통한 전송 (또는 multi -eNB 전송) 또는 다수의 단말을 통한 전송 (또는 multi -UE 전송)의 경우, port들 간 phase noise의 영향은 달라질 수 있다.

따라서, multi -eNB 전송 또는 multi -UE 전송이 허용 또는 정의되는 경우, 최소 2 port 이상의 독립적인 PCRS가 정의되어야 한다.

앞서 살핀 내용을 요약하면 아래와 같다.

( 1 ) 서로 다른 port에 대해 동일한 위상 잡음 (phase noise )를 가정하는 경우, 수신단은 동일한 PCRS를 이용하여 서로 다른 port에 대한 수신 신호의 왜곡을 추정하고, 이를 통해 수신 신호를 보상할 수 있다.

(2) 서로 다른 port에 대해 서로 다른 위상 잡음 (phase noise)를 가정하는 경우, 수신단이 수신 신호의 왜곡을 추정하고 보상하기 위해 각 port 별로 독립적인 PCRS가 정의될 필요가 있다. 이에 따라, 수신단은 각각의 port 별로 정의된 PCRS를 이용하여 각 port에 대한 수신 신호의 왜곡을 추정 및 보상할수 있다.

위의 (1) 및 (2)에 따라 효율적인 RS design을 위해 아래와 같은 방법 (방법 1 및 방법 2)들이 고려될 수 있다.

(방법 1) - 방법 1은 위의 (1)에 따라, 서로 다른 port에 대해 동일한 PCRS를 정의하여 RS에 대한 오버헤드 (overhead)를 낮추는 것이다.

(방법 2) .

방법 2는 위의 (2)에 따라, 서로 다른 port에 대해 독립적인 PCRS를 정의하여 각 port에 대한 수신 신호의 왜곡을 추정 및 보상하는 것이다. 이하에서는, 위의 RS design 방법 (방법 1 및 방법 2)을 이용하여 port 별로 동일 또는 상이할 수 있는 위상 잡음 (phase noise)을 고려하여 이를 추정하기 위한 DM-RS 및 PCRS를 정의하는 방법에 대해 살펴보기로 한다.

먼저 , 아래 표 4를 참고하여 , PCRS를 설계 (design)할 수 있는 case들에 대해 살펴본다.

즉, 표 4는 송신단 또는 수신단에서의 위상 잡음 (Phase noise)에 대한 영향의 고려 여부에 따라 설계 또는 정의 가능한 PCRS 구조의 일례들을 나타낸 표이다.

【표 4】

이하에서 , 표 4에 기재된 각 case들 (case 1 내지 10)에 대해 관련 도면 및 수학식을 참고하여 좀 더 구체적으로 살펴보기로 한다.

Case 1: Single-eNB

Case 1은 송신단 (예 : eNB)에서의 위상 잡음 (phase noise)를 고려하지 않는 single-eNB의 하향링크 (downlink) 상황을 가정한다. 도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 (antenna configuration)의 일례를 나타낸 도이다.

도 7에서 , Po 및 Pi는 각각 ABF (Adaptive Beamf orming)에 대한 프리코딩 백터를 나타내며 , Ho Hi H2 H ₃ 은 각각 채널 계수 (channel coefficient)를 나타내며, e ^j0rx P ⁽¹ )은 p 번째 RX 안테나 포트에서 1번째 샘플에 대한 위상 잡음을 나타낸다. 도 8은 DM-RS 및 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

특히, 도 8은 각 포트 별 DMRS가 FDM으로 전송되는 구조이며, DMRS 포트 별 위상 회전이 동일하여 PCRS를 공유함을 나타낸다.

도 8을 참조하면, 0번 포트에서 추정한 위상 회전이 1번 포트에도 동일하게 적용될 수 있음을 알수 있다.

도 8에서, Φ _ΓΧ ρ(Π)는 ρ번째 RX 안테나 포트에서 m 번째 OFDM 심볼의 공통 위상 에러 (Common phase error)를 나타내며 , L은 OFDM 심볼 당 샘플의 개수를 나타내며 , r _txp (m)는 p번째 전송 안테나 포트로부터 m번째 OFDM 심볼의 기준 신호를 나타낸다.

상기 기호의 의미는 후술할 설명들에도 동일하게 적용될 수 있다.

또한, 도 8에서 810은 (2, 4)에서 수신단에서 수신된 신호로, 0번 포트에서 전송되는 DM-RS에 공통 위상 잡음이 반영된 신호를 의미한다 .

또한, 820은 (2, 5)에서 수신된 DM-RS 신호, 830은 (3,4)에서 수신된 DM-RS 신호를 나타낸다.

여기서 , (l,k)는 (심볼 인덱스, 서브캐리어 인덱스)를 나타낸다. 도 8에서, 설명의 편의를 위해 m은 DM-RS가 위치한 OFDM 심볼 중 가장 작은 index를 시작점으로 한다.

즉, 도 8에서 , 3번째 OFDM 심볼 (1 = 2)에 DM-RS가 위치하는 경우, 3번째 OFDM심볼에서 m은 0 값을 (m=0) 가진다 .

또한, 설명의 편의를 위해 수신 신호에 대하여 노이즈와 ICI (inter- carrier interference)의 영향은 배제한다.

또한, 도 8에서, Port 0의 PCRS를 이용한 phase rotation 추정치는 모든 port(p=0,l,2,3)에 대해서 동일하다.

이는 아래 수학식 12를 통해 확인될 수 있다.

[수학식 12】

Η ₀ ΡΟ ,Ο(1)·(Η ₀ ΡΟΦ,Ο(0))*

= |Η ₀ Ρ ₀ | ² _η0 (1)·Φ. ₀ (0)* → angle (Φ _η0 {\))- angle (Φ _η0 (0))

도 9는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

특히, 도 9는 DMRS가 CDM으로 전송되는 구조이며, 이 VIRS 포트 별 위상 회전이 동일하여 PCRS를 공유함을 나타낸다.

도 9에서 910은 (2,4)에서 수신단에서 수신된 신호로, 0번 포트에서 공통 위상 잡음이 반영된 DM— RS 신호를 나타내며 , 920은 (2, 5)에서 수신된 신호를 나타낸다.

910 및 920은 모두 안테나 포트 p(p=0)을 통해 수신된 신호로, 910과 920은 각각 서로 다른 OCC (Orthogonal Cover Code) 코드가 곱해져 있음을 알 수 있다. 930 및 940은 각각 ( 3 , 5 )와 (4 , 5 )에서 수신되는 PCRS를 나타낸다. 여기서 , 930에서 1 = 3은 PCRS가 할당된 첫 번째 OFDM 심볼을 나타내며, 940에서 1=4는 PCRS가 할당된 두 번째 OFDM 심볼을 나타낸다. 도 9에서, 설명의 편의를 위해 m은 DM-RS가 위치한 OFDM 심볼 중 가장 작은 index를 시작점으로 한다. 즉, 도 9에서 , 3번째 OFDM 심볼 ( 1=2 )에 DM-RS가 위치하는 경우, 3번째 OFDM 심볼에서 m은 0 값을 (m=0 ) 가진다 . 또한, 도 9에서, Port 0의 PCRS를 이용한 phase rotation 추정치는 모든 port (p=0 , 1 , 2 , 3 )에 대해서 동일하다. 이는 아래 수학식 13을 통해 확인될 수 있다. 【수학식 13】

(H ₀ P。 - H, ) Φ„ ₀ (1) . ((H ₀ P ₀ - 1 ) Φ„ ₀ (0))'

= |(Η ₀ Ρ ₀ - Η,Ρ, )| ² Φ„ ₀ (1) - Φ„ ₀ (0)'→ angle (φ^ (ΐ)) - angle (φ„ ₀ (θ))

요약하면, Case 1은 수신 안테나 port에 따라 phase noise가 달라지기 때문에, PCRS에 대하여 TX port에 대한 구분이 필요하지 않음을 알 수 있게 된다. 즉, Case 1은 모든 포트에 대해 PCRS를 공유할 수 있다.

Case 2

Case 2는 eNB에서의 phase noise를 고려하지 않는 multi -eNB downlink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 1과 동일한 결과를 갖는다. 즉, Case 2는 PCRS에 대하여 port에 대한 구분이 필요하지 않는다.

Case 3

Case 3은 eNB에서의 port 마다 서로 다른 phase noise를 고려하는 s ingle -eNB downlink 상황을 가정한다 .

도 10은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 (antenna conf iguration)의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 10에서, Po 및 Pi는 각각 ABF (Adaptive Beamforming)에 대한 프리코딩 백터를 나타내며 , Ho H2 H ₃ 은 각각 채널 계수 ( channel coef f icient )를 나타내며, e ^j0rx P ⁽¹⁾ 은 p 번째 RX 안테나 포트에서 1번째 샘플의 위상 잡음을 나타내며, _e j ⁰ txp ⁽¹⁾ 은 p 번째 TX 안테나 포트에서 1번째 샘플의 위상 잡음을 나타낸다. 도 11은 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

특히 , 도 11은 각 포트 별 DMRS가 FDM으로 전송되는 구조를 나타낸다. 도 11에서, 는 ρ번째 ΤΧ 안테나 포트로부터 위상 잡음을 고려하는 ρ번째 RX 안테나 포트에서 m 번째 OFDM 심볼의 공통 위상 에라 ( Common phase error)를 나타내며, L은 OFDM 심볼 당 샘플의 개수를 나타내며 , _ρ (ΐη)는 ρ번째 전송 안테나 포트로부터 m번째 OFDM 심볼의 기준 신호를 나타낸다.

도 11에서, Port 0의 PCRS를 이용한 phase rotation 추정치는 port 1의 phase rotation과 상이하다. 이는 아래 수학식 14를 통해 확인될 수 있다.

【수학식 14】

Η ₀ Ρ ₀ Φ으。 (1).(Η ₀ Ρ ₀ Φ _0,0 (0))'

= |Η ₀ Ρ ₀ | ² _0, ο ( ·Φο _, ο (0) ^* → Δ ₀₀ = αη (Φ ₀₀ (\)) - angle (Φ ₀₀ (0))

^ Δ, ₀ ≠ Δ _{00 10} (m)≠O ₀₀ (m) 따라서, PCRS는 각 포트 별로 독립적으로 정의되어야 함을 알 수 있다. 도 12는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

특히 , 도 12는 DMRS가 CDM으로 전송되는 구조를 나타낸다.

도 12에서, Port 0와 port 1에 대한 서로 다른 phase rotation이 합해져 있기 때문에, 앞서 살핀 Case 1과 달리 수신 신호의 추정에 어려움이 있다.

이는 아래 수학식 15를 통해 확인될 수 있다.

【수학식 15】

= |H ₀ P ₀ | ² Φ _0,0 (l) . Φ _0,0 (ο) ^' + ΙΗ,Ρ, I ² Φ, _,0 (1) · Φ _Ιι0 (ο) ^'

Η ₀ Ρ ₀ (Η,Ρ,)* Φ _0, ο (ΐ) , _, ο (0)' -Η,Ρ, (Η ₀ Ρ ₀ )' Φ, _,0 (1)Φ _0,0 (0) ^'

앞서 살핀 것처럼, Case 3은 송신 안테나 port에 따라 phase noise가 달라지기 때문에, PCRS에 대하여 TX port에 대한 구분이 필요함을 알 수 있다.

Case 4 Case 4는 eNB에서의 port 마다 서로 다른 phase noise를 고려하는 multi -eNB downlink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 3과 동일한 결과를 가진다.

Case 5

Case 5는 eNB에서의 모든 port에 동일한 phase noise를 고려하는 single -eNB downlink 상황을 가정한다. 도 13은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 설정 (antenna conf iguration)의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 13에서 , Po 및 Pi는 각각 ABF (Adaptive Beamf orming)에 대한 프리코딩 백터를 나타내며 , Ho H2 H ₃ 은 각각 채널 계수 ( channel coef f icient )를 나타내며 , e ^j0rx P ⁽¹⁾ 은 p 번째 RX 안테나 포트에서 1번째 샘플의 위상 잡음을 나타내며, _e j ^0txp(1) 은 p 번째 TX 안테나 포트에서 1번째 샘플의 위상 잡음을 나타낸다. ^' 도 14는 DM-RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

특히, 도 14는 각 포트 별 DMRS가 FDM으로 전송되는 구조를 나타낸다. 도 14에서 , Φαφ, _Γχρ (Π1)는 ρ번째 ΤΧ 안테나 포트로부터 위상 잡음을 고려하는 ρ번째 RX 안테나 포트에서 m 번째 OFDM 심볼의 공통 위상 에러 ( Common phase error)를 나타내며 , L은 OFDM 심볼 당 샘플의 개수를 나타내며 , _ρ (ΐΏ)는 ρ번째 전송 안테나 포트로부터 m번째 OFDM 심볼의 기준 신호를 나타낸다.

도 14에서, Port 0의 PCRS를 이용한 phase rotation 추정치는 모든 port (p=0, 1,2, 3)에 대해 동일하다.

이는 아래 수학식 16을 통해 확인될 수 있다.

【수학식 16】

Η ₀ Ρ ₀ Φ _0,0 (1)·(Η ₀ Ρ ₀ Φ ₀₀ (0))'

= |Η ₀ Ρ ₀ Φο,ο )· ^φ ο,ο(θ)*→Δ ₀₀ =απ^(Φ ₀₀ (ΐ))-α^(φ ₀₀ (0))

도 15는 DM— RS 및 PCRS 구조의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

특히 , 도 15는 DMRS가 CDM으로 전송되는 구조를 나타낸다.

도 15에서, Port 0의 PCRS를 이용한 phase rotation 추정치 port (p=0, 1,2, 3)에 대해 동일하다.

이는 아래 수학식 17를 통해 확인될 수 있다.

【수학식 17]

= |(Η ₀ Ρ ₀ - Η,Ρ, )| ² Φ ₀ , ₀ (1) Φ ₀ , ₀ (0)' → angle (Φ _0,0 (ΐ)) - angle (Φ ₀₀ (0))

살핀 것처럼, Case 5는 수신 안테나 port에 따라 phase rotation이 결정되기 때문에, £>( S에 대하여 TX port에 대한 구분이 필요하지 않음을 알 수 있다. 또한, Case 6은 eNB에서의 모든 port에 동일한 phase noise를 고려하는 multi -eNB downlink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 3과 동일함을 알수 있다.

또한, Case 7은 단말 (UE)에서 port 마다 서로 다른 phase noise를 고려하는 single -UE uplink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 3과 동일함을 알수 있다.

또한, Case 8은 UE에서 port 마다 서로 다른 phase noise를 고려하는 multi -UE uplink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 앞서 살핀 Case 3과 동일함을 알 수 있다.

또한, Case 9는 UE에서 모든 port에 동일한 phase noise를 고려하는 single-UE uplink 상황을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 1과 동일함을 알 수 있다.

또한, Case 10은 UE에서 모든 port에 동일한 phase noise를 고려하는 multi -UE uplink 상¾을 가정하는 것으로, 앞서 살핀 Case 3과 동일함을 알 수 있다. 이하에서는, 앞서 살핀 내용들을 기초로 본 명세서에서 제안하는 전송 포트들 간의 서로 다른 위상 잡음을 가지는 경우를 고려하여 DM— RS 및 PCRS 구조를 정와하는 방법에 대해 살펴보기로 한다 . 아래의 방법 1, 방법 2, 방법 3 및 방법 4에서 제안하는 RS 구조에 대한 정의는 서로 다른 port에 대해 동일한 PCRS를 정의하여 RS overhead를 낮춤과 동시에, 필요한 경우 port 별로 독립적인 PCRS를 이용하여 각각의 phase noise impairment를 추정 및 보상할 수 있는 방법이다.

특히, 방법 1 내지 방법 4는 DM— RS를 CDM을 통해 전송하는 경우, PCRS를 공유하는 방법들을 나타낸다.

(방법 1)

DM-RS 전송 p _0r t ^ "。'"。 "，…，"。 ^― ¹ )는 CDM되어 전송된다.

(방법 2)

CDM되어 전송되는 DM— RS port ( P = "。，"。 ⁺¹ ， ，"。 + v— 1 )는 _pCRS 를 공유한다.

(방밥 3)

UE는 CDM되어 전송되는 DM-RS _port ( = "。，"。 ⁺¹ ，"ᅳ'"。 ^+v_1 )의 phase noise를 동일하다고 가정하고, 수신 신호를 추정 및 보상하는 절차를 수행한다.

(방법 4)

UE는 상호 CDM되지 않는 DM-RS port A ⁾ = {"。，" ₀ ⁺¹ '···,"ο + ^ ¹ } , ' " ¹ ，"^ ¹ ，…，" ¹ ^— ¹ )은 phase noise 가 서로 다르다고 가정하고, 각 CDM 그룹에 부여된 PCRS로부터 각 port의 phase noise impairment를 추정 및 보상한다. 상기 방법 1에서, " ⁰ ' ^V 는 각각 CDM되는 port 중 가장 앞선 port index, CDM되는 port 단위를 의미한다 .

방법 4의 Po,P\은 각각 ( " ₀ ，" ₀ +1，"ᅳ，"。+^_1 ) 중 하나의 p _{0rt index} . _{ n _x , n _x + \,..., r + v - \ ₎ 중 하나의 _{port index} 를 의미한다ᅳ 그리고, 방법 4의 DM 그룹'은 서로 CDM 되어 동일한 PCRS를 공유하는 송신 port의 집합을 의미한다 .

즉, 위의 방법 1 내지 방법 4는 같은 CDM 그룹 내 포트들은 PCRS를 공유하고, 서로 다른 CDM그룹의 포트들은 PCRS를 공유하지 않는다.

도 16 및 도 17은 본 명세서에서 제안하는 DMRS 및 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

구체적으로, 도 16은 앞서 살핀 방법 1 및 방법 2에 대한 일례를 나타낸다. 도 16에서, "。， ^는 각각 0 , 2 , 2를 나타낸다.

상기 방법 4는 서로 CDM되지 않는 DM-RS port 간에는 PCRS를 공유하지 않음을 가정하였다.

도 16에서, DM-RS 포트 0과 1은 subcarrier index 24의 PCRS를 공유하고, DM-RS 포트 1과 2는 subcarrier index 26의 PCRS를 공유함을 알 수 있다.

하지만 도 16의 경우, 동일 기지국이 4 layer 이상의 SU-MIMO를 전송하는 경우, 상기 기지국은 CDM 되지 않는 DM— RS port 간에도 PCRS를 공유할 수 있다.

따라서, 상기 기지국은 DCI 또는 /그리고 RRC signaling을 통해 CDM 되지 않는 DM-RS port 간에 PCRS를 공유한다는 정보를 단말에게 알려줄 수 있다.

즉, 상기 단말은 상기 PCRS 공유 정보를 상기 기지국으로부터 수신한 후, 상기 단말 (또는 수신단)은 phase noise를 추정하는 경우 특정 PCRS resource만 이용하여 상기 phase noise에 대한 영향을 추정 및 보상할 수 있게 된다.

도 16에 도시된 바와 같이, CDM되는 port에 대하여 PCRS를 공유하는 것은 아래와 같은 장점을 가질 수 있다.

기지국이 MU-MIMO를 전송하는 경우, 단말 a. ^~ MU-MIMO pairing되 단말 b에 대한 정보 없이도 PCRS를 이용하여 인접 심볼간 phase rotation을 추정할 수 있다.

이때, 상기 단말 b에 대한 정보는 단말 b에 대한 DM-RS port index , reference signal 등을 의口 1할 수 있다.

도 17은 앞서 살핀 MU— MIMO pairing되는 단말에 대한 정보 없이 PCRS를 이용하여 인접 심볼간 phase rotation을 추정하는 장점을 설명하는 도면을 나타내는 것으로, 앞서 살핀 Case 1의 CDM을 이용한 DM-RS 및 PCRS 구조의 일례를 나타낸다.

후술할 방법 5 내지 방법 10은 방법 1 내지 방법 4에 대한 구체적인 내용으로 해석될 수 있다.

(방법 5 )

이하, 방법 5를 통해 Μϋ— MIMO pairing 여부에 상관없이 DM-RS 및 PCRS를 이용하는 방법에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.

첫 번째 과정으로, 수신단은 CDM되어 전송되는 DM— RS 전송 port

( P = n _Q , n ₀ + \,..., n ₀ + v - \ )에 대하여 _DM _ _RS 검출 시에, _CDM 신호의 전송을 가정하고 검출 과정을 수행한다.

해당 과정은 (1) CDM 전송이 이루어지는 경우와 (2) CD 전송이 이루어지지 않는 경우로 구분하여 설명할수 있다.

먼저 , CDM 전송이 이루어지는 경우에 대해 살펴본다.

아래 수학식 18은 도 17에서 DM— RS port p=0을 사용하는 단말 a에 대해 DM-RS를 이용하여 채널 계수를 검출하는 과정의 일례를 나타낸다.

즉, 수학식 18은 (Case 1에서) CDM DM-RS를 사용하는 유효 채널 (effective channel)의 검출 과정의 일례를 나타낸 수학식이다.

또한, 아래 수학식 18은 step 1과 step 2로 구분된다.

【수학식 18】

[step 1]

(Η ₀ Ρ ₀ +Η,Ρ ₁ )Φ„ ₀ (0)r ₀ (0)r ₀ (0) ^* = (H ₀ P ₀ +Η ₁ Ρ ₁ )Φ„ ₀ (0) = Ψ ^/(4) (0)

(H ₀ P ₀ - Η,Ρ^Φ^ (0)r ₀ (0)r ₀ (0) ^* = (H ₀ P ₀ - H,P,)O _r;t0 (0) = Ψ ⁽⁵⁾ (0)

[step 2]

(ψ ^/(5) (0) + Ψ ^/(4) (0)) / 2 = Η ₀ Ρ ₀ Φ„ ₀ (0) = H _{e/ 0}

다음으로, CDM 전송이 이루어지지 않는 경우 (즉, 특정 port의 전송만 이루어지는 경우)에 대해 살펴본다.

아래 수학식 19는 도 17에서 DM— RS port p=0을 사용하는 단말 a에 대해 DM— RS를 이용하여 채널 계수를 검출하는 과정의 일례를 나타낸다.

이 때, DM-RS port p=l에 대한 DM-RS 전송은 실제로 발생하지 않는다. 즉, 수학식 19는 (Case 2에서) CDM DM-RS를 사용하는 유효 채널 (effective channel)의 검출 과정의 일례를 나타낸 수학식이다. 마찬가지로, 아래 수학식 19는 step 1과 step 2로 구분된다. 【수학식 19】

[step 1]

Η ₀ Ρ ₀ Φ„ ₀ (0)r ₀ (0)r ₀ (0) ^* = Η ₀ Ρ ₀ Φ (0) = Ψ ⁽⁴⁾ (0)

Η ₀ Ρ ₀ Φ„ο (O (0)r ₀ (0) ^* = Η ₀ Ρ ₀ Φ^ ₀ (0) = Ψ ⁽⁵⁾ (0)

[step 2]

(ψ ⁽⁵⁾ (0) + Ψ ^/(4) (。)) 12 = Η ₀ Ρ ₀ Φ,„ (0) = H _{e/ 0}

두 번째 과정으로, 수신단은 PCRS가 전송되는 주파수 톤 f (x)에 대하여 1번째 OFDM 심볼과 (1+1)번째 OFDM 심볼의 conjugate 곱을 통해 두 심볼 사이의 위상 차이를 추정한다 .

즉, 수신단은 reference signal을 이용한 직접적인 effective channel 추정을 하지 않으며 , 두 심볼 사이의 위상 차이만을 추정한다.

그리고, 수신단은 추정한 위상 차이를 DM-RS를 이용해 추정한 채널 계수 (첫 번째 과정 참조)에 반영하여 각 OFDM 심볼에 대한 effective 채널을 추정한다 .

해당 과정 역시, 첫 번째 과정과 같이 (1) CDM 전송이 이루어지는 경우와 (2) CDM 전송이 이루어지지 않는 경우로 구분하여 설명할 수 있다.

먼저, CDM 전송이 이루어지는 경우에 대해 살펴본다.

수학식 20은 도 17에서 DM— RS port p=0을 사용하는 단말 a에 대해 PCRS를 이용한 인접 심볼간 위상 차이를 검출하는 과정의 일례를 나타낸다. 즉, 수학식 20은 (Case 1에서) CDM PCRS를 사용하는 이웃 (neighboring) OFDM 심볼들 사이의 위상 회전의 검출 과정의 일례를 나타낸 수학식이다.

마찬가지로, 아래 수학식 20은 step 1과 step 2로 구분된다.

【수학식 20]

[Step 1]

(H ₀ P ₀ -H ₁ P ₁ )O„ ₀ (l)r ₀ (l) = 7 ^/(5) (l)

Y ^f[S) (1) · (0))' = |(Η ₀ Ρ ₀ - Η,Ρ, )| ² Φ. ₀ (1)Φ. ₀ (0) ^* r ₀ (0) r ₀ (1) ^* = Ω (1) [Step 2]

ifr ₀ (0)r ₀ (l) ^* =l

U _{eff 0} (\) = ll _{eff 0} (0)-angle(Q ^f{5) {\))

다음으로, CDM 전송이 이루어지지 않는 경우 (즉, 특정 port의 전송만 이루어지는 경우)에 대해 살펴본다.

아래 수학식 21은 도 17에서 DM-RS port p=0을 사용하는 단말 a에 대해 PCRS를 이용한 인접 심볼 간 위상 차이를 검출하는 과정의 일례를 나타낸다. 이 때, DM-RS port p=l에 대한 PCRS 전송은 실제로 발생하지 않는다. 즉, 수학식 21은 (Case 2에서) CDM PCRS를 사용하는 이웃 (neighboring) OFDM 심볼들 사이의 위상 회전의 검출 과정의 일례를 나타낸 수학식이다.

마찬가지로, 아래 수학식 21은 step 1과 step 2로 구분된다.

【수학식 21】 [Step 1]

H ₀ P _{0 ra0} (o)r ₀ (o) = :r ^/ (o)

Η ₀ Ρ ₀ Φ 。 (1) = (1)

Y ^/{5) ( ^ΥΛ5) (°)) ^' = Ι ^Η ο ^Ρ ο| ² ,ο (ΐ) „ο (0)* ₀ (0)r ₀ (ΐ)' = Ω (l)

[Step 2]

ifr _o (0)r ₀ (l)* =l

H _e//0 (l) = H _{e o} (0)-^/e(Q ^/(5) (l))

앞서 살핀 것처럼, 방법 5는 실제 CDM되는 port의 전송 여부에 상관없이

PCRS를 자원올 이용하여 인접 심볼간 위상 회전을 추정할 때, ^r o( ⁰ (0 ⁼¹ 을 가정하였다.

따라서, 방법 5의 활용을 위해 아래 방법 6을 제안한다.

(방법 6J

방법 6은 특정 CDM 그룹에서 공유하는 PCRS 자원을 이용하여 PCRS를 전송하는 경우, 각 DM-RS port에 대한 PCRS는 PCRS가 정의된 주파수 톤과 동일한주파수 톤에 위치한 DM-RS symb이을 사용하는 방법이다.

즉, 방법 6은 DM-RS symb이과 동일한 symb이을 PCRS symbol S 사용한다.

여기서, DM-RS symbol과 PCRS symbol °1 동일한 심볼이라는 의미는 DM-RS 신호와 PCRS 신호가 동일하다는 의미를 나타낸다.

즉, PCRS 신호는 DMRS 신호와 동일한 신호를 이용하는 것으로 해석될 수 있다.

도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS 심볼 구조의 일례를 나타낸 도이다. 도 18에서, , 는 각각 χ번째 주파수 톤의 _m 번째 OFDM 심볼의 PCRS symbol , DM-RS symbol을 나타낸다.

그리고, 방법 6은 방법 5를 이용하기 때문에, 방법 5에 따라

. (24) _„/(24) „/(24) _ /(24)

된다

(방법 7 )

상기 수학식 20과 같이, 서로 다른 DM-RS port에 대한 PCRS가 CDM되어 전송되는 경우, 해당 resource ( time , frequency, code )는 각각의 DM-RS port와상이한 채널을 갖게 된다.

따라서, 방법 7은 위와 같은 경우, PCRS resource에 대하여 DM-RS와 다른새로운 port로 상기 PCRS resource를 정의하는 방법이다.

도 19는 방법 7을 설명하는 도면을 나타내며, 본 명세서에서 제안하는 DM- RS 포트와 PCRS 포트 사이의 서로 다른 포트를 정의한 일례를 나타낸다.

도 19에서 , ⁿ o, B는 각각 서로 다른 / 또는 서로 같은 특정 상수 값을 나타낸다. ^'

상기와 같이 DM-RS를 위한 port와 PCRS를 위한 port를 분리하여 정의하는 경우, 각 RS의 특성에 맞게 RS를 정의하거나, 수신단 처리를 수행할 수 있는 장점을 갖는다.

예를 들어, DM-RS는 port의 수만큼 RS를 직교하게 정의해야 하지만, PCRS는 다수의 port가 하나의 PCRS를 공유할 수 있다.

또한, DM-RS는 송신단과 수신단 사이에 약속된 RS sequence를 이용하여 송신단과 수신단 사이의 유효 채널을 추정하지만, PCRS는 인접한 RS간의 위상 회전만 추정할 수 있다.

Multi -eNB또는 Multi -UE 전송에 대한 PCRS구조

다음, 본 명세서에서 제안하는 또 다른 실시 예로 Multi -eNB 또는 Multi -UE 전송에 대한 PCRS 구조에 대해 살펴보기로 한다.

위상 회전 추정을 위해 PCRS를 정의할 때, 다수의 PCRS를 정의하는 것은 RS의 overhead를 크게 증가시킬 수 있는 단점을 가지게 된다.

따라서, 최소한의 PCRS를 정의함으로써, RS의 overhead를 최소화할 수 있는 방법이 필요하다.

특히, 가격 및 에너지 효율에 크게 제약을 받는 단말은 소자 특성으로 인하여 phase noise가 크게 발생할 수 있지만, 기지국은 단말 대비 좋은 소자 특성으로 인하여 비교적 phase noise의 영향이 작을 수 있다.

이처럼, 기지국 단의 phase noise를 고려하지 않아도 되는 경우, 하향링크 신호를 전송할 때 필요한 PCRS의 overhead를 크게 줄일 수 있다.

이하에서, 본 명세서에서 제안하는 RS의 오버헤드를 최소화할 수 있는 PCRS 구조에 대해 다양한 방법올 통해 구체적으로 살펴보기로 한다.

(방법 8 )

방법 8은 하향링크 신호 전송 시에, phase noise로 인한 impairment를 보상하기 위한 reference signal인 PCRS를 전송하는 방법이다.

이때, 상기 PCRS는 DM-RS가 정의된 부반송파 tone 중 어느 하나의 tone에서 정의한다 . 도 20은 방법 8을 나타낸 도이며, 본 명세서에서 제안하는 낮은 RS 오버헤드와 동일한 전송 위상 잡음을 고려한 PCRS 구조의 일례를 나타낸 도이다. 구체적으로, 도 20a는 FDM 방식의 일례이며, 도 20b는 CDM 방식의 일례를 나타낸다.

경우에 따라, 기지국 또는 송신단에서도 phase noise로 인한 impairment를 고려할 수 있다.

이러한 경우, 다수 기지국을 이용하는 전송 시나리오에서 각 기지국으로부터의 phase noise로 인한 impairment를 추정하기 위해서는 서로 직교하는 reference signal을 정의해야 한다.

단, 단위 RB당 정의되는 직교 PCRS의 수는 multi - eNB 전송을 수행하는 최대 eNB 수보다 크거나 같도록 정의할 수 있다.

이와 같은 상황에 적합한 PCRS의 정의 방법을 아래 방법 9와 같이 정의할 수 있다.

(방법 9 )

방법 9는 하향링크 신호 전송 시에, phase noise로 인한 impairment를 보상하기 휘한 reference signal인 PCRS를 전송하는 또 다른 방법이다.

이때, 단위 RB당 정의되는 직교 PCRS의 수는 Multi - eNB 전송을 수행하는 최대 eNB의 수보다 크거나 같도록 정의한다 .

또한, Multi -eNB 전송을 수행하는 경우, 단말은 각 eNB에 대한 PCRS의 전송 여부를 파악하고, 해당 PCRS를 단말에서 복조할 수 있도록 기지국은 DCI 또는 RRC signaling을 통해 해당 정보를 상기 단말로 전송한다. 이후, 상기 단말은 상기 기지국으로부터 전송 받은 Multi— eNB 수행 여부와 관련된 정보를 바탕으로 PCRS를 복조하여 각 기지국 신호로부터 발생하는 phase noise impairment를 보상하고, 데이터를 수신한다.

도 21은 방법 9를 나타낸 도이며, 본 명세서에서 제안하는 낮은 RS 오버헤드와 서로 다른 전송 위상 잡음을 고려한 p _CRS 구조의 일례를 나타낸 도이다.

구체적으로, 도 2 la는 FDM 방식의 일례이며, 도 2 lb는 CDM 방식의 일례를 나타낸다. 도 21에 도시된 바와 같이, 하나의 eNB는 하나의 단말에게 최대 4 layer 전송이 가능하다.

이처럼, 하나의 eNB로부터 신호 전송이 이루어지는 경우, 단말은 layer 0에 대해 정의되어 있는 PCRS를 이용하여 phase noise impairment를 추정 및 보상할 수 있다.

즉, 하나의 eNB 전송 시에는 24번째 주파수 톤에 정의된 PCRS 전송만으로도 단말은 phase noise impairment를 추정할 수 있다.

또한, 도 21에 도시된 바와 같이, Multi -eNB 전송을 수행하는 경우, 최대 2개의 eNB 그리고 각각의 eNB는 2개의 layer 전송이 가능하다.

이처럼, Multi - eNB 전송을 수행하는 경우에는 기지국이 단말로 해당 정보 (Multi— eNB 전송 수행 여부)를 DCI 또는 RRC signaling을 통해 전송해주어야 한다.

즉, 기지국은 26번째 주파수 톤의 사용여부에 대한 signaling을 단말로 해주어야 한다.

예를 들어 , eNBO와 eNBl이 각각 layer 0 , 1 과 layer 2 , 3을 이용하여 raulti -eNB 전송을 수행하는 경우, 24번째 주파수 톤에 정의된 PCRS는 eNBO에 대한 phase noise impairment를, 26번째 주파수 톤에 정의된 PCRS는 eNBl에 대한 phase noise impairment를 추정 및 보상하는데 이용될 수 있다. 위의 예는 동일 기지국의 서로 다른 layer가 동일한 phase noise를 갖는 것을 가정하였다.

하지만, 위의 예는 동일 기지국의 서로 다른 layer가 서로 다른 phase noise를 갖는 경우에도 적용할 수 있다.

예를 들어, 하나의 기지국이 하나의 단말에게 2 layer 전송을 하는 경우, layer 0 , layer 2를 이용하여 전송한다.

이때, 두 단말에 대한 MU-MIMO는 가능하다.

예를 들어, 두 단말에게 각각 1 layer 전송을 하는 MU-MIMO의 경우, 기지국은 각 단말에게 layer 0 , layer 1을 통해 전송할 수 있다.

또한, 두 단말에게 각각 2 layer 전송을 하는 MU— MIMO의 경우, 기지국은 각 단말에게 ( layer 0 , layer 2 ) , ( layer 1 , layer 3 )을 이용하여 전송할 수 있다. 상향링크 전송의 경우에 다수 UE로부터의 동시 전송 시나리오를 고려할 수 있다.

이 경우, 각 단말로부터 전송되는 신호는 단말의 oscillator에 의한 phase noise impairment를 포함한다. 따라서, 각 단말로부터의 phasfe noise impairment를 적절하게 추정 및 보상하기 위해서 , 각각의 단말에 직교하는 PCRS 자원이 할당되어야 한다.

이러한 상황에 적합한 PCRS의 정의 방법을 아래 방법 10을 통해 구체적으로 살펴보기로 한다.

(방법 10 )

방법 10은 상향링크 신호 전송 시에, phase noise로 인한 impairment를 보상하기 위한 reference signal인 PCRS를 전송하는 방법이다.

이때, 단위 RB당 정의되는 직교 PCRS의 수는 Multi -UE 전송을 수행하는 최대 UE 의 수보다 크거나 같도록 정의한다.

또한, Multi— UE 전송을 수행하는 경우, eNB는 DCI 또는 RRC signaling을 통해 각 UE에게 할당된 PCRS layer에 대한 정보를 각 단말에게 전송한다.

즉, 단말은 eNB로부터 전송받은 PCRS layer 정보를 바탕으로 해당 layer와 mapping되는 PCRS 자원을사용하여 PCRS를 전송한다.

eNB는 각각의 UE에게 할당한 PCRS를 복조하여 각 단말로부터 발생하는 phase noise impairment를 보상하여 데이터를 수신한다.

방법 10에 대한 실시 예는 앞서 살핀 방법 9의 실시 예를 사용할 수 있다. 즉, 방법 9의 실시 예와 같이, 하나의 UE는 최대 4 layer 전송이 가능하다.

이처럼, 하나의 UE로부터 신호 전송이 이루어지는 경우, 단말은 layer 0에 대해 정의되어 있는 PCRS를 이용하여 phase noise impairment를 추정 및 보상할 수 있다.

즉, 하나의 UE 전송 시에는 24번째 주파수 톤에 정의된 PCRS 전송만으로 phase noise impairment의 주정을 수행할 수 있다.

또한, Multi -UE 전송을 수행하는 경우, 최대 2개의 UE 그리고 각각의 UE는 2개의 layer 전송이 가능하다.

이처럼, Multi -UE 전송을 수행하는 경우, 기지국은 단말로 각 단말이 사용할 PCRS 자원에 대한 정보를 DCI 또는 RRC signaling을 통해 전송해주어야 한다.

즉, 기지국은 단말로 24번째 주파수 톤의 PCRS 또는 26번째 주파수 톤의 사용 여부에 대한 signaling을 전송해야 한다.

예를 들어 , UE0와 UE1이 각각 layer 0 , 1 과 layer 2 , 3을 이용하여 multi -UE 전송을 수행하는 경우, 기지국은 UE0에게 24번째 주파수 톤에 정의된 PCRS 자원을 사용하고, UE1에게 26번째 주파수 톤에 정의된 PCRS 자원올 사용하도록 signaling 한다.

그리고, 기지국은 단말로부터 상향링크 데이터 수신 시에, 24번째 주파수 톤에 정의된 PCRS는 UE0에 대한 phase noise impairment를, 26번째 주파수 톤에 정의된 PCRS는 UE1어】 대한 phase noise impairment를 추정 및 보상하는데 사용한다.

위의 실시 예는 동일 단말의 서로 다른 layer가 동일한 phase noise를 갖는 것을 가정하였다.

하지만, 상기의 실시 예는 동일 단말의 서로 다른 layer가 서로 다른 phase noise를 갖는 경우에도 적용할 수 있다.

예를 들어, 하나의 단말이 하나의 기지국에게 2 layer 전송을 하는 경우, 하나의 단말은 layer 0 , layer 2를 이용하여 전송한다. 도 22는 본 명세서에서 제안하는 참조 신호를 이용하여 전송 포트 (port )의 위상 회전 (phase rotation)을 추정하는 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.

먼저, 단말은 기지국으로부터 하나 또는 그 이상의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal': DMRS )들올 DMRS 심볼에서 수신한다 ( S2210 ) .

여기서 , 상기 DMRS들은 제 1 DMRS 포트 그룹 또는 제 2 DMRS 포트 그룹 중 적어도 하나를 통해 전송된다.

그리고, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 각각 적어도 하나의 DMRS 포트를 포함하며, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹은 ^{' '} 각각 제 1 CDM ( Code Division Multiplexing) 그룹 및 제 2 CDM 그룹에 대응된다.

상기 제 1 참조 신호는 PCRS ( Phase rotation Compensation Reference Signal )일 수 있다.

상기 동일한 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 위상 회전 (phase rotation) 값은 동일할 수 있다.

즉, 제 1 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들 또는 제 2 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 위상 회전 값은 모두 동일할 수 있다. 또는, 상기 제 1 DMRS 포트 그룹에 속하는 적어도 하나의 DMRS 포트와 상기 제 2 DMRS 포트 그룹에 속하는 적어도 하나의 DMRS 포트의 위상 회전 값은 서로 다를 수도 있다.

이후, 상기 단말은 DMRS 포트의 위상 회전 추정에 사용되는 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 특정 자원 영역에서 상기 기지국으로부터 수신한다 (S2220 ) . 상기 특정 자원 영역은 주파수 영역에서 상기 DMRS들이 전송되는 주파수 톤들 중 적어도 하나의 주파수 톤에 설정되며, 시간 영역에서 상기 DMRS 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼에 설정될 수 있다.

상기 설정된 적어도 하나의 주파수 톤을 통해 전송되는 제 1 참조 신호는 상기 설정된 적어도 하나의 주파수 톤에서 전송되는 DMRS와 동일한 신호 구조를 가질 수 있다.

또한, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 포트와 상기 DMRS가 전송되는 포트는 동일하거나또는 서로 다를 수 있다.

이후, 상기 단말은 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 DMRS 포트의 위상 회전을 추정한다 ( S2230 ) .

여기서 , 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 DMRS 포트 그룹 별로 설정될 수 있다.

상기 제 1 참조 신호는 PCRS ( Phase rotation Compensation Reference Signal )인 것을 특징으로 하는 방법 .

추가적으로, 상기 단말은 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 상기 제 1 DMRS 포트 그룹 및 상기 제 2 DMRS 포트 그룹에 모두 이용 가능함을 나타내는 제어 정보를 상기 기지국으로부터 수신할 수 있다. 여기서 , 상기 제어 정보는 DCI (Downlink Control Information) 또는 RRC (Radio Resource Control) 시그널링에 포함될 수 있다.

이 경우, 상기 단말은 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 적어도 하나의 계 1 참조 신호를 이용하여 상기 제 1 DMRS 포트 그룹과 상기 제 2 DMRS 포트 그룹에 속하는 DMRS 포트들에 대한 위상 회전을 추정할 수 있다. 또한, 상기 단말이 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 다수의 기지국들로부터 수신하는 경우, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호의 개수는 상기 다수의 기지국들의 개수보다 크거나 같을 수 있다.

또한, 상기 단말은 상기 기지국으로부터 각 기지국의 PCRS 전송 여부와 관련된 정보를 수신할 수 있다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 . .

도 23을 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (2310)과 기지국 (2310) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2320)을 포함한다.

기지국 (2310)은 프로세서 (processor, 2311) , 메모리 (memory, 2312) 및 RF부 (radio frequency unit, 2313)을 포함한다. 프로세서 (2311)는 앞서 도 1 내지 도 22에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2311)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2312)는 프로세서 (2311)와 연결되어 , 프로세서 (2311)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2313)는 프로세서 (2311)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다 .

단말 ( ² 3 ² 0)은 프로세서 (2321) , 메모리 (2322) 및 RF부 (2323)을 포함한다. 프로세서 (2321)는 앞서 도 1 내지 도 22에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 ( ² 3 ² 1)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2322)는 프로세서 (2321)와 연결되어 , 프로세서 (2321)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 323)는 프로세서 (2321)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.

메모리 (2312, 2322)는 프로세서 (2311, 2321) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2311, 2321)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2310) 및 /또는 단말 (2320)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다. 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 ( f irmware ) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 꾀해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specif ic integrated circuits ) , DSPs (digital signal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트롤러 , 마이크로 콘트를러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화 ¾ 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 ^' 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

【산업상 이용가능성】

본 발명은 3GPP 시스템, 5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.